CN101170336A - 多输入多输出系统中基于全波分析的信道相关性估计方法 - Google Patents

Abstract

一种多输入多输出系统中基于全波分析的信道相关性估计方法，用于无线通信技术领域。方法如下：根据多输入多输出系统的传输环境建立包含发射天线、接收天线和信道散射体在内的多输入多输出广义信道模型；从能量比的角度，根据实际环境确定模型参数；运用全波分析方法结合电磁场基本理论对模型进行分析，获取收发天线上的电流分布；由天线电流分布定义多输入多输出信道的空间相关系数。与现有文献的测量和仿真结果对比表明了本发明的有效性和优越性，并且本发明为不规则来波角谱的情况提供了一种解决方案，拓展了多输入多输出系统的研究。

Description

多输入多输出系统中基于全波分析的信道相关性估计方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信技术领域的信道估计方法，具体涉及一种多输入多输出系统中基于全波分析的信道相关性估计方法。

背景技术

在通信系统中，收发端均采用多天线的多输入多输出(MIMO)无线通信技术由于其较高的数据传输速率和频谱利用率而得到广泛的应用。然而在实际情况中，多输入多输出系统不同子信道之间存在相关性，并且当天线间距和来波扩展角较小时，信道的空间相关性对多输入多输出系统性能会产生较大的影响。目前对多输入多输出系统的信道空间相关性的研究通常基于来波功率角谱(PAS)分布，典型的有均匀分布、余弦分布、高斯分布和拉氏分布。目前利用来波功率角谱求解相关性的方法不足表现为：用电压或功率等参量描述信号，丢失了许多原始信息，如相位信息和空间分布信息等；未考虑收发天线对信号的影响；需要预先假设来波角谱分布形式，在建模试用来波角谱的3dB带宽确定模型扩展角，影响计算结果的准确性；来波角谱形式通常为规则角度扩展并且具有一个主方向，没有对不规则扩展情况进行分析。

全波分析方法包括时域有限差分、有限元和积分方程等方法，常用来求解具有复杂结构的电磁场边值问题，借助计算机对目标的电磁特性进行精确的数值模拟。这些方法不受电磁波频率的限制，不仅适用于高频问题，也适用于中低频问题。全波分析方法由于其具有较高的计算精确度、易于实现并能获取丰富的信道散射信息等优点正逐步用于多输入多输出系统性能的分析中。目前全波分析方法主要被用来求解空间场分布，进而得到信道矩阵参量，以此分析多输入多输出系统的性能，但在分析过程中忽略了收发天线的具体特性以及天线对收发信号和信道的影响，而且目前的方法不宜对室外远距离传输环境进行数值模拟。

经对现有的技术文献检索发现，李忻和聂在平在《电子学报》2004年12月第12期上发表了“MIMO信道中衰弱信号的空域相关性评估”，该文根据不同形式的来波角谱分布推导出空间相关系数的显式表达，得出不同信道参量对相关系数的影响规律，为多输入多输出系统的信道相关性提供了一种估计方法，但其不足在于：1)在得到相关系数的过程中需假设来波角谱分布形式。2)在计算过程中以接收信号为分析对象，未考虑信道与收发天线的相互作用以及信号的空间分布，使得信道信息量不够完整。

发明内容

本发明针对现有技术存在的缺陷，提出一种多输入多输出系统中基于全波分析的信道估计方法。本发明根据不同的实际环境选取特定的来波角谱能量比值作为信道描述参数，建立包含收发天线及散射体在内的广义散射信道环境，通过全波分析方法获取收发天线的电流分布，并从电流分布的角度定义了MIMO系统接收端的空间相关系数。

本发明是通过以下技术方案实现的，包括以下步骤：

第一步，在信道估计方法中采用来波角谱能量比作为信道描述参数，并由实际信道环境选取不同能量比原则，确定相应的信道估计参数。

第二步，在第一步的基础上，结合具体收发天线形式和信道的有效散射体，确立MIMO广义散射信道环境，使之包含更多的信道信息。

第三步，对第二步确立的信道环境进行全波分析，获取MIMO信道收发天线的电流分布；

第四步，由第三步得到的天线电流分布定义MIMO信道空间相关系数，以此表示MIMO信道的空间相关性。

所述第一步，具体实现如下：

根据实际环境选用不同的来波角谱能量比值，并以能量比确定来波的有效扩展角，以此获得传播模型的模型扩展角(BW)和等效散射体的位置及分布等信道信息。等效散射体位置由三维极坐标(r，θ，)确定，散射体分布的概率密度函数为p(r，θ，)。r为散射体与原点的距离，为俯仰角，即矢径与Oz轴的交角，θ为散射体在xOy平面上的投影关于Ox轴的极角。

所述第二步，具体实现如下：

确定收发天线的具体形式，对于发射天线，确定天线形状、激励点的位置及激励方式，对于接收天线，确定天线形状、接收端口位置及方式。其次确定收发天线相对位置关系，假设平均入射角为α，收发距离为R，D₁、D₂分别表示收发端天线的间距。结合第一步所得信道及散射体信息，建立包含收发天线和信道散射体在内的完整的MIMO信道分析环境。

所述第三步，具体实现如下：

在整个空域内，对所建立的信道环境进行全波分析，获取收发天线上的电流分布。把收发天线作为一个阵列，信道散射体可看成边界条件，运用电磁场基本理论结合全波分析方法得到收发天线的电流分布，并用电流分布表征接收和发射信号。设得到的各发射天线的电流分布依次为：I₁，I₂，I₃，……；各接收天线的电流分布依次为I₁′，I₂′，I₃′，……。

所述第四步，具体实现如下：

对天线电流分布进行相关得到相关系数。天线电流分布的相关特性源于信道中散射体分布物理位置的随机性并且每一个随机散射体对应一个天线电流分布的样本。由散射体的不同位置(r，θ，)和概率密度函数p(r，θ，)，用全波分析方法获得发射天线的电流分布为I_i(r，θ，)，接收天线的电流分布为I_i′(r，θ，)，其中i＝1，2，…。把接收天线上的电流分布作为接收信号的表现形式，又考虑到电流分布为复数，以两接收天线情况为例，可得接收端的包络相关系数如下：

其中

式中E[·]表示数学期望，I₁′(r，θ，)，I₂′(r，θ，)表示位于(r，θ，)的散射体分别对两接收天线上的电流分布的影响。

当多输入多输出系统建模为Lee的单环模型时，根据来波角谱能量比原则确定模型扩展角的大小，其包含来波角谱能量比范围是76％至78％。

本发明具有如下优点：1)在分析相关性的过程中无需假设来波角谱分布，用能量比作为描述参数，为不规则扩展以及具有多个主入射方向的来波角谱情况提供了一种解决方法，可适用于更为复杂的信道环境估计；2)摆脱了收发天线及散射体均在同一平面内的限制，理论上适用于任意的天线空间相对位置；3)将全波分析方法应用于室外远距离无线传输模型分析，在MIMO信道中引入收发天线具体形式，以电流分布表示信号，包含了特定天线形式对信号的影响和天线间互耦的影响，并且增加了相位信息和分布信息使得MIMO信道模型的信息量更加丰富；4)提高了MIMO信道相关性估计的准确性并拓展了信道模型的适用范围，对于目前常用的均匀分布、余弦分布、拉斯分布和高斯分布均可以用相同的能量准则处理，具体的来波角谱能量比取决于具体的环境相。

附图说明

图1为基于全波分析的MIMO信道空间相关性估计方法流程图

其中：由实际环境选取特定的来波能量比值，确定相关的信道参数，并结合等效散射体分布和收发天线形式建立MIMO信道分析环境，用全波方法获取天线电流分布，最后从电流分布的角度定义了相关系数；

图2为MIMO空间相关信道的单环模型；

图3为用全波分析方法在不同模型扩展角下的相关系数与实测结果的比较；

图4为不同平均入射角下的相关系数

其中：图4(a)是来波角谱为余弦分布时的相关系数；图4(b)是用全波分析方法计算得到的相关系数；

图5为不同来波角谱分布及全波分析法计算的相关系数与实测数据的比较。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1、图2所示，以典型的Lee的单环模型为例，1为发射天线，2和3为接收天线，4为散射体分布半径，5为散射体分布间隔，6为收发天线距离，7为模型扩展角，8为平均入射角，9为接收天线间距，并作如下假设：1)假设基站周围不存在散射体，而移动台周围存在大量的散射体；2)移动台周围的散射体分布在半径为r的圆上，且圆半径远小于基站移动台之间的距离，天线尺寸也远小于圆半径；3)假设基站端、移动台及所有散射体均在同一平面内；4)假设不存在直视(LOS)分量，基站端信号的波达角来自移动台周围的散射体。

信号由一根移动终端天线发出，被两根基站天线接收，收发天线均采用理想的半波振子天线。为了更有效地比较全波分析方法的仿真性能，实例参数设置参考WILLIAM C.Y.LEE在“Effects on Correlation Between Two Mobile RadioBase-Station Antennas(移动无线电基站天线的相关性影响)”(IEEETransactions on Communications，Vol.COM-21.No.11，November 1973)，具体如下：设定载波频率f为863MHz，收发距离R为3英里，散射体分布半径r为55英尺，散射体分布间隔Δθ为10°，平均入射角α为0°～90°，接收天线间距D为0□100λ。另外，本例中用到的实测数据和余弦角谱分布的拟合曲线也均来自于上述LEE的文献。本例的具体实现过程如下：

1)确定收发天线为半波振子天线，发射天线采用中心馈电方式。

2)散射体以发射天线为中心，在半径为r的圆环上均匀分布。

3)信道模型扩展角BW由接收端角谱能量比确定，在单环模型下选用包含角谱能量约77％的波束宽度作为模型扩展角大小。LEE在文献中假设来波角谱为余弦分布，通过对实测数据的拟合的到余弦分布的参数n为56900，则其概率密度函数为：

$p\left(\mathrm{\φ}\right)=\frac{Q}{\mathrm{\π}}{\cos }^{56900}(\mathrm{\φ}-{\mathrm{\φ}}_0),$ $-\frac{\mathrm{\π}}{2}+{\mathrm{\φ}}_0\≤\mathrm{\φ}\≤\frac{\mathrm{\π}}{2}+{\mathrm{\φ}}_0$

其中，Q为归一化系数。故可得p(φ)包含77％能量的波束宽度约为0.58°，在单环模型情况下可根据该能量比值确定有效散射体分布半径。

4)对单环模型进行全波分析，获取收发天线的电流分布。

对于理想半波振子天线可采用现有的v积分方程形式：

$E_z^i=\frac{j}{4\mathrm{\π\ω\ϵ}}\underset{-L/2}{\overset{L/2}{\∫}}I\left(z^{\′}\right)g_1(z,z^{\′}){\mathrm{dz}}^{\′}$

其中

$G_1(z,z^{\′})=\frac{e^{-\mathrm{jkr}}}{r^5}[(1+\mathrm{jkr})({2r}^2-{3a}^2)+k^2{a}^2{r}^2]$

$r=\sqrt{a^2+{(z-z^{\′})}^2}$

E_z ⁱ表示外加在天线上的电场强度，a为天线半径。用全波分析方法中的矩量法计算上述积分方程，对电流I用分段正弦函数展开，并用Galerkin法求得阻抗矩阵、电流矩阵和电压矩阵分别为：

$Z_{\mathrm{mn}}=-j30{\∫}_{(m-1)h}^{(m+1)h}(\frac{e^{-\mathrm{jk}{r}_1}}{r_1}+\frac{e^{-\mathrm{jk}{r}_2}}{r_2}-2\cos \mathrm{kh}\frac{e^{-\mathrm{jk}{r}_0}}{r_0})\×\sin k(h-|z-m\·h\left|\right)\mathrm{dz}$

$I\left(z^{\′}\right)=\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_n\sin k(h-|z^{\′}-n\·h\left|\right)[(n-1)h\≤z^{\′}\≤(n+1)h]$

$V_m={\∫}_{(m-1)h}^{(m+1)h}{E}_z\sin k(h-|z-m\·h\left|\right)\mathrm{dz}$

式中 $h=\frac{L}{N},$ 表示天线分成N段时每段的长度，从而有：

[I_n]＝[Z_mn]^-1[V_m]

对于如图2的单环模型，将收发天线作为一个天线阵列，散射体作为边界条件，在每个阵元导体表面，Pocklington方程均成立，运用阵列形式的Pocklington方程，获取天线电流分布。

设在每一个阵元上电流都用N-1个基函数展开，则矩阵方程形式为：

$\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{\mathrm{mn}}{I}_{\mathrm{nq}}=E_{\mathrm{zm}}^i{|}_t,m=\mathrm{1,2},...,(N-1)\×Q$

其中Q为阵列天线总数。设发射天线的标号为：1，2，……，N_t，接收天线的标号为：N_t+1，N_t+2，......，Q。在本例中，N_t＝1，Q＝3。接收天线作为无源振子有：

$\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{\mathrm{mn}}{I}_{\mathrm{nq}}=0,$ m=(N-1)×N_t+1,...,(N-1)×Q

发射天线作为有源振子有：

式中Δl，表示有源振子中部接电源处分开的距离，V₀为发射天线激励点电压。上式表明在每一个有源振子上除激励点外所有分段上的电场分量为零。由上述方法，使用阵列形式的Pocklington方程即可得到收、发天线上的电流分布。

5)从电流分布的角度定义接收端空间相关系数

信道中散射体分布的物理位置由参数θ确定，参数r为定值，电流分布可由前述矩量法求得，又考虑到电流分布为复数，对2、3两接收天线的电流分布作相关，获取信号的包络相关系数为：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{env}}=\frac{E[I_2\left(\mathrm{\θ}\right)\·{I_3}^{*}\left(\mathrm{\θ}\right)]-E\left[I_2\left(\mathrm{\θ}\right)\right]E\left[{I_3}^{*}\left(\mathrm{\θ}\right)\right]}{\sqrt{\left(E\right[I_2\left(\mathrm{\θ}\right)\·{I_2}^{*}\left(\mathrm{\θ}\right)]-E[I_2\left(\mathrm{\θ}\right)\left]E\right[{I_2}^{*}\left(\mathrm{\θ}\right)\left]\right)\·\left(E\right[I_3\left(\mathrm{\θ}\right)\·{I_3}^{*}\left(\mathrm{\θ}\right)]-E[I_3\left(\mathrm{\θ}\right)\left]E\right[{I_3}^{*}\left(\mathrm{\θ}\right)\left]\right)}}$

其中

$E\left[f\left(\mathrm{\θ}\right)\right]={\∫}_0^{2\mathrm{\π}}f\left(\mathrm{\θ}\right)p\left(\mathrm{\θ}\right)\mathrm{d\θ}$

式中I₂(θ)、I₃(θ)表示位于θ角的散射体对接收天线上的电流分布的影响， $p\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{1}{2\mathrm{\π}},$ 表示散射体分布物理位置的概率密度函数。

图3给出了当平均入射角α＝90°时，不同模型扩展角下的相关系数。说明以余弦角谱能量约77％的波束宽度作为模型扩展角的大小计算得到的结果与实测结果最为吻合。图4(a)给出了入射角谱为余弦分布下的相关系数，参数n＝56900，图4(b)给出了用全波分析法得到的相关系数，扩展角BW＝0.58°。通过与文献中的实测数据和拟合曲线的比较说明基于全波分析法的MIMO信道模型空间相关性与现有研究方法的结果有很好的一致度。

图5给出了当平均入射角α＝90°时，不同形式的来波角谱对实测数据的拟合曲线。可见，对于不同形式的来波角谱分布，在衡量带宽内的能量占总能量的比值基本相当。故不仅是余弦角谱分布，当来波角谱呈钟形分布时(如上述四种典型分布)，用角谱分布中占总能量比约77％的波束宽度为扩展角来建模，并结合全波分析方法分析MIMO信道的空间相关性，结果有更为普遍的意义。表1给出了不同角谱分布参数和在模型扩展角0.58°内包含能量比值。

表1

分布类型	分布参数	3dB波束宽度	衡量带宽	占总能量比值
					均匀分布	Δ＝0.39°	-	0.58°	74.36％
余弦分布	n＝56900	0.4°	0.58°	77.27％
					高斯分布	σg＝0.24°	0.4°	0.58°	77.31％
拉氏分布	σl＝0.28°	0.137°	0.58°	76.89％

Claims (6)

1.一种多输入多输出系统中基于全波分析的信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步，在信道估计方法中采用来波角谱能量比作为信道描述参数，并由实际信道环境选取能量比原则，确定信道估计参数；

第二步，在第一步的基础上，结合具体收发天线形式和信道的有效散射体，确立多输入多输出系统广义散射信道环境，使之包含更多的信道信息；

第三步，对第二步确立的信道环境进行全波分析，获取多输入多输出系统信道收发天线的电流分布；

第四步，由第三步得到的天线电流分布定义多输入多输出系统信道空间相关系数，以此表示多输入多输出系统信道的空间相关性。

2.根据权利要求1所述的多输入多输出系统中基于全波分析的信道估计方法，其特征是，所述第一步，具体实现如下：

根据实际环境选用来波角谱能量比值，并以能量比确定来波的有效扩展角，以此获得传播模型的模型扩展角和等效散射体的位置及分布等信道信息，等效散射体位置由三维极坐标(r，θ，)确定，散射体分布的概率密度函数为p(r，θ，)，其中r为散射体与原点的距离，为俯仰角，即矢径与Oz轴的交角，θ为散射体在xOy平面上的投影关于Ox轴的极角。

3.根据权利要求1所述的多输入多输出系统中基于全波分析的信道估计方法，其特征是，所述第二步，具体实现如下：

确定收发天线的具体形式，对于发射天线，确定天线形状、激励点的位置及激励方式，对于接收天线，确定天线形状、接收端口位置及方式。其次确定收发天线相对位置关系，假设平均入射角为α，收发距离为R，D₁、D₂分别表示收发端天线的间距，结合第一步所得信道及散射体信息，建立包含收发天线和信道散射体在内的完整的多输入多输出系统信道分析环境。

4.根据权利要求1所述的多输入多输出系统中基于全波分析的信道估计方法型，其特征是，所述第三步，具体实现如下：

在整个空域内，对所建立的信道环境进行全波分析，获取收发天线上的电流分布，把收发天线作为一个阵列，信道散射体看成边界条件，采用全波分析方法得到收发天线的电流分布，并用电流分布表征接收和发射信号，设得到的各发射天线的电流分布依次为：I₁，I₂，I₃，……，各接收天线的电流分布依次为I₁，I₂′，I₃′，……。

5.根据权利要求1所述的多输入多输出系统中基于全波分析的信道估计方法型，其特征是，所述第四步，具体实现如下：

对天线电流分布进行相关得到相关系数，天线电流分布的相关特性源于信道中散射体分布物理位置的随机性并且每一个随机散射体对应一个天线电流分布的样本，由散射体的位置(r，θ，)和概率密度函数p(r，θ，)，用全波分析方法获得发射天线的电流分布为I_i(r，θ，)，接收天线的电流分布为I_i′(r，θ，)，其中i＝1，2，…，把接收天线上的电流分布作为接收信号的表现形式，电流分布为复数，两接收天线接收端的包络相关系数如下：

其中

式中E[·]表示数学期望，I₁′(r，θ，)，I₂′(r，θ，)表示位于(r，θ，)的散射体分别对两接收天线上的电流分布的影响。

6.根据权利要求1所述的多输入多输出系统中基于全波分析的信道估计方法，其特征是，当多输入多输出系统建模为Lee的单环模型时，根据来波角谱能量比原则确定模型扩展角的大小，其包含来波角谱能量比范围是76％至78％。

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