CN101189804A - 为射频性能调谐提供校准技术的方法和设备 - Google Patents

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Abstract

公开了一种用于操作通信设备的射频接收机的方法，公开了一种用于实现所述方法的电路。该方法包括在通信设备的数据处理器的控制之下操作的同时，生成一个校准信号；把内部校准信号注入射频接收机的低噪声放大器(LNA)中；在校准信号的多个不同频率处测量接收机的下变频响应，或者使用一个固定的校准频率在多个不同低噪声放大器调谐组合处测量接收机的下变频响应，和如下两个操作中的至少一个：基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率以便至少补偿包括至少一个谐振器的分量值中的变化，或者调整接收机的线性。在一个实施例中，使用位于所述低噪声放大器上游的一个噪声源以及一个通过双工滤波器泄漏到接收机中具有AM分量的发射机信号之一来生成校准信号。

Description

为射频性能调谐提供校准技术的方法和设备
技术领域
这些教导通常涉及射频(RF)接收机，更具体地说，涉及用于优化诸如在蜂窝电话和其他类型的移动通信装置和终端中出现的那种射频接收机性能的方法和设备。
背景技术
定义如下缩写。
ADC        模数转换器
AM         幅度调制
ASIC       专用集成电路
BB         基带
CDMA       码分多址
CMRR       共模抑制比
CPU        中央处理器
DS-CDMA    直接序列CDMA
DSP        数字信号处理
FDD        频分双工
FM         频率调制
FPGA       现场可编程门阵列
IC         集成电路
ICP        输入压缩点
IF         中频
IIP2       二阶输入截断点
IIP3       三阶输入截断点
IMD2       二阶互调产物
IMD3       三阶互调产物
LNA        低噪声放大器
LO         本地振荡器
PM         相位调制
PD         相位检测器
PDF        相位频率检测器
RX         接收机
RF         射频
RSSI       接收信号强度指示器
TX         发射机
VCO        压控振荡器
WCDMA      宽带CDMA
3G         第三代(蜂窝系统)
正如熟知的，使用于射频IC中的无源组件通常具有相对大的工艺变异(Process Variation)。这导致谐振的或谐振频率的精确度和电路带宽之间的直接权衡。结果，通常做法是在射频信号路径中使用相对低Q谐振器以便确保一个十分宽的带宽和因此足够的性能而不必需要校准。另外，优选地，为了降低成本，在制造期间避免执行校准。通过在射频接收机中使用窄带宽(窄带)低噪声放大器，使得能去掉低噪声放大器之后的带通滤波器，并因此降低成本。可是，因为无源元件工艺变异会很大，所以通常需要某些校准，并且成本节省不能像起先期望的那么出色。
如此，所需要的是一种可用于调谐模拟电路中的谐振器的校准技术的简单实现，以及一种在无线电系统中利用(相对地)窄带谐振器的技术。
在大多数应用中，使用一种相对宽带的低噪声放大器，它对工艺变异不灵敏，并且如果有必要，在低噪声放大器和一个下游混频器之间放置一个外部滤波器以便降低发射机泄漏(从发射机耦合到接收机中的一种不需要的信号)。另外，以前已经提出了在低噪声放大器混频器接口中或者在低噪声放大器拓扑结构本身中使用附加谐振器的一些结构。关于这点可以参考J.A.Macedo、M.A.Copeland的“A1.9-GHz Silicon Receiver with Monolithic Image Filtering”(IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.378-386 March 1998)以及H.Samavati、H.R.Rategh、T.H.Lee的“A 5-GHz CMOS Wireless LANReceiver Front End”(IEEE J.Solid-State Circuits，vol.35，pp.765-772，March 2000)。
在主要针对图像抑制目的时，与滤除带外信号分量相关的问题基本上与滤除发射机泄漏时的相同。可是，虽然在现有技术中已经描述了具有两个谐振器的低噪声放大器结构，但是以前没有建议校准和与两个谐振器低噪声放大器电流最佳缩放比例的适当解决方案。
应当指出：代替两个谐振器，可以使用一个高Q值谐振器。可是，该方法可以被认为具有与两个谐振器拓扑结构相同的或类似的调谐需求。
还可以参考共同受让的国际专利申请No.：WO02/084859A1，发发明人为Kalle
Figure A0380861300101
和Aarno国际申请日为2001年4月18日，名称为“Balanced Circuit Arrangement and Method forLinearizing such an Arrangement”(平衡电路设置及这种设置的线性化方法)，它描述了一种校准接收机的二阶非线性的技术。
图1示出了一种传统直接变换接收机1。在一个接收信号经过天线2之后，使用第一(可变)放大级4前面的带通滤波器3来选择期望的无线频带(例如，WCDMA/GSM/或其它)。带通滤波器3可以是诸如包括发射端带通滤波器的一个双工器之类的双滤波器方案的一部分。然后使用接收信道载频处接收机RX合成器7调谐的正交本地振荡器(LO)信号6(90度相移)，混频器5把滤波后的接收信号下变频到零IF(即，直接变换)。在下变频之后，将信号应用到基带放大器8、10和滤波器9，并且在一个数字通信系统中，信息由模数转换器(A/D)11转换成数字形式，然后被进一步数字滤波12。在A/D 11之后执行恢复发射信息的信道解码13和其他必需的数字功能。增益控制是一个在所有接收机结构中扩展输入信号范围的重要功能，并同样使用在本发明中来在校准期间调整信号电平。一个接收信号强度指示器(RSSI)块14向一个增益控制逻辑块15提供一个信号，增益控制逻辑块15用于调整放大器4、8和10的增益以便把接收信号保持在一个期望电平。
应该注意：传统直接变换接收机体系结构的上述说明不应理解或解释为限制下面将进一步描述的本发明实施例的实践和范围。
图2A示出了一个具有单个谐振器(ZLP和ZLM)的典型差分低噪声放大器(LNA)的结构，将它用作接收机链路中的第一放大器4，而图2B示出了使用于合成器7中的一个典型压控振荡器(VCO)7A。压控振荡器7A生成高频信号，从中生成正交LO信号。这两个设备都使用一个可以在射频IC上实现的或者用外部振荡回路实现的谐振器。虽然图2A和2B中的谐振器看上去稍微不同，但是它们在电气上执行完全相同的谐振功能。通常，为了本发明的目的，所有描述的谐振器可以认为是一个包含一个电感器、一个电容器和一个电阻器的LC振荡回路。电阻器没必要在所有附图中都示出，并且在大多数情况下电阻器实际上是寄生阻抗，它降低了振荡回路在所有物理实现中的质量，并因此必须加以考虑。
可以根据图2A使用一个高质量LC振荡回路和一个单独的并联电阻R(未示出)来实现一个宽带低噪声放大器，以便通过降低振荡回路的品质因数(Q值)来提高带宽。如果考虑工艺变异，则这个技术通常使用于许多低噪声放大器实现中，因为当前IC技术提供产生非常高的振荡回路Q值的电感器和电容器。这个问题在图3A中说明。由于工艺变异，取样之间的中心频率变化量可以太大以便覆盖感兴趣的整个频带(即，系统带宽)而不需要调谐(校准)。因此，在窄带低噪声放大器的情况下需要调谐。在宽带结构(虚线示出)的情况下，工艺变异对感兴趣频带中的放大具有小得多的影响。两个方法在衰减诸如发射机泄漏之类的带外干扰信号之间的区别如图3B所示。使用窄带低噪声放大器的好处很明显，并且衰减方面的即使相对小的改善也可以显著放松接收机规格。
可以示出：离期望信号一些距离(MHz为单位)的最大发射机(TX)功率泄漏中的6dB衰减可以充分放松混频器5规格使得从低噪声放大器混频器接口中去掉一个滤波器。在这个估计中，考虑了TX泄漏与一个不需要的寄生信号的交叉调制。虽然使用当前IC技术可以实现具有足够性能的谐振电路，但是不调谐的话，则谐振频率的精确度是不可接受的。可是，如上所述，提供调谐的这个要求增加了成本并因此是不希望的。
发明内容
按照这些教导的优选实施例，克服了上述和其它问题，并且实现了其它优点。
本发明描述了一种用于提供校准技术的设备、方法和算法，该技术允许在射频信号路径中使用窄带宽谐振器并因此降低了受益于带外干扰信号的附加衰减的那些电路块的线性要求。优选的校准技术还允许用某些调谐技术提高线性性能而不增加功耗。因为在大多数情况下，线性要求主导功耗，校准技术以较低的电流消耗保持相同的线性性能，并因此有助于减少系统中的整体功耗。优选的校准技术实现的另一重要利益是当在频带限制之后某些性能参数被放松时，消除外部滤波变成可能，而以片上装置实现可接受的性能。这个技术的一个重要应用示例是去掉了位于低噪声放大器和下变频混频器之间的外部带选择滤波，其中，由于在具有同时收发模式的全双工系统中发射机功率泄漏到接收机输入中，所以通常需要所述外部带选择滤波。3G CDMA系统是此类全双工系统的特定示例。
根据本发明，提供改变低噪声放大器谐振器并检测最强响应的逻辑，以及一个基于最强响应选择谐振频率并可以根据电流LO信号从额定频率偏移谐振的算法。本发明还提供一种根据低噪声放大器的电流缩放比例偏移谐振的方法。本发明还提供一个附加振荡器模式，其中，输出信号被幅度和/或频率调制。本发明还提供一种通过使用附加振荡器或LO合成器与调制器产生的信号来把接收机的线性性能调整到最大值并在基带测量结果的算法。本发明有利地提供一种使用一个高Q谐振器或以各种方式耦合在一起的多个谐振器的窄带低噪声放大器结构的调谐方法，作为一个示例，用于为多带应用获得窄带性能或一个较大调谐范围。还提供一个附加振荡器，其把低噪声放大器谐振器使用在校准模式中，优选地，与一个锁相环结合。
根据本发明的实施例，具有期望属性的一个附加高频信号可以连接到低噪声放大器谐振电路并且低噪声放大器的输入级被关掉。通过调谐谐振频率(或者可能是LO频率)，接收机的射频前端的最大输出信号电平被检测。这个最高电平指示低噪声放大器的谐振大约与已知LO频率相同。利用该设置，谐振被带到离感兴趣频带更近一点，并且影响谐振频率的任何工艺变异因此被补偿。通过使用这个校准过程，一个相对窄带宽的低噪声放大器可以被使用在接收机中来滤除带外干扰，例如当操作在全双工模式时发射机自己的漏泄功率。
通过从接收机中内部生成的噪声中检测接收机的最大增益，在不使用一个附加高频信号源的情况下也可以实现调谐。在一个典型的情况中，当谐振器之前生成接收机中噪声的有效部分并且因此产生噪声定义的最强信号的控制字指示最大增益(即，期望的谐振频率)时，那个方法是可能的。
校准的低噪声放大器谐振还可以在接收期间基于接收机要被调谐到的合成器频率而被调谐。因为在全双工通信情况下与接收相比较，发射信号通常处在频率上的一个固定间隔处，所以如果低噪声放大器的谐振可以根据接收无线电信道而被偏移，则对于所有的频率信道，可以分别地优化低噪声放大器相对于TX衰减的增益。这个性质例如在全双工3G WCDMA系统中是有利的。
如果低噪声放大器偏置电流变化，则谐振频率还可能稍微改变。可是，因为通过利用本发明校准了谐振器的工艺变异，所以当低噪声放大器的偏置改变时，已知频移作为偏置电流的函数，也可以被考虑。
在谐振器负载中使用一个高质量振荡回路可以建立一个窄带低噪声放大器。可是，当前IC技术使用标准处理步骤，没有为电感器提供很高的Q值，并因此限制了低噪声放大器的带宽限制性能。为了绕过这个问题，使用两个谐振器的一种低噪声放大器结构被采用以便降低低噪声放大器带宽。还可以使用一个高Q值谐振器(或多个互连的谐振器)来构造一个窄带宽低噪声放大器，用于获得窄带性能或大调谐范围。根据本发明一个方面，提供一个过程用于在校准期间和低噪声放大器/接收机操作期间调谐一个或多个谐振器。
为了将接收机的线性最大化，校准信号可以被幅度或频率调制。用于接收机中的IIP2调谐可以使用幅度调制(AM)信号，而对于IIP3调谐可以使用频率调制(FM)信号。
本发明的这个实施例因此提供电路和方法来生成启用内部接收机调谐的适当测试信号，检测结果并在无线接收机中执行一个内部校准周期以便获得最佳性能级别。
优选地，在诸如GSM之类的TDMA通信系统中的空闲时隙期间、和/或在移动台启动期间、和/或在任何其他无线电系统中的任何其它有效空闲时间期间，执行校准。因为执行的校准主要与特性化组件工艺变异有关，所以它们可以只被执行一次。可是，校准可以像期望的那样被执行多次，只要接收机的低噪声放大器可以被关掉或者至少部分地禁用了操作。例如，当特定的接收机前端不处于使用中时，校准过程可以在多模或多频带接收机中执行。
从本发明的教导使用中导出的一个重要利益是：在无线接收机中使用一个相对窄带的低噪声放大器并随后对射频IC内部执行校准变成可能。窄带低噪声放大器更有效地衰减带外干扰，它使低噪声放大器之后的接收机块及低噪声放大器本身的线性要求放松。在接收与发射同时发生并且发射机功率泄漏到接收机输入中的全双工情况下，这具有特别的重要意义。因为线性性能要求通常主导接收机功耗，所以通过放松线性性能要求，可以显著降低平均功耗。
从本发明的教导使用中导出的另一重要利益在于，由于大泄漏发射机功率，在低噪声放大器输出和对混频器的输入之间、甚至在直接变换接收机中通常需要一个外部滤波器，否则混频器线性要求变得不合理。可是，通过使用一个与校准过程结合的窄带低噪声放大器，则可以消除大规模且昂贵的外部滤波器，并还可以放松混频器的线性要求。这导致成本和功耗两者都节省。
本发明这个实施例的使用还提供可能在振荡器中通过一个简单的幅度调制方法来采用同一振荡器使用于谐振校准中，用于调谐接收机的IIP2。在这种情况下，在制造期间可能不需要校准IIP2。通过正确地偏置或切换某些结构，还可以将IIP3最大化。本发明提供一个机会来内部调整或校准IIP3性能以便优化电路性能。一般来说，IIP3的内部优化会导致降低的功耗。IIP3最佳化的一个双音测试信号可以被内部或外部地生成。
本发明的第一实施例提供：一种诸如移动台或基站之类的通信设备的射频接收机，其具有在通信设备的数据处理器的控制之下操作的校准电路，与只校准生产和/或测试环境中工厂中的电路相反，所述校准电路用于使用在校准现场通信设备的射频电路中。此外，所有公开的校准还可以在生产期间执行。在不需要外部测试信号连接到处于测试中的设备的情况下，导致制造测试周期期间简化且提高的效率。
公开了一种用于操作通信设备的射频接收机的方法，所述通信设备是用于实现所述方法的电路。该方法包括：在通信设备的数据处理器的控制之下操作的同时，生成一个校准信号；把校准信号注入射频接收机的低噪声放大器(LNA)中；在一个以上频率处使用校准信号在接收机的多个不同内部状态下测量接收机的下变频响应，或者使用一个固定的校准频率在多个不同低噪声放大器调谐组合下测量接收机的下变频响应；和如下两个操作中的至少一个：基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率使得至少补偿包括至少一个谐振器的分量值中的变化，或者调整接收机的线性。
优选地，接收机内部状态是与一个自适应接收机相关的那些，其中，包括但是不限制为偏置电流(组)、增益(组)和线性的接收机内部块可以被调谐或调整，导致接收机的一些状态或性能。
在另外一个方面中，本发明在不需要接收机的时间期间操作所述移动台的数据处理器，用于至少部分地禁用一个接收机低噪声放大器，在所述移动台内部生成一个校准信号，并把校准信号耦合到接收机中，测量接收机对所述校准信号的一个下变频响应，和至少一个下面的步骤：基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率，或者调整接收机链路的线性。
本发明的这个第一实施例在不需要接收机的时间期间操作所述移动台的数据处理器，用于至少部分地启用接收机低噪声放大器，在移动台内部生成一个校准信号，并把校准信号耦合到接收机中，测量接收机对所述校准信号的一个下变频响应，和至少一个下面的步骤：基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率，或者调整接收机链路的线性。
优选地，下变频校准信号位于一个接收机带通转换函数之外，以使校准信号不被完全拒绝，并且优选地，在数字域中通过带通滤波从接收信号频谱中分离下变频校准信号。
另外根据本发明的一个优选的第二实施例，描述了一种算法，它基于一个最强响应/增益来选择低噪声放大器负载谐振频率并且可以根据当前LO信号从额定值偏移谐振。
还描述了一种通过使用由发射机产生的信号并通过在基带测量结果来用于把接收机的二阶线性性能调谐到最大值的算法。
本发明的一个方面是一种校准低噪声放大器中心频率以及混频器的二阶非线性的新技术。
在本发明的第二实施例中，通过在数字基带测量噪声功率来执行低噪声放大器中心频率的校准。通过调谐谐振频率(或者可能是LO频率)，射频接收机的最大输出信号电平可以被确定。最大输出信号电平表示低噪声放大器的谐振和最高增益处于大约与已知LO频率相同的频率处。通过使用这个确定的设置，使谐振足够接近感兴趣频带，并且谐振频率的工艺变异因此被补偿。使用该校准过程，一个窄带低噪声放大器可被用于接收机中以便滤除包括发射机(TX)漏泄功率以及外部信号源在内的带外干扰。
为了将直接变换接收机中的二阶线性最大化，校准信号最好被幅度调制(AM)。在具有双工器和在所使用的调制技术中具有AM分量的系统中，TX泄漏信号可以被直接使用作为用于IIP2调谐的校准信号。如果一个天线转换开关被使用，则衰减的TX信号可以连接到接收机的输入节点或者其它射频节点。
根据本发明的第二实施例，不需要包含附加电路，比如校准信号发生器，从而减少了成本和复杂性，同时节约了IC面积并降低了功耗。
目前本发明的优选实施例通过使用背景辐射的热噪声、双工器和平衡不平衡转换器(balun)来校准低噪声放大器4的中心频率，并允许在能够就地校准的无线电接收机中使用一个窄带低噪声放大器。这个校准包括：通过打开开关以便隔离低噪声放大器输入或者通过屏蔽以便隔离天线或移动台接收任何干扰信号来使低噪声放大器输入从可能干扰校准的外部干扰中隔离。
相同的电路还可以被使用来通过加电TX信号并测量IMD2产物或感兴趣频带中的其它损害来调谐接收机线性。一个实施例启用IIP2调谐而不需要外部测试信号。此外，可以使用现有的数字测量块来执行功率测量(RSS)，而不需要附加的IC区域。校准过程(低噪声放大器和混频器)不必与制造期间的其他测量同时发生。
本发明的各个方面至少部分地针对生成或使用预先存在的测试信号用于内部调谐，检测结果，并在无线电接收机中执行一个内部校准周期以便获得一种最佳性能级别。
因为校准主要与工艺变异有关，所以接收机可能需要被校准一次，并且校准参数被储存用于稍后使用。理想地，在生产期间执行校准一次，并且设定被储存到非易失存储器中。而且，在TDMA通信(比如EDGE/GSM)中在空闲时隙期间、或者在移动台启动期间、或者在任何其它无线电系统中的任何其他可用空闲时隙或时间期间执行校准是可能的。例如，当特定的接收机前端不处在使用中时，校准过程可以在多模或多频带接收机中执行。
附图说明
当结合附图阅读时，在优选实施例的下列详细说明中使这些教导的上述和其他方面更加明显，其中：
图1是传统直接变换接收机的简化方框图；
图2A和2B共同称为图2，分别是具有两个谐振器的传统差分共射低噪声放大器(LNA)和传统压控振荡器(VCO)的示意图；
图3A和3B共同称为图3，是曲线图，其中，图3A示出了与宽带宽低噪声放大器对比，窄带宽低噪声放大器上的工艺变异影响；而图3B示出了窄带低噪声放大器对诸如泄漏发射机功率之类的带外干扰的衰减的影响；
图4是具有根据本发明的校准电路的直接变换接收机框图，在此，开关指示校准信号的可能连接点或节点；
图5是根据本发明的一个方面，使用幅度调制(AM)本地振荡器(LO)信号的具有低噪声放大器中心频率校准电路的直接变换接收机框图；
图6是示出用于把校准信号耦合到低噪声放大器谐振器的一个实施例简图，在此，低噪声放大器位于输入级被关掉的校准模式中；
图7是说明谐振器调谐算法的实施例的逻辑流程图；
图8示出了一个双谐振器低噪声放大器实施例；
图9是一张曲线图，它描述了有数字调谐和没有数字调谐的作为低噪声放大器电源电流函数的谐振频率；
图10是一张逻辑流程图，说明了直接变换接收机的二阶输入截断点(IIP2)校准的实施例；
图11是根据本发明的一个实施例，示出耦合到低噪声放大器谐振器上的辅助压控振荡器的实施例示意图；
图12A和12B共同称为图12，分别是耦合到具有两个谐振器的低噪声放大器上的辅助压控振荡器的第一和第二备选实施例简图；
图13是一个低噪声放大器调谐功能的框图，其使用分频器、相位频率检测器、计数器和相关逻辑，在此，假定低噪声放大器处于与一个附加振荡器核心的振荡中；
图14是一个无线通信系统框图，其包括一个具有根据本发明操作的直接变换接收机的移动台；
图15是一个说明了根据本发明另外一个方面的谐振器调谐算法实施例的逻辑流程图，在此，接收信号强度(RSS)测量值可以是同一状态中多个测量值的总和；
图16是校准直接变换接收机的二阶输入截断点(IIP2)的目前优选方法的逻辑流程图，在此，RSS测量值可以是同一状态中的多个测量值的总和；
图17是绘制综合功率与低噪声放大器调谐字的曲线图，并且表示只存在噪声时从RSS指示器中测量的低噪声放大器中心频率调谐，并且还说明该曲线跟随低噪声放大器的增益，在此，期望的校准结果是对应于最大功率(MaxP)的一个结果；
图18是绘制RSS与混频器调谐字的曲线图，并且示出了如何利用TX泄漏调谐混频器IIP2，在此，TX调制具有一个AM分量，在此上面的曲线表示当Q信道混频器未校准时的I信道混频器校准，而下面的曲线表示在I混频器校准之后的Q混频器校准，并且在此期望的校准结果是对应于最小功率(MinP)的一个结果；
图19是包括根据本发明的调谐低噪声放大器和混频器调谐逻辑的直接变换接收机框图；和
图20A示出了具有可调负载电阻(RT1和RT2)的混频器实施例，和图20B示出了可调负载电阻之一的实施例。
具体实施方式
为了把本发明放入一个适当的技术环境中，首先参考图14，其中说明了包括适于实践本发明的至少一个移动台(MS)100的无线通信系统实施例的简化方框图。图14还示出了一个示例网络运营商，它例如具有：一个GPRS支持节点(GSN)30，用于连接到诸如公众分组数据网或PDN之类的一个通信网络；至少一个基站控制器(BSC)40；和多个基站收发信机(BTS)50，基站收发信机50根据一个预确定空中接口标准来在前向或下行链路方向上的物理和逻辑信道中向移动台100发射。每个BTS 50假定支持一个小区。从移动台100到网络运营商还存在一个反向或上行链路通信路径，它传达移动发起的接入请求和业务。
空中接口标准可以遵照任何适当的标准或协议，并且可以启用语音和数据业务，比如允许互联网70接入和网页下载的数据业务。虽然这些教导不是意指限制为TDMA或GSM或GSM相关无线系统，但是一种适当类型的空中接口基于TDMA并可以提供GSM或高级GSM协议。实际上，其它无线系统和空中接口，比如WCDMA系统，可以至少服务由如图4所示的无线通信系统服务的一部分地理区域，并且MS 100可以是能够以GSM或WCDMA网络操作的一个多频带终端，或者可以是只以WCDMA系统操作的单频带终端。
网络运营商还可以包括一个适当类型的消息中心(MC)60，它接收并转发移动台100的消息。其它类型的消息业务可以包括补充的数据业务和当前正在开发的通常所说的多媒体消息服务(MMS)，其中：图像消息、视频消息、音频消息、正文信息、可执行文件等等或者它们的组合，都可以在网络和移动台100之间转送。
移动台100通常地包括一个微控制单元(MCU)120，它一个输出耦合到显示器140的一个输入并且一个输入耦合到键盘或小键盘160的一个输出。移动台100可以是诸如蜂窝电话机或个人通信装置之类的手持无线电话。移动台100还可以被包含在一张卡或模块内部，所述卡或模块在使用期间连接到另一装置。例如，移动台100可以被包含在PCMCIA或类似类型的卡或模块内部，所述卡或模块在使用期间被安装在一个便携数据处理器内部，比如膝上型计算机或笔记本计算机，甚至用户可佩带的计算机。
MCU 120被假定包括或耦合到一些类型的存储器130，包括用于储存操作程序的非易失存储器以及用于临时储存需要数据、便条储存、接收分组数据、待发送分组数据等等的随机存取存储器(RAM)。一个单独的可拆卸的SIM(未示出)也同样可以被提供，SIM例如存储一个优选的公共陆地移动网络(PLMN)列表和与其它用户相关的信息。为了本发明的目的，假定非易失存储器储存启动MCU 120的程序以便执行操作在无线通信系统中所需的软件例程、层和协议，并且经由显示器140和小键盘160向用户提供一个适当的用户接口(UI)。存储的程序还可操作用于执行根据这些教导的方法和算法，比如图7和10中说明的方法。虽然未示出，但是通常提供送话器和扬声器用于允许用户以传统的方式实施话音呼叫。
移动台100还包括：一个无线部分，无线部分包括一个数字信号处理器(DSP)180或者等效的高速处理器或逻辑或控制单元；以及一台无线收发信机，无线收发信机包括发射机(Tx)200和接收机(Rx)220，两者都耦合到天线240用于经由BTS 50与网络运营商通信。至少一个本地振荡器(LO)260形成频率合成器的一部分并被提供用于调谐收发信机。通过天线240发射和接收诸如数字化语音和分组数据之类的数据。
本发明的教导最感兴趣的是接收机220。接收机220被假定是一个直接变换接收机，虽然在其它实施例中可以采用诸如超外差接收机之类的其他类型的接收机。接收机220包括按照本发明一个或多个不同实施例的低噪声放大器和混频器校准功能，现在将进一步详细描述。
图19示出了接收机220的实施例。注意：若干块与图1的传统直接变换接收机相同。可是，图19中还示出的是一个可选的天线转换开关2A，和在低噪声放大器4前面的带通滤波器3A，这是包括发射侧带通滤波器3B的双工器3给出的双滤波器方案的一部分。图19还示出了一个调谐逻辑块16，它根据本发明接收RSSI块14的输出(测量的RSS值)并且提供调谐输出到混频器5和低噪声放大器4。发射机电路210通常示出为单个块体。发射机210和接收机220的组合形成一个收发信机。
在本发明的优选实施例中，调谐逻辑块16可以是图14的MCU120的一部分或者是MCU 120执行的一个软件功能。
本发明通过提供一种方便的机制和方法来校准低噪声放大器，从而允许在无线电接收机220中使用一个窄带低噪声放大器4。使用一个内部校准过程可以执行该校准方法。虽然在射频IC制造之后通常执行一些校准，但是使用本发明可以消除在移动台生产期间对提供外部测试信号和/或设备的需要。如果希望的话，还可以稍后在空闲操作模式期间或者可能接收期间执行校准。另外，校准不需要另外一个开关来把校准信号连接到低噪声放大器4。
为了本发明的目的，宽带宽低噪声放大器4是适于通过宽频带操作的一个低噪声放大器，而窄带宽谐振器通常将具有一个比宽带宽谐振器更高的Q值。
通过调制LO/辅助VCO信号，或者通过直接使用发射机210作为一个源，相同的电路还可以被使用来调谐接收机220的线性。这还允许调谐IIP2而不需要外部测试信号，并且还提供一个技术来优化IIP3。
虽然校准过程在校准期间消耗一些量的功率，但是由于只需要执行一次或者极少次校准，所以平均功耗增量可以忽略。
当实施校准过程时，优选地，通过天线2接收到低噪声放大器4的输入的任何信号被充分隔离或者屏蔽以使它们不对校准过程有任何影响。特别在IIP2校准期间，如图16所示，当获得的IMD2处于非常低电平时，接近或高于热噪声电平的任何信号将干扰校准过程。
参见图4，按照本发明的第一实施例，内部生成的测试或校准信号(CS)连接到低噪声放大器4谐振器以便校准接收机220。校准信号可以从如图4所示的合成器7中取得，或者从下面讨论的辅助振荡器中取得。校准信号首先在衰减器20中被衰减，因为合成器7输出的典型信号电平将容易渗透接收机220的信号路径。校准信号可以处在与下变频混频器5的LO6相同的频率上，或者处在其它频率。在直接变换接收机的情况下，如图4所示，前者的备选是优选的，因为用于LO6的同一信号也同样可以被使用，用于校准信号CS。可是，优选地，校准信号被调制块22调制如此以使在混频器5下变频之后校准信号不是准确处在DC(或者通常作为一个通带信号)上。这是因为DC分量通常被滤除，并且至少校准精确度将遭受DC处的其它干扰。校准信号CS可以被幅度调制(AM)、相位调制(PM)、频率调制(FM)或数据调制。后一个备选(数据调制)暗指可以用在接收机220中能够被检测到的一些已知数据序列来调制校准信号。优选地，调制的校准信号的频率处在测量响应的装置的通带内。在优选的模式中，与实际信号路径相同的信号路径被用于校准，虽然在其他实施例中，可以使用一个单独的、平行的信号路径。在至少优选模式的情况下，用导致产生落入信道选择滤波器通带中的频率分量的信号来调制校准信号。
根据本发明，使用AM调制器22的接收机220的实施例如图5所示。通过用频率为f0的一个数字时钟信号来切换LO信号的开和关，则形成AM调制。AM调制信号被射频混频器5下变频以使只有幅度与低噪声放大器4之后的校准信号幅度成比例的频率f0被RSSI块14或一些等效电压/电流/功率检测器检测。
图6示出了低噪声放大器4以及校准信号(CS)到低噪声放大器谐振器的连接的一个实施例。在本实施例中，把相同的与如图2A所示的现有技术示例进行对比，可见输入晶体管Q1P和Q1M分别与校准信号输入(CALp和CALm)晶体管Q3p和Q3m并联。通过把校准信号连接到晶体管Q3p和Q3m，避免了从低噪声放大器4上游使用一个校准开关。这有时候可能是有益的，因为校准开关的存在会增加复杂性并降低接收机220的性能。注意：两个低噪声放大器谐振器，在此第一谐振器由CLp、Lrp、CLm、Lrm、Ct(和相关的寄生阻抗)组成，而第二谐振器由Lr2和Ct2(以及相关的寄生阻抗)组成。Ct和Ct2表示用于调谐第一和第二低噪声放大器谐振器的谐振频率的可切换调谐电容器。Q2p和Q2m的基极通常连接到一个适当的直流偏置源。
图8示出了具有两个谐振器的低噪声放大器4的实施例，其中：ZLP和ZLM形成第一谐振器，而可变(调谐)电容Ct2和Cr2形成第二谐振器。可变电容Ct还可以被用于调谐目的。
如图6和8实施例所示的两个谐振器可以被分别调谐。总的转换函数是两个谐振器的转换函数的组合。
在一个未调制信号的情况下，或者如果接收机220使用一些中频(IF)，则校准信号不处在与LO信号相同的频率上。因此，一个附加的振荡器被优选使用。下面描述为此目的而合并了低噪声放大器4和压控振荡器的一个实施例。可是，在IIP2(或者IIP3)微调的情况下，校准信号(CS)最好位于信道选择滤波器的通带之外。那可以通过如下来被执行：例如，通过在调制信号中使用一个更高的频率，或者优选地，在IIP2的情况下，通过使用来自图4中的合成器7中的TX本地振荡器信号。这个信号也足够强，并且通常与感兴趣的接收频带有一个合宜的距离，它可以被使用作为一个适当调制的载波信号。一个AM分量也可以被加到TX信号上。校准信号(CS)可以从低噪声放大器4的输入、输出或一些级间节点中被馈送给电路，如图4中的开关SW的布置所示。另外，通过开启和关闭附加振荡器的电流源(参见下面描述的图11和12)可以实现IIP2校准，从而产生一个强调幅信号。在这种情况下，下变频振荡频率在信道选择滤波器外，并且振荡信号的幅度可以被振荡器的电流源控制。
校准算法的一个实施例如图7所示。在该算法中，谐振器调谐范围扫过总的调谐范围并且能够使用接收机220的RSSI块14来测量的最强响应来定义最佳设置。使用所有的状态，或者更智能地通过用一个更有效的算法搜索一个最佳状态以便提高搜索速度，则能够执行扫过调谐范围。这个配置然后可以被储存在存储器130中用于在接收期间使用。优选地，在正中(middle-most)的无线电信道处执行谐振调谐。另外一个重要的实施例提供可能来取决于接收机220正在调谐的接收无线电信道来偏移谐振器的调谐字。这意味着一旦工艺变异被校准，则根据接收信道改变低噪声放大器4的谐振频率是可能的。在WCDMA中，如果中心在2167.5MHz处的最高频率信道要被接收，则这有特别的重要性。如果谐振频率处在频带中间，即2140MHz，则由于窄带宽低噪声放大器4，接收信道的某些附加损耗将存在。可是，由于偏移谐振，由于在1977.5MHz处的TX泄漏衰减将显著提高这个事实，一个附加利益被实现。这个选项在具有宽带宽和全双工操作的所有射频通信系统中很重要。
更详细地讨论图7，在步骤A，开始校准过程，并且在步骤B，关掉低噪声放大器输入级(组)。在图6的示例中，这些将是晶体管Q1p和Q1m。在步骤C，校准信号(CS)被开启，并且然后进入由步骤D、E和F定义的一个循环，在此校准信号的频率或者谐振器中心频率或者附加振荡器(参见图11和12)的振荡频率被扫过低噪声放大器4的调谐范围。在一些点处测量下变频响应，并且流程重复直到产生所有的测量值(并储存在存储器130中。)。在步骤G，最强响应被选择，在步骤H关掉校准信号，并且在步骤I相应地设置低噪声放大器4的谐振频率。在步骤J，校准过程终止，低噪声放大器4被适当校准使得补偿在射频IC中的无源和其他组件中出现的变化。
注意：该方法可以包括：在校准之后并且在正常操作期间，基于一个当前本机振荡器频率来改变那谐振频率。即，基于操作信道来改变低噪声放大器谐振器的中心频率。按照这种方式，诸如WCDMA系统之类频分双工(FDD)系统中的发射信号的拒绝被最大化。
进一步根据本发明，对于低噪声放大器4具有两个谐振器的情况，可以执行一个过程来改善带外衰减性能和内部线性。这样一个低噪声放大器4结构如图6所示。基本的低噪声放大器结构在其些方面类似于如图2A所示的一个。可是这个改进的低噪声放大器4具有一个调谐机构，其包括可调电容器Ct和Ct2，并且提供谐振频率和电源电流的调谐。因为由CLp、Lrp、CLm、Lrm、Ct(以及相关的寄生阻抗)和Lr2、Ct2(以及相关的寄生阻抗)组成的两个谐振器在这个拓扑结构中彼此相互作用，所以在校准期间使用一个电容器用于谐振频率调谐并且使用其它电容器来在电源电流变化时精调谐振是可能的。后一选项可以使用于自适应接收机中，并且在窄带宽低噪声放大器中相当重要，因为已知电源电流中的变化也轻微的偏移谐振频率。在优选的模式中，电容器Ct被用于在校准期间粗调而电容器Ct2被用于当电源电流改变时进行精调。可是，电容器Ct和Ct2的其它功能在实践中是可能的并且是可操作的。
图9示出了作为电源电流的一个函数，谐振频率的精调的效果。可以看到谐振频率在电源电流范围上偏移大概100MHz而不必使用精调。可是，利用精调，谐振频率可以被保持在±15MHz内，这在大部分应用中是可接受的频移量。精调谐振以便补偿电源电流中的变化能够使用预确定信息，或者可以通过在不同的电源电流电平执行该校准过程来执行之。
图10示出了直接变换接收机220的IIP2校准算法的实施例，并且可以使用如图4所示的校准方案，其中：用于调谐IIP2的调制信号在信道选择滤波器外。与搜索谐振频率的算法(图7)相比，主要区别是使用一个调幅的带外信号并搜索与最强响应相反的最弱响应。后者是由于IMD2产物是一个不需要的结果的这个事实。
特别地，在接收机220中，基带信号处理块8、9和10具有一个理想上无限的并且一个通常很高的共模抑制比(CMRR)，并因此只有差分信号可以经过链路。原则上，IMD2产物是可以用一个无限CMRR全部拒绝的共模信号。实际上，混频器5以及它之后的基带块的工艺变异将产生起源于共模IMD2产物的一个小差分信号。此信号是不希望的并且能够通过使用本发明的调整过程来被最小化。通过以这样的方式调谐混频器5，使得IMD2产物再一次共模，模拟基带链路的共模抑制比(CMRR)可以自动地抑制这些信号。此调谐方法的一个优点是它的简单性，因为在模拟基带一侧不需要附加的电路块。
如果在调谐期间好几个设定引起最小响应，那么测量精确度也许不足。在这种情况下，可通过增加AM单音的信号电平或者增加信号路径的增益来提高测量精确度。在接收机输出的信号饱和的情况下，在校准期间可以执行相反的过程。一种可能的IIP2调谐技术在EP 0951138A1中被描述，发明人为K.
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和A.申请日为2001年04月18日，名称为“Method for reducing envelopedistortion in radio receiver”(用于减少无线电接收机中的包络失真的方法)，该申请在此通过参考被全部合并。本发明的这个实施例扩展了那些技术的使用并提供一种新的校准算法。
现在更详细地讨论图10，在步骤A，开始IIP2校准过程，并在步骤B关掉低噪声放大器输入级(组)。在步骤C，AM校准信号(CS)被开启，如图4所示，然后进入步骤D、E和F定义的循环，在此，接收机220的IIP2被调谐，在不同的设定处测量下变频响应，并且重复处理直到得出所有的测量值为止。在步骤G，最弱的响应被选择(AM校准信号被关掉)，并且在步骤H，一个IIP2定时码被发送给接收机220。在步骤I，IIP2被适当地校准，校准过程终止。
正如早先讨论的，代替合成器7，一个附加的或辅助的振荡器可用于生成校准信号(CS)，所述振荡器使用与低噪声放大器4相同的谐振器。图11示出了如果使用单个谐振器的一种优选实施方式，而图12示出了具有两个谐振器的低噪声放大器4的两个不同实施例。振荡器4A使用与低噪声放大器4相同的谐振器，并由互耦的晶体管M1p和M1m以及电流源IVCO中形成。在振荡器操作期间，低噪声放大器4的输入级(组)被关掉。另外，并且如图13所示，振荡器4A可以连接到使用N分频器32分频而形成的锁相环(PLL)30，N分频器32连接到低噪声放大器4的输出、相位检测器(PD)34、逻辑36，以便调谐谐振器的电容开关和计数器38。本发明的这个实施例可以被使用用于低噪声放大器4的中心频率调谐，因为辅助振荡器4A的振荡频率与低噪声放大器4的中心频率相同。
逻辑36可以操作如下：逻辑36分别计数PDF 34的上下脉冲并通过比较计数器38的输出来判断信号频率比目标频率更低还是更高。如果上计数器具有比下计数器大的计数，则判断为‘上升’，反之亦然。锁相环30因此将在可接收的两个调谐字之间振荡。其它可能性是从最低(或最高)频率开始并向上(或向下)计数调谐字直到相位检测器34的状态变化。在这种情况下，逻辑36可以向上和向下计数脉冲。如果系统从最低频率开始，则校准结果是向下计数的脉冲数目超过向上计数的脉冲数目的状态。那么正确频率是在没有改变相位检测器34状态的上一个调谐字和改变相位检测器34状态的调谐字之间的一个。如果谐振器包括一个模拟电容，则优选地，调谐电压被设置到模拟调谐范围的中间。另外，这种方法可用于调谐合成器7的本地振荡器。
用于调谐压控振荡器的另外一个非限制的实施例在共同受让的美国专利申请No.：10/024,084中描述，发明人为Pauli Seppinen和Kalle Asikainen，申请日为2001年12月17日，名称为“Self-contained tuning of the VCO center frequency”(压控振荡器中心频率的自包含调谐)，并且在此通过参考被合并。在这个方法中，有一种用于调谐具有至少一个谐振电路的一个可调整振荡器的方法。通过利用选择了最小值和最大值的一个控制信号来改变谐振电路的谐振频率，从而调整振荡器的频率。在执行该方法时，为控制信号选择至少一个目标值，可调振荡器的频率被调整以便实质上对应于目标值，并且控制信号值和目标值进行比较。当控制信号值实质上不同于目标值时，产生一个调谐信号以改变至少一个谐振电路的谐振频率。
在图11和12中与辅助振荡器连接的节点(Q2p、Q2m的集电极或Q2p、Q2m的发射极)还说明了在低噪声放大器4中能够与其它校准信号连接的节点的例子。
只用包括射频晶体管在内的一些附加有源组件(可能是一个简单的AM调制器(它的基本形式是一个简单的开关装置，如图5所示))和简单的逻辑，就可以实现本发明的上述实施例。虽然使用外部设备可以实现本发明，但是大多数优选实施例把附加的射频组件放在与射频前端相同的晶片上。在任何情况下，IC面积增加很小。在本发明中非常简单的数字控制逻辑就足够，并且可以用定制逻辑把该逻辑实现在与任何模拟或混合模式芯片相同的晶片上、数字ASIC或可编程数字信号处理器(DSP 180)或中央处理器(CPU，比如MCU120)上。内存需求还是适度的。
现在提供对本发明其它实施例的说明，其不需要包含附加电路或者包含校准信号发生器，从而减少了成本和复杂性，并同时节约了IC面积并降低功耗。
本发明目前的优选实施例通过只使用背景辐射的热噪声、双工器和平衡不平衡转换器来校准低噪声放大器4的中心频率，并允许在能够就地校准的无线电接收机中使用一个窄带低噪声放大器。通过对发射信号加电并测量IMD2产物或者感兴趣频带中的其它损失，则相同的电路还可以被使用来调谐接收机220的线性。从而在不需要外部测试信号的情况下IIP2调谐成为可能。此外，使用现有的数字测量块就可以执行功率测量值(RSS)，并且不需要额外的IC面积。校准过程(低噪声放大器和混频器)不必与制造期间的其它测量值同时发生。
在本发明目前的优选实施例中，双工器3和在低噪声放大器4前面连接的其它组件生成的噪声被低噪声放大器4接收，不需要对接收机拓扑结构进行任何改变以便校准接收机电路。虽然这些实施例可以被使用于所有无线体系结构，但是这里的讨论集中在直接变换接收机体系结构上。
如果图19的天线开关2A存在，则这些校准过程的性能在这个领域可以被改进，因此天线240与收发信机隔开，并且因此电阻负载RL代替天线240被连接。在这种情况下，收发信机与外部信号绝缘。可是，不需要天线开关2A以便采用根据本发明第二实施例的校准过程。
基本概念是：当接收机220增益最大时，RSSI测量块14接收的噪声功率是在它的最大值处。测量值的示例被绘制在图17中。通过使用Ct和Ct2来调谐低噪声放大器4谐振器谐振频率，可以调谐中心频率。
不使用任何外部校准信号，只需要发射泄漏信号，就可以执行二阶线性校准方法。在GSM系统中，GMSK调制无法直接被使用用于校准，但是猝发方式发射可以很容易被使用。在EDGE的情况下，8-PSK调制具有强AM分量并因此这适合于使用作为IIP2调谐的校准信号。在WCDMA中，可以原样使用发射信号。二阶线性调谐使用RSSI块14中输出的RSS指示符测量IMD2产物。通过整合信道频带内的功率，可区别IMD2电平中的小差值并且可确定最佳线性。
通过开启发射电路210，开始二阶线性校准。如果天线240和滤波器3之间的开关2A被使用，则它被切换到打开状态，在此，天线240与接收机220绝缘并且将阻抗噪声单元连接到收发信机的输入。一个发射的信号模式能因此被选择以使调幅信号分量被最大化。也可为此目的发射伪随机数据。
一种目前校准混频器5线性的优选方法是调谐混频器5的负载电阻。在这种情况下，改变负载电阻的平衡用于把混频器5线性化。
可以参考图20A和20B，其中图20A示出了具有可调负载阻抗(RT1和RT2)的混频器5的实施例，而图20B示出了可调负载阻抗之一的实施例。在这种情况下，可调负载阻抗RT被具体化为由6位控制字(MixRes(0)-MixRes(5))控制的一个转换的阻抗网络。
在操作期间的混频器5的第一个(I或Q)被校准。如图18所示，上面的轨迹，测量的功率曲线达到最小值(注意：仍然有一些剩余IMD2功率)。校准的混频器5因此被设置为最小IMD2功率设置。接下来，其它(至今未校准的)混频器被校准，并且执行一个类似的IMD2功率最小化。同样，最小功率值对应于最佳IIP2结果。此时，接收机的IIP2被校准。在校准过程期间，利用一个或多个点，可以使用任何适当的搜索算法来确定被测量曲线的最小值。
图15是说明根据本发明第二实施例的谐振器调谐算法的实施例的逻辑流程图。
在框A，开始校准过程，并且在框B，如果天线开关2A存在，则进行判断。如果否，则控制转到框C以便比如通过屏蔽把谐振器与空中信号隔离，以便不接收信号；而如果开关2A存在，则控制转到框D以便通过打开开关2A来把天线240与低噪声放大器4隔离。在框E，比如通过改变Ct和Ct2中的一个或两个的数字控制字用于改变低噪声放大器4谐振器的谐振频率，则该方法设置一个新的低噪声放大器谐振器状态。在框F，RSS被RSSI块14测量并记录。注意：RSS测量值可以是在同一低噪声放大器4谐振器设置处做出的好几个不同测量值的总和。在框G进行检查以便确定所有的I信道设定是否已经被测试(可以使用Q信道代替I信道)。如果否，控制转回到框E以便设置下一个低噪声放大器4调谐状态，而如果所有的设定已经被测试，则控制转到框H来选择呈现最大测量RSS信号的那个低噪声放大器谐振器设置。在框I，此低噪声放大器4谐振器设置被储存在移动台的非易失存储器中，并在框J，完成校准。
应该注意：不注入外部或内部校准测试信号，就可完成上述测量和低噪声放大器谐振器的校准，而是相反使用来自低噪声放大器4之前的诸如图19的天线开关2A的负载阻抗RL之类电路的热噪声(如果存在)或者只是使用背景辐射、双工器3和平衡转换器的、或者在低噪声放大器4中内部生成的热噪声来完成。
图16是说明根据本发明第二实施例的IIP2校准算法的实施例的逻辑流程图。
在框A，开始校准过程，并且在框B，发射机电路210被激发并且天线2或220接收机输入优选地与干扰信号屏蔽或绝缘。在框C，例如通过改变混频器负载电阻的数字控制字，该方法为I信道混频器5设置一个新的调谐状态。在框D，RSS被RSSI块14测量并记录。注意：RSS测量值可以是在同一设置处做出的好几个不同测量值的总和。在框E进行检查以便确定所有的I信道设定是否已经被测试(可能首先测试Q信道而不是I信道)。如果否，控制转回到框C以便设置下一个混频器5调谐状态，而如果所有的设定已经被测试，则控制转到框F来选择呈现最小的测量RSS信号的那个混频器设置。使I信道混频器处于这种设置，同时测试Q信道混频器(或者反之亦然，取决于哪一信道首先被测试)。在框G，该方法为Q信道混频器5设置一个新的调谐状态。在框H，RSS被RSSI块14测量并记录。同样注意：RSS测量值可以是在同一设置处做出的好几个不同测量值的总和。在框I进行检查以便确定所有的Q信道设定是否已经被测试。如果否，控制转回到框G以便设置下一个混频器5调谐状态，而如果所有的设定已经被测试，则控制转到框J来选择呈现最小的测量RSS信号的那个Q信道混频器设置。在框K，被选择的混频器设定被储存在移动台的非易失存储器中，在框L，发射机被断电(如果适当的话)，并且在块M，混频器IIP2校准完成。
在这里也同样应该注意：不注入外部或内部校准测试信号，就可完成上述测量和混频器5的校准，而是相反使用通过双工器滤波器3泄漏到接收机前端的一个AM调制发射机信号分量来完成。
正如在上面指出的，为了获得RSS测量值的足够精确度，优选的是累计同一调谐状态中的好几个测量值。为了简化IIP2调谐测量，优选的是禁止输入信号从未被校准的I或Q分支到RSS测量块14。
本发明的教导可以被应用到所有的数字无线系统。另一方面，这些益处在系统之间可以有所不同。例如，使用窄带谐振器在CDMA系统中很重要，以便建立对于发射泄漏的最大衰减。另一方面，在GSM系统中，在内部校准IIP2变成可能。该特征可以放松在生产期间的校准要求，和/或它可以增加在操作期间在混频器中使用自适应性的可能性。这是实际的，因为IIP2可以在较大组的测试点处被校准而不增加生产成本。本发明既适合使用在移动台100中又适合使用在基站50中。
虽然在本发明的优选实施例环境中描述了，但是本领域技术人员应该理解，可以进行形式和细节上的变化，并且所有这样的变化将仍然落入本发明教导的范围中。例如，本发明不应被视为限制为如图所示以及在上面描述的特定低噪声放大器电路实施例，也不只利用仅有的特定频率、频率范围、接收机类型或者只利用某些无线通信标准和协议来使用，比如只利用GSM或WCDMA系统来使用。
此外，在一些情况中，校准可以在接收时间期间进行，而不是在接收机空闲时间期间进行。在这种情况下，并且在接收机220被要求的时间期间，移动台100的数据处理器120、180被操作来启动低噪声放大器4以及对于上述第一实施例用于在移动台100内部生成校准信号，把校准信号耦合到接收机220中，测量接收机220对校准信号的下变频响应，然后执行至少一个下述操作：基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率，或者调整接收机链路的线性。在本实施例中，优选地，下变频校准信号位于接收机通带转换函数之外以使校准信号不被完全拒绝。就是说，下变频校准信号不被完全拒绝，但是相反，如果一个滤波器或多个滤波器(例如，滤波器9和12)是一阶滤波器，被拒绝或衰减20dB/decade。在这种情况下，随着校准信号经过接收机链路时，校准信号被衰减一个已知数量并且因此能被测量并且有如上所述特征。在这个实施例中，通过在数字域进行带通滤波，下变频校准信号可以与接收的信号频谱分开。
也同样应该注意：本发明的第二实施例部分地涉及一种不需要分开校准信号发生器(组)就可执行混频器5校准的简单方法。还应当指出：在一些情况中，比如在WCDMA接收机中，如果在低噪声放大器4和混频器5之间有一个外部滤波器，则可以不需要线性校准。可是，如果混频器5线性性能足够，则可去掉外部滤波器，并且在这种情况下，所需的是校准混频器5以便达到一个适当的IIP2电平。利用此配置、可去掉一个滤波器，从而节约成本和电路面积。在本发明的这个实施例中，已经示出可以使用内部生成的信号(比如发射泄漏信号)在芯片上执行校准。因此，可以自发地执行校准过程，这在生产环境中是较合宜的，因为不要求额外的零件或外部测试设备。注意：公开的校准过程与使用于GSM接收机中的AM抑制测试明显不同。为了去掉外部滤波器，所公开的校准技术是非常合乎需要的，特别是由于发射机17是直接变换WCDMA接收机中的二阶非线性的主要源头。
另一方面，通过只接收在接收机220中内部生成的白噪声(例如，热噪声)，并且优选地通过把低噪声放大器4输入与外部信号绝缘或屏蔽，则可以以一种简单的方式执行低噪声放大器4调谐。当窄带射频IC结构被使用时，此方法使得能够使用具有内部谐振器的可调射频结构，并且是非常有益的。因为谐振频率中不可避免的与工艺有关的扩展，所以此校准过程可用于补偿由于工艺扩展引起的个体接收机的谐振频率变化。例如在WCDMA接收机中的发射泄漏的情况下，这些类型的窄带结构是有益的，并且还能够去掉外部滤波器。
基于优选实施例的上述说明，可以理解：每一个实施例都共同具有一个或多个校准测试信号的内部(对移动台或基站)生成，所述校准测试信号用于使用在校准低噪声放大器的中心频率中，以及如果期望的话，例如通过校准混频器IIP2特性来用于校准接收机的线性。在一个实施例中，在诸如MCU 120之类在移动台100内的数据处理器的控制之下，内部生成的校准信号来源于校准信号发生器部件，而在另一个实施例中，同样在移动台100内的数据处理器120的控制之下，内部生成的校准信号可以是注入到接收机链路输入中的白(热)噪声，或者是泄漏到接收机链路的输入中的发射机信号。

Claims (48)

1.一种用于操作通信设备的射频接收机的方法，包括：
在通信设备的数据处理器的控制之下，生成一个校准信号；
把校准信号注入射频接收机的低噪声放大器中；
使用校准信号的至少一个频率来在接收机的多个不同内部状态处测量接收机的一个下变频响应；和
如下两个操作中的至少一个：基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率以便至少补偿包括至少一个谐振器的分量值中的变化，或者调整接收机的线性。
2.如权利要求1的方法，其中：使用通信设备的频率合成器和包括所述至少一个低噪声放大器谐振器的振荡器中的至少一个，来生成校准信号。
3.如权利要求1的方法，其中：使用噪声和泄漏到接收机中的发射机信号中的至少一个，来生成校准信号。
4.如权利要求1的方法，其中：基于一个最强的测量的下变频响应来调谐谐振频率，并且其中：基于一个最弱的下变频响应来调整线性。
5.如权利要求1的方法，其中：调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率的步骤包括：使用预确定信息之一来对该谐振进行精调以便补偿电源电流中的变化，或者以不同的电源电流电平执行校准过程。
6.如权利要求1的方法，其中：生成校准信号包括：生成一个调制的校准信号，并且其中：调整接收机的线性包括：为二阶输入截断点IIP2或三阶输入截断点IIP3进行调整。
7.如权利要求1的方法，其中：低噪声放大器的一个输出耦合到下变频混频器的一个输入，并且其中：测量步骤观察从下变频混频器下游放置的接收信号强度指示器的输出。
8.如权利要求1的方法，其中：接收机是直接变换接收机，其中：低噪声放大器的一个输出耦合到下变频混频器的一个输入，并且其中：校准信号被调制使得避免在正常下变频操作期间在下变频混频器的输出处生成一个直流或带通信号。
9.如权利要求1的方法，其中：生成校准信号包括衰减校准信号。
10.如权利要求1的方法，其中：注入校准信号包括：禁用输入到低噪声放大器的一个标准接收信号，或者从低噪声放大器的输入中电去耦合一个天线。
11.如权利要求1的方法，其中：通信设备包括按照TDMA协议操作的移动台。
12.如权利要求1的方法，其中：通信设备包括按照CDMA协议操作的移动台。
13.如权利要求1的方法，其中：射频接收机包括直接变换接收机，并且其中：通信设备包括按照CDMA协议操作的移动台。
14.如权利要求1的方法，其中：通信设备包括按照TDMA协议或者CDMA协议之一来操作的基站。
15.如权利要求1的方法，还包括：在校准之后并且在正常操作期间，基于一个电流本机振荡器频率来改变谐振频率。
16.一种通信设备的射频接收机，包括在通信设备的数据处理器的控制之下用于校准通信设备的射频电路的操作的电路，所述校准电路包括一个校准信号源和用于把一个射频接收机校准信号耦合到所述射频接收机的低噪声放大器去的电路；还包括：电路，用于使用校准信号的至少一个频率来在所述接收机的多个不同内部状态中测量所述射频接收机的一个下变频响应，并且用于基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率使得至少补偿包括所述至少一个谐振器的分量值中的变化，或者用于调整所述射频接收机的线性。
17.如权利要求16的射频接收机，其中：所述校准信号源包括所述通信设备的频率合成器和依次包括所述至少一个低噪声放大器谐振器的振荡器中的至少一个。
18.如权利要求16的射频接收机，其中：所述校准信号源包括噪声源和泄漏到所述接收机中的发射机信号中的至少一个。
19.如权利要求16的射频接收机，其中：基于一个最强的测量的下变频响应来调谐所述谐振频率，并且其中：基于一个最弱的下变频响应来调整所述线性。
20.如权利要求16的射频接收机，其中：所述用于调谐所述谐振频率的电路使用预确定信息之一来对所述谐振进行精调以便补偿电源电流中的变化，或者以不同的电源电流电平执行校准过程。
21.如权利要求16的射频接收机，还包括：一个调制器，用于调制所述校准信号；并且其中：用于调整所述射频接收机的所述线性的所述电路包括：为二阶输入截断点IIP2或三阶输入截断点IIP3进行调整。
22.如权利要求16的射频接收机，其中：所述低噪声放大器的一个输出耦合到下变频混频器的一个输入，并且其中：所述测量电路观察从所述下变频混频器下游放置的接收信号强度指示器的输出。
23.如权利要求16的射频接收机，其中：所述射频接收机是一个直接变换接收机，其中：所述低噪声放大器的一个输出耦合到下变频混频器的一个输入，并且其中：所述校准信号被调制以避免在正常下变频操作期间在所述下变频混频器的输出处生成一个直流信号或带通信号。
24.如权利要求16的射频接收机，其中：所述源包括一个衰减器，用于衰减频率合成器的输出以便提供所述校准信号。
25.如权利要求16的射频接收机，其中：当所述校准信号耦合到所述低噪声放大器时，一个到所述低噪声放大器的正常接收信号输入被禁用。
26.如权利要求16的射频接收机，其中：所述通信设备包括按照TDMA协议操作的移动台。
27.如权利要求16的射频接收机，其中：所述通信设备包括按照CDMA协议操作的移动台。
28.如权利要求16的射频接收机，其中：所述射频接收机包括直接变换接收机，并且其中：所述通信设备包括按照CDMA协议操作的移动台。
29.如权利要求16的射频接收机，其中：所述通信设备包括按照TDMA协议或者CDMA协议之一来操作的基站。
30.如权利要求16的射频接收机，其中：在校准之后并且在正常操作期间，所述通信设备基于一个电流本机振荡器频率来改变谐振频率。
31.一种使用在通信设备的射频接收机链路中的低噪声放大器，包括至少一个增益元件和耦合到所述增益元件的至少一个谐振LC振荡回路，还包括：耦合到所述LC振荡回路的至少一个另外的增益元件，用于作为振荡器进行操作，用于生成至少校准所述低噪声放大器的一个校准信号。
32.如权利要求31的低噪声放大器，还包括：耦合到所述振荡器的锁相环电路，其中：所述振荡器输出被设置为所述低噪声放大器的中心频率。
33.一种用于操作通信设备的射频接收机的方法，包括：
在通信设备的数据处理器的控制之下，生成一个内部校准信号；
把内部校准信号注入射频接收机的低噪声放大器中；
把低噪声放大器调谐到多个不同调谐点并测量接收机的相应的下变频响应；和
如下两个操作中的至少一个：基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率以便至少补偿包括至少一个谐振器的分量值中的变化，或者调整接收机的线性。
34.如权利要求33的方法，其中：使用通信设备的频率合成器和包括所述至少一个低噪声放大器谐振器的振荡器中的至少一个来生成校准信号。
35.如权利要求33的方法，其中：使用位于所述低噪声放大器上游的噪声源以及一个通过双工滤波器泄漏到接收机中的具有AM分量的发射机信号之一来生成校准信号。
36.如权利要求33的方法，其中：基于一个最强的测量的下变频响应来调谐谐振频率，并且其中：基于一个最弱的下变频响应来调整线性。
37.如权利要求33的方法，还包括：在校准之后并且在正常操作期间，基于一个电流本机振荡器频率来改变谐振频率。
38.一种用于操作移动台的方法，包括：在不需要接收机的时间期间操作所述移动台的数据处理器，用于至少部分地禁用接收机低噪声放大器，在所述移动台内部生成一个校准信号，把所述校准信号耦合到所述接收机中，测量接收机对所述校准信号的下变频响应，和至少一个下面的步骤：基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率，或者调整接收机链路的线性。
39.一种用于操作移动台的方法，包括：在需要接收机的时间期间操作所述移动台的数据处理器，用于启用接收机低噪声放大器，在所述移动台内部生成一个校准信号，把所述校准信号耦合到所述接收机中，测量接收机对所述校准信号的下变频响应，和至少一个下面的步骤：基于测量的下变频响应来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率，或者调整接收机链路的线性。
40.如权利要求39的方法，其中：下变频校准信号置于接收机通带转换函数之外以使校准信号不被完全拒绝。
41.如权利要求39的方法，其中：在数字域，通过带通滤波把下变频校准信号从接收信号频谱中分开。
42.一种用于操作通信设备的射频接收机的方法，包括：
从噪声源中生成一个内部校准信号；
把内部校准信号注入射频接收机的低噪声放大器中；
把低噪声放大器调谐到多个不同调谐点并测量接收机的相应的下变频响应；和
基于下变频响应的最大测量值来调谐至少一个低噪声放大器谐振器的谐振频率以便补偿包括至少一个谐振器的分量值中的变化。
43.如权利要求42的方法，其中：生成内部校准信号包括：从接收机的一个输入中去耦合一个天线并把一个电阻耦合到接收机的该输入，并且其中：噪声源包括该电阻。
44.如权利要求42的方法，其中：生成内部校准信号包括：从干扰信号中屏蔽或隔离天线以及至少一个低噪声放大器谐振器中的至少一个。
45.如权利要求42的方法，其中：所述噪声源包括在校准部件之前在通信设备中生成的任何噪声。
46.如权利要求42的方法，还包括：储存至少一个数字值，所述数字值代表用于调谐所述低噪声放大器谐振器的中心频率的最佳值。
47.一种用于操作通信设备以便调整射频接收机线性的方法，包括：
激发通信设备的发射机；
把具有AM分量的发射机信号的一部分泄露到射频接收机的一个输入中然后泄露到I信道和Q信道下变频混频器的输入中；
在多个不同点处调整I信道或Q信道混频器中的第一个并且测量接收机的相应的下变频响应；
基于下变频响应的最小测量值来设置第一个混频器；
在多个不同点处调整I信道或Q信道混频器中的另一个并且测量接收机的相应的下变频响应；和
基于下变频响应的最小测量值来设置另一个混频器。
48.如权利要求47的方法，还包括：储存数字值，所述数字值表示用于调整I信道和Q信道每一个的负载电阻的最佳值，用于至少校准接收机二阶输入截断点。
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