CN101174815A - 一种电阻电容型环形振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电阻电容型环形振荡器，它包括二个电流通路和二个增益相位调制支路；第一电流通路包括NMOS管M1和PMOS管M2；第二电流通路由PMOS管M3与电流源Iss串联构成；第一增益相位调制支路包括电容C1，电阻R1，PMOS管M5与NMOS管M6；第二增益相位调制支路由第四PMOS管与第四NMOS管串联构成。本发明的特征是环路的传输函数在第一增益相位调制支路产生一个低频左半平面的零点的同时，通过第二增益相位调制支路，向第二电流通路耦合了一个右半平面的零点，满足巴克豪森准则以达到振荡的目的。该振荡器结构简单，实现成本低，能够在2.7－5V的工作范围内产生频率为1.544M的振荡，其稳定度可以达到407ppm。

Description

一种电阻电容型环形振荡器

技术领域

本发明属于模拟集成电路技术，具体涉及一种电阻电容型(RC)环形振荡器，该电路能在宽工作电压范围内提供高稳定度的振荡频率。

背景技术

振荡器在集成电路应用中非常广泛，是许多电子系统的主要部分，从微处理器的时钟到蜂窝电话中的载波合成，而锁相环(PLL)中，振荡器更是不可或缺的部分。LC振荡器因为其占用面积大的原因，在某些微型电路中的应用受到了很大的限制，因此面积相对较小、稳定度较高的，特别是宽工作电压范围的RC振荡器的设计，就成为现在模拟集成电路中的一个热点。

因为振荡频率跟尾电流源密切相关，电路中我们考虑一种理想的电流源，实际上只需使电流源与电源电压弱相关，便可实现宽工作电压范围，高稳定度的振荡电路。

当一个电路环路增益在其相移为360°时大于0dB，电路便会产生振荡，这便是巴克豪森准则。一般的RC环形振荡器由多级相同的电路组成，比如说，常用的单端环形振荡器为三级，五级，双端可为三四五级，因为每一级最多可产生90°的相位平移，对三级环形振荡器来说，每一级产生60°的相移，只需要总的增益足够，便可以产生振荡，但是一般的这种环形振荡器要使得振荡频率稳定，往往会需要较为复杂的电路。

发明内容

本发明的目的在于提供一种电阻电容型环形振荡器，该振荡器可以在宽工作电源电压范围下提供高稳定度的振荡频率。

本发明提供的电阻电容型环形振荡器，其结构为：

第一PMOS管为二极管连接，并与第一NMOS管串联，第一PMOS管的源极接外接电源，第一NMOS管的源极接地；

第二PMOS管栅极与第一PMOS管栅极相连，第二PMOS管的源极接外接电源，第二PMOS管的漏极与电流源的正端相接，电流源的负端接地；

第三PMOS管与第三NMOS管串联，电容C1接在第三PMOS管的栅极和外接电源之间，电阻R1接在第三NMOS管的栅极和漏极之间，第三PMOS管的源极接外接电源，第三NMOS管的源极接地；

第四PMOS管栅极与第二PMOS管漏极相连，第四NMOS管栅极与第三NMOS管漏极相连，第四PMOS管的源极接外接电源，第四NMOS管源极接地。

本发明的特征是环路的传输函数在第一增益相位调制支路产生一个低频左半平面的零点的同时，通过第二增益相位调制支路，向第二电流通路耦合了一个右半平面的零点，以至于总的电路传输函数中，在0dB附近，增益忽然上升，而相移继续下降，以在相移360°下的系统增益能在0dB以上，从而满足巴克豪森准则以达到振荡的目的。该振荡器结构简单，实现成本低，能够在2.7-5V的工作范围内产生频率为1.544M的振荡，其稳定度可以达到407ppm。

附图说明

图1为本发明电阻电容型环形振荡器的结构示意图；

图2为开环状态下图1中第一电流通路I的交流小信号等效电路图；

图3为开环状态下图1中第二电流通路II的交流小信号等效电路图；

图4为开环状态下图1中第一增益相位调制支路III的交流小信号等效电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明作进一步详细的说明。

如图1所示，本发明电阻电容型环形振荡器包括第一电流通路I、第二电流通路II、第一增益相位调制支路III和第二增益相位调制支路IV。

第一电流通路I包括第一NMOS管M1和第一PMOS管M2，第一PMOS管M2为二极管连接，并与第一NMOS管M1串联，第一PMOS管M2的源极接外接电源Vcc，第一NMOS管M1的源极接地gnd。

第二电流通路II由第二PMOS管M3与电流源Iss串联构成，其中，第二PMOS管M3栅极与第一PMOS管M2栅极相连，第二PMOS管M3的源极接外接电源Vcc，第二PMOS管M3的漏极与电流源Iss的正端相接，电流源Iss的负端接地gnd。

第一增益相位调制支路III包括电容C1，电阻R1，第三PMOS管M5与第三NMOS管M6，其中，第三PMOS管M5与第三NMOS管M6串联，电容C1接在第三PMOS管M5的栅极和外接电源Vcc之间，电阻R1接在第三NMOS管M6的栅极和漏极之间，第三PMOS管M5的源极接外接电源Vcc，第三NMOS管M6的源极接地gnd。

第二增益相位调制支路IV由第四PMOS管M7与第四NMOS管M8串联构成，其中第四PMOS管M7栅极与第二PMOS管M3漏极相连，第四NMOS管M8栅极与第三NMOS管M6漏极相连，第四PMOS管M7的源极接外接电源Vcc，第四NMOS管M8源极接地gnd。

电阻电容型环形振荡器中，第二电流通路II的电流源Iss，为整个电路提供稳定电流，由于第四PMOS管M7在直流工作点工作于线性区，栅漏电容比较大，以至于能与栅源电容进行比拟，使得第二增益相位调制支路IV放大稳定信号的同时，通过栅漏电容反馈影响第二电流通路II。图中虚线圈表示求开环传输函数时由此处断开。

第二电流通路II为高增益极，并产生主极点，其交流小信号等效图如图3，对节点B，根据基尔霍夫电流定律得(不考虑通过M7的栅漏电容Cgd7的反馈)：

$V_3(\frac{1}{r_{o3}}+s{C}_{g1})+g_{m3}{V}_2=0---\left(1\right)$

可得：

$\frac{V_3}{V_2}=-\frac{g_{m3}}{\frac{1}{r_{o3}}+s{C}_{g1}}=-\frac{g_{m3}{r}_{o3}}{1+s{C}_{g1}{r}_{03}}---\left(2\right)$

其中：

C_g1＝C_db3+C₁+C_gs5+C_gd5(1+A_v3)≈C₁+C_gs5         (3)

Cdb3为PMOS管M3的漏衬电容，Cgs5为PMOS管的栅源电容，Cgd5为PMOS管的栅漏电容，Av3为第三级低频增益。可得主极点为：

$p_0=\frac{1}{C_{g1}{r}_{o3}}---\left(4\right)$

Cg1和ro3皆很大，所得频率很低，可低至1K左右。

第一增益相位调制支路III产生一个左半平面得低频零点，如图4，对节点C，根据基尔霍夫电流定律得：

$V_{\mathrm{out}1}(\frac{1}{r_{o5}}+\frac{1}{r_{o6}}+s{C}_{d2}+\frac{1}{\frac{1}{1/R_1+s{C}_{\mathrm{gd}6}}+\frac{1}{s{C}_{\mathrm{gs}6}}})+g_{m6}\left(\frac{1/s{C}_{\mathrm{gs}6}}{\frac{1}{1/R_{1}1+s{C}_{\mathrm{gd}6}}+\frac{1}{s{C}_{\mathrm{gs}6}}}\right)V_{\mathrm{out}1}+g_{m5}{V}_3=0---\left(5\right)$

得：

$\frac{V_{\mathrm{out}1}}{V_3}=-\frac{g_{m5}[R_1(C_{\mathrm{gs}6}+C_{\mathrm{gd}6})s+1]r_{\mathrm{out}1}}{(1+{\mathrm{sr}}_{\mathrm{out}1}{C}_{d2})[R_1(C_{\mathrm{gs}6}+C_{\mathrm{gd}6})s+1]+\left[(g_{m6}+C_{\mathrm{gs}6})(1+s{R}_1{C}_{\mathrm{gd}6})\right]r_{\mathrm{out}1}}---\left(6\right)$

其中：

C_d2＝C_db6+C_db5+C_gs8+C_gd8+C_gd5(1+1/A_v3)≈C_gs8+C_gd5(1+1/A_v3)    (7)

r_out1＝r_o5//r_o6                               (8)

Cdb6和Cdb5分别为M6和M5的漏衬电容，Cgs8和Cgd8分别为M8的栅源电容和栅漏电容，Cgd5(1+1/Av3)为M5的栅漏电容的密勒等效电容。

产生的左半平面的零点为：

$z_0=\frac{1}{R_1(C_{\mathrm{gs}6}+C_{\mathrm{gd}6})}\≈\frac{1}{R_1{C}_{\mathrm{gs}6}}---\left(9\right)$

此处R1较大，Cgs6也较大，产生的零点频率可低至50K左右。

由于第二增益相位调制支路IV的PMOS管M7处于线性区，M7的栅漏电容较大，使得输出Vout2可以反馈影响V3，但是正因如此，此级电路无法用饱和区的MOS交流小信号等效。对于此级的大信号电流来说，同样根据基尔霍夫电流定律：

(V_DD-V_out2)sC_db7+I_D7＝sC_db8V_out2+I_D8+sC_gd7(V_out2-V₃)    (10)

可得：

$s{C}_{\mathrm{db}7}(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{out}2})+K_p\left[\left(\right|V_{\mathrm{gs}7}|-|V_{\mathrm{th}7}\left|\right)\right|V_{\mathrm{ds}7}|-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{ds}7}^2]=---\left(11\right)$

$s{C}_{\mathrm{db}8}{V}_{\mathrm{out}2}+\frac{1}{2}{K}_n{(V_{\mathrm{gs}8}-V_{\mathrm{th}8})}^2+s{C}_{\mathrm{gd}7}(V_{\mathrm{out}2}-V_3)$

其中：

$K_p={\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}^7,$ $K_n={\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}^8$

分别对V3求导：

$-s{C}_{\mathrm{db}7}\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3}+K_p\left[\frac{\∂\left|V_{\mathrm{gs}7}\right|}{\∂V_3}\right|V_{\mathrm{ds}7}|+\left(\right|V_{\mathrm{gs}7}|-|V_{\mathrm{th}7}\left|\right)\frac{\∂\left|V_{\mathrm{ds}7}\right|}{\∂V_3}-|V_{\mathrm{ds}7}\left|\frac{\∂\left|V_{\mathrm{ds}7}\right|}{\∂V_3}\right]=$

$s{C}_{\mathrm{db}8}\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3}+K_n(V_{\mathrm{gs}8}-V_{\mathrm{th}8})\frac{\∂V_{\mathrm{gs}8}}{\∂V_3}+s{C}_{\mathrm{gd}7}(\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3}-1)$

得：

$-s{C}_{\mathrm{db}7}\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3}+K_p[-|V_{\mathrm{ds}7}|-\left(\right|V_{\mathrm{gs}7}|-|V_{\mathrm{th}7}\left|\right)\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3}-|V_{\mathrm{ds}7}\left|\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3}\right]=---\left(12\right)$

$s{C}_{\mathrm{db}8}\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3}+K_n(V_{\mathrm{gs}8}-V_{\mathrm{th}8})H_1\left(s\right)+s{C}_{\mathrm{gd}7}(\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3}-1)$

其中：

$H_1\left(s\right)=\frac{\∂V_{\mathrm{out}1}}{\∂V_3};$ 又g_m7≈K_p|V_ds7|，g_ds7≈K_p(|V_gs7|-|V_th7|)， $H_2\left(s\right)=\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3};$

因此：

$H_2\left(s\right)=\frac{\∂V_{\mathrm{out}2}}{\∂V_3}=\frac{-g_{m7}+g_{m8}{H}_1\left(s\right)+s{C}_{\mathrm{gd}7}}{(C_{\mathrm{db}8}+C_{\mathrm{gd}7}+C_{\mathrm{db}1})s-(g_{m7}-g_{\mathrm{ds}7})}---\left(13\right)$

适当选取gm7和gds7的值，可得一右半平面的极点

约为2MHz。这里Vgs7与Vds7是相互影响的变量，推导中做了近似处理。

Vout2通过Vgd7反馈影响V3，但对主极点的位置影响不大，对节点B，根据基尔霍夫电流定律得(考虑通过M7的栅漏电容的反馈)：

$V_3(\frac{1}{r_{o3}}+s{C}_{g1})+s{C}_{\mathrm{gd}7}(V_3-V_{\mathrm{out}2})+g_{m3}{V}_2=0---\left(14\right)$

其中：

C_g1＝C_db3+C₁+C_gs5+C_gs7+C_gd3+C_gd5+C_gd7≈C₁+C_gs5+C_gs7        (15)

得：

$\frac{V_3}{V_2}=-\frac{g_{m3}}{\frac{1}{r_{o3}}+(C_{g1}+C_{\mathrm{gd}7})s-s{C}_{\mathrm{gd}7}{H}_2\left(s\right)}---\left(16\right)$

第一电流通路I产生第一次主极点，其交流小信号等效图如图2所示，在节点A，根据KCL：

$V_2(s{C}_{d1}+\frac{1}{r_{o1}}+g_{m2})+g_{m1}{V}_1=0---\left(17\right)$

1/ro2较gm2可以忽略，得：

$\frac{V_2}{V_1}=-\frac{g_{m1}}{s{C}_{d1}+g_{m2}}---\left(18\right)$

产生一个左半平面的极点，为

大小比右半平面的零点略小。

根据式(6)(13)(16)可得第二电流通路II含有三个零点，一个右半

平面的零点

和两个左半平面的零点，在环路传输函数中，这两个左半平面的零点与第一增益相位调制支路的两个极点抵消，因此我们可以得到较低频下环路传输函数的总的零极点为：

(主极点)，

(左半平面的零点)，(右半平面的零点)，

(次主极点)其他的零极点都处于较高频。

电流源Iss的电流值是可变的，并且频率变化与电流源Iss电流值基本成线性，若采用可控电流源，可实现可控频率的RC振荡电路。

需要特别注意的是第四PMOS管M7尺寸的选取，因为其小信号电阻和跨导决定这个零点的大小和极性，其宽长比选取范围为4～8。

Claims (1)

1.一种电阻电容型环形振荡器，其特征在于：该振荡器的结构为：

第一PMOS管(M2)为二极管连接，并与第一NMOS管(M1)串联，第一PMOS管(M2)的源极接外接电源，第一NMOS管(M1)的源极接地；

第二PMOS管(M3)栅极与第一PMOS管(M2)栅极相连，第二PMOS管(M3)的源极接外接电源，第二PMOS管(M3)的漏极与电流源的正端相接，电流源的负端接地；

第三PMOS管(M5)与第三NMOS管(M6)串联，电容C1接在第三PMOS管(M5)的栅极和外接电源之间，电阻R1接在第三NMOS管(M6)的栅极和漏极之间，第三PMOS管(M5)的源极接外接电源，第三NMOS管(M6)的源极接地；

第四PMOS管(M7)栅极与第二PMOS管(M3)漏极相连，第四NMOS管(M8)栅极与第三NMOS管(M6)漏极相连，第四PMOS管(M7)的源极接外接电源，第四NMOS管(M8)源极接地。

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