CN101166066B - 一种移动水声通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供的是一种移动水声通信方法。(1)选取LFM信号作为Pattern时延差编码体制的Pattern码形，其中通信信道1的p_attern1(t)为正调频斜率LFM信号，通信信道2的p_attern2，(t)为负调频斜率LFM信号；(2)通信信道1、通信信道2分别进行Pattern时延差编码；(3)通信信道1、通信信道2分别进行正交载波调制，然后两通道信号叠加发射；(4)接收信号分别与载频的正、余弦信号相乘并通过带通滤波器滤除高频分量；(5)构造两路复信号，进行最佳阶数分数阶Fourier变换；(6)在FRFT的u正半轴与u负半轴分别测量FRFT峰值时延值，同时实现两路通信信道解码。本发明的优点是可以在存有多普勒频偏时高性能的实现移动水声通信，且可实现两路通信信道同时通信，提高通信速率。

Description

一种移动水声通信方法

(一)技术领域

本发明涉及的是水声通信领域，更确切地说，涉及一种实现移动水声通信的方法。

(二)背景技术

当今水声通信的前景就是由活动节点和静止节点共同构成的水声数据通信网，随着各种舰船、潜器航行速度的提升及对其水声通信无线遥控的迫切需求，研究移动点对点水声通信将是十分有意义的。

线性调频信号(LFM)在水声领域被广泛应用，在无多普勒频偏时，拷贝相关器是LFM信号的最佳检测器，但当存在频偏时将发生失配而影响性能。分数阶Fourier变换具有LFM基分解特性，一个LFM信号当在分数阶Fourier变换域中选取适当的分数阶数时，将表现为一个冲激函数，即分数阶Fourier变换在某个分数阶Fourier域中对给定的LFM信号(调频斜率一定)具有很好的能量聚集性。因此，可通过在分数阶Fourier变换域进行二维搜索来检测存在多普勒频偏的LFM信号。

Pattern时延差编码体制属于脉位编码，可选取LFM信号作为Pattern码型，所以可以引入分数阶Fourier变换。因此若将分数阶Fourier变换应用于PDS通信体制解码，可胜任存在多普勒频偏的移动水声通信。

(三)发明内容

本发明的目的在于提供一种可克服拷贝相关器在对存有多普勒频偏时失去其最佳检测性能的缺点和不足，能够胜任移动水声通信的移动水声通信方法。

本发明的目的是这样实现的：

(1)选取LFM信号作为Pattern时延差编码体制(PDS)的Pattern码形，其中通信信道1的p_attern1(t)为正调频斜率LFM信号，通信信道2的p_attern2(t)为负调频斜率LFM信号；

(2)通信信道1、通信信道2分别进行Pattern时延差编码；

(3)通信信道1、通信信道2分别进行正交载波调制，然后两通道信号叠加发射；

(4)接收信号分别与载频的正、余弦信号相乘并通过带通滤波器滤除高频分量；

(5)构造两路复信号，进行最佳阶数分数阶Fourier变换；

(6)在FRFT的u正半轴与u负半轴分别测量FRFT峰值时延值，同时实现两路通信信道解码。

为实现本发明的目的，克服移动水声通信中的多普勒频偏，本发明利用LFM信号在与其调频斜率一致的分数阶Fourier变换域呈现冲激信号的特征，提出一种基于分数阶Fourier变换的PDS编、解码方案，构成FRFT-PDS通信系统。

本发明的优点是可以在存有多普勒频偏时高性能的实现移动水声通信，且可实现两路通信信道同时通信，提高通信速率。

(四)附图说明

图1是FRFT-PDS通信流程图；

图2是无噪声干扰下一组码元的FRFT输出；

图3是噪声干扰下一组码元的FRFT输出；

图4是FRFT解码器输出；

图5是通信信道1拷贝相关解码器输出；

图6是通信信道2拷贝相关解码器输出。

(五)具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

在本发明中，通信频带内选取两种Pattern码型，对应于两路通信信道同时工作。通信信道1的编码波形可表示为：

$m_1\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{\mathrm{attern}1}(t-i\·T_0-k_{1i}\·\mathrm{\Δ\τ}),k_{1i}=\mathrm{0,1},...,(2^n-1)---\left(1\right)$

式中τ_1di＝k_1i·Δτ为通信信道1的第i号码元对应的时延差值；p_attern1(t)为脉宽为T_p的Pattern码型。选取LFM信号做为Pattern码型，Pattern1的码型以复信号表示如下：

式中f_L为通信频带的起始频率，β＝B/T_p为Pattern的调频斜率，B为系统带宽。

以Pattern1码型的时间反转作为Pattern2(负调频斜率LFM信号)，即：

p_attern2(t)＝p_attern1(-t)(3)

由于选取的Pattern是线性调频信号，所以可以引入分数阶Fourier变换。

下面简要介绍分数阶Fourier变换的原理及特性。

时间信号x(t)的分数阶Fourier变换定义如下：

$X_p\left(u\right)=\left\{F^p\right[x\left(t\right)\left]\right\}\left(u\right)={\∫}_{-\∞}^{+\∞}x\left(t\right)K_p(t,u)\mathrm{dt}---\left(4\right)$

其中，p为FRFT的阶数，可以为任意实数，旋转角度α＝pπ/2；F^p为FRFT的算子符号，K_p(t，u)为FRFT的变换核。

具有角度α＝pπ/2的分数阶Fourier逆变换就是具有角度-α＝-pπ/2的分数阶Fourier变换，即：

$x\left(t\right)={\∫}_{-\∞}^{+\∞}{X}_p\left(u\right)K_{-p}(t,u)\mathrm{dt}---\left(5\right)$

从逆变换中可以看出，分数阶Fourier变换将x(t)表示成由具有线性频率调制的复指数函数集合K_-p(t，u)组成的一组基函数，这组基函数是正交基。因此对于给定的LFM信号，存在一个分数阶数使线性调频信号的能量聚集于一最大值，我们称之为与此调频斜率相匹配的“最佳”分数阶数。LFM调频斜率β与“最佳”分数阶数p₀有确定的对应关系：β＝-cot(p₀π/2)。当调频斜率β很大时，p₀将趋于2，旋转角度α趋于π。

分数阶Fourier变换还具有很多重要性质，现给出接下来要用到的几条性质：

①线性变换特性：

{F^p[ax(t)+by(t)]}(u)＝aX_p(u)+bY_p(u)(6)

②时移特性：

{F^p[x(t-τ)]}(u)＝X_p(u-τcosα)exp(jπτ²sinαcosα-j2πuτsinα)(7)

③频移特性：

{F^p[x(t)e^j2πξt]}(u)＝X_p(u-ξsinα)exp(-jπξ²sinαcosα-j2πuξcosα)(8)式中a、b为任意常系数，τ为时延量，ξ为多普勒频偏。

另外，分数阶Fourier变换还具有奇偶对称特性，即：

由式(9)可知，互为时间反转的Pattern1、Pattern2在分数阶Fourier变换域内具有相同的最佳分数阶数，且两者对应的FRFT峰值将出现在无重叠的两个区间：u正半轴与u负半轴。因此若将分数阶Fourier变换应用于PDS通信体制解码，则可通过一次FRFT运算同时检测到Pattern1、Pattern2；并且FRFT具有时延特性，每个Pattern在码元对应的时延差值可通过FRFT模值的峰值检测测量。因此FRFT可应用于该双通信信道的PDS体制解码。

复信号需要进行正交调制以便发射。下面以一组码元来介绍正交调制与解调的过程。由于每个码元在时间τ_di＜t≤τ_di+T_p内为Pattern波形，其余时刻为0值，所以只需要分析Pattern波形的调制过程。为便于分析，将Pattern1、Pattern2写为如下形式：

$\left\{\begin{array}{c}{p}_{\mathrm{attern}1}\left(t\right)=\cos (2\mathrm{\π}{f}_{L}t+\mathrm{\π\β}{t}^2)+j\sin (2\mathrm{\π}{f}_{L}t+\mathrm{\π\β}{t}^2),\\ p_{\mathrm{attern}2}\left(t\right)=p_{\mathrm{attern}1}(-t)=\cos (2\mathrm{\π}{f}_{H}t-\mathrm{\π\β}{t}^2)-j\sin (2\mathrm{\π}{f}_{H}t-\mathrm{\π\β}{t}^2)\end{array}\right.---\left(10\right)$

式中f_H为系统通信频带的截止频率。

设p_1R(t)、p_1I(t)分别表示p_attern1(t)的实部、虚部信号，p_2R(t)、p_2I(t)分别表示p_attern2(t)的实部、虚部信号。为保留高频分量，p_attern1(t)正交调制可表示为：

p_1c(t)＝p_1R(t)cos(2πf_ct)-p_1I(t)sin(2πf_ct)＝cos(2πf_Lt+πβt²+2πf_ct)(11)

为与p_1c(t)占用相同的频带，p_attern2(t)的正交调制可表示为：

p_2c(t)＝p_2R(t)cos(2πf_ct)+p_2I(t)sin(2πf_ct)＝cos(2πf_Ht-πβt²+2πf_ct)(12)

按上述调制过程对如式(1)所示的两路通信信道的编码信号m₁(t)、m₂(t)进行载波调制，其调制后的波形可表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{m}_{1c}\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{1c}(t-i\·T_0-k_{1i}\·\mathrm{\Δ\τ}),k_{1i}=\mathrm{0,1},...,2^n-1\\ m_{2c}\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{2c}(t-i\·T_0-k_{2i}\·\mathrm{\Δ\τ}),k_{2i}=\mathrm{0,1},...,2^n-1\end{array}\right.---\left(13\right)$

最终发射信号为此两路调制信号的叠加：s(t)＝m_1c(t)+m_2c(t)，如图1所示。

现在介绍接收端解调过程，即去载频恢复原基带复信号的过程。为方便阐述，只考虑第一组码元，且暂不考虑水声信道及噪声干扰，此时接收信号可表示为：r(t)＝p_1c(t-k₁₁·Δτ)+p_2c(t-k₂₁·Δτ)。将接收信号分别与载频的正、余弦信号相乘并通过带通滤波器滤除高频分量：

$r_R\left(t\right)={\left\{r\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\right\}}_{\mathrm{BP}}$

$=\frac{1}{2}[\cos (2\mathrm{\π}{f}_L{t}_1+\mathrm{\π\β}{t_1}^2)+\cos (2\mathrm{\π}{f}_H{t}_2-\mathrm{\π\β}{t_2}^2)],t_1=t-k_{11}\·\mathrm{\Δ\τ}---\left(14\right)$

$r_I\left(t\right)={\left\{r\left(t\right)\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\right\}}_{\mathrm{BP}}$

$=-\frac{1}{2}[\sin (2\mathrm{\π}{f}_L{t}_1+\mathrm{\π\β}{t_1}^2)+\sin (2\mathrm{\π}{f}_H{t}_2-\mathrm{\π\β}{t_2}^2)],t_2=t-k_{21}\·\mathrm{\Δ\τ}---\left(15\right)$

式中{·}_BP表示带通滤波输出。式(14)、式(15)含有原Pattern1、Pattern2的实部、虚部信号，虽然均被解调出来，但他们的实部叠加在一起、虚部也叠加在一起。

用式(14)、式(15)构造两路复信号：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_1\left(t\right)=2r_R\left(t\right)-j\·2r_I\left(t\right)\\ =p_{\mathrm{attern}1}\left(t_1\right)+[\cos (2\mathrm{\π}{f}_H{t}_2-\mathrm{\π\β}{t_2}^2)+j\·\sin (2\mathrm{\π}{f}_H{t}_2-\mathrm{\π\β}{t_2}^2)\\ =p_{\mathrm{attern}1}(t-k_{11}\·\mathrm{\Δ\τ})+d_1\left(t\right)\\ r_2\left(t\right)=2r_R\left(t\right)+j\·2r_I\left(t\right)\\ =p_{\mathrm{attern}2}\left(t_2\right)+[\cos (2\mathrm{\π}{f}_L{t}_1+\mathrm{\π\β}{t_1}^2)-j\·\sin (2\mathrm{\π}{f}_L{t}_1+\mathrm{\π\β}{t_1}^2)\\ =p_{\mathrm{attern}2}(t-k_{21}\·\mathrm{\Δ\τ})+d_2\left(t\right)\end{array}\right.---\left(16\right)$

式中d₁(t)、d₂(t)是复干扰信号，与p_attern1(t)、p_attern2(t)的相关系数均很小。

将信号r₁(t)、r₂(t)叠加后进行最佳阶数分数阶Fourier变换，可同时实现两路通信信道解码。FRFT-PDS系统通信流程如图1所示。

移动水声通信具体计算实例：

系统参数选取：系统基带2～5kHz，载频4kHz，采样频率40kHz；码元宽度T₀＝20ms，Pattern脉宽T_p＝10ms，编码时间T_c＝T₀-T_p＝10ms，每个码元携带3bit数字信息。在2kHz频带内两路通信信道同时工作，通信速率为300bit/s。

图2给出在无噪声干扰、理想情况下的一组码元的FRFT输出模值；图3为有白噪声干扰时的一组码元的FRFT模值输出(SNR＝0dB)。

从图1、图2中可见，FRFT输出的峰值出现在u坐标无重叠的正、负半轴，在正、负区间分别峰值检测即可实现两路通信信道同时解码。另外，白噪声的能量均匀分布在整个时频平面内，在任何的分数阶Fourier域上均不会出现能量聚焦，因而FRFT处理具有较强地抑制噪声能力。

在深海条件下进行仿真研究，通信节点位于深海声道轴；多普勒频偏为30Hz；接收端信噪比为5dB。FRFT解码器输出如图4所示。若采用拷贝相关解码，则需以Pattern1、Pattern2分别作为参考信号进行拷贝相关处理，其对应的拷贝相关输出如图5和图6所示。

由于存在多普勒频偏，拷贝相关峰幅值降低且偏离真值位置，当多普勒频偏超出LFM信号容限范围后将产生较大误码。而FRFT只需通过对第一组码元进行最佳阶数搜索，确定最佳阶数后以此阶数进行接下来的FRFT解码，即可实现高质量解码。

下面对所提出的方案进行仿真研究。收、发节点均置于深海声道轴附近，改变其相对水平距离，多普勒频偏为30Hz，采用FRFT解码方式，表1给出了在不同信噪比(SNR)下相应各通信信道的误码率(BER)。

表1通信误码率统计

注：I、II分别对应两个通信信道的误码率；Mean为平均误码率.

通过大量仿真统计验证，将通信节点置于声道轴附近，当多普勒频偏为30Hz、信噪比不低于6dB时，作用几十千米下的通信误码率可控制在10^-3或以下。

Claims (1)

1.一种移动水声通信方法，其特征是：

(1)选取线性调频信号LFM信号作为Pattern时延差编码体制的Pattern码形，其中通信信道1的p_attern1(t)为正调频斜率LFM信号，通信信道2的p_attern2(t)为负调频斜率LFM信号；

(2)通信信道1、通信信道2分别进行Pattern时延差编码；

(3)通信信道1、通信信道2分别进行正交载波调制，然后两路通信道信号叠加发射；

(4)接收信号分别与载频的正、余弦信号相乘并通过带通滤波器滤除高频分量；

(5)构造两路复信号，进行最佳阶数分数阶Fourier变换；

(6)在分数阶Fourier变换FRFT的u正半轴与u负半轴分别测量FRFT峰值时延值，同时实现两路通信信道解码。

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