CN101154960A - Wcdma网络中用于信号处理的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在WCDMA网络中用于信号处理的方法和系统。所述用于信号处理的方法包括基于为发射信号生成的正交序列计算下行信道的噪声功率估计值。所述正交序列可以是基于发射信号的时隙数量和/或用于发生信号的发射分集模式而产生的。用于下行信道的多个专用物理信道(DPCH)导频的一部分可以求和以产生I分量和Q分量。所述I分量和Q分量可以乘以所述正交序列以产生至少一个噪声I分量和至少一个噪声Q分量。

Description

WCDMA网络中用于信号处理的方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信，更具体地说，涉及一种在WCDMA网络中用于计算噪声功率估计值的方法和设备。

背景技术

移动通信改变了人们通信的方式并且移动电话从一种奢侈品转变成为生活中的基本部分。当今移动电话的使用由社会状态支配而不是被地理位置或技术阻碍。尽管语音连接满足了通信的基本需要，移动语音连接继续甚至进一步渗透到生活中的每一天中，移动英特网将是移动通信革命的下一步。所述移动因特网自然的成为日常信息的一个公共来源，那么简单且通用的移动接入该数据网被认为是当然的。

第三代(3G)蜂窝网络是用来实现所述移动因特网的这些需求而特地设计的。由于这些服务的使用和普及的增长，相对于目前对于蜂窝网运营商而言，如低成本的网络容量优化和服务质量(QoS)等因素将会变得更加重要。这些因素可以通过细致的网络规划和操作，改善发射方法，和改进接收机技术等方法实现。为此，运营商们需要能使得其增加下行吞吐率的技术，这样，提供高的QoS性能和速度以抗衡那些由电缆调制解调器传送的和/或DSL服务提供商。在这点上，基于WCDMA技术的网络可以为今天的无线运营商们提供传送数据给终端用户的更灵活选择。

在WCDMA下行链路中，多址接入干扰(MAI)可以是来自于小区间和小区内干扰。由来自于邻近基站的信号形成了小区间的干扰，该干扰可以由不同于期望的基站信号的扰码/信道和到达角描述。空间均衡可用来抑制小区间干扰。在同步下行链路应用中，使用正交扩频码，小区内干扰可以是由多径传播引起。由于扩频序列间任意时间偏差的非零交叉相关性，在解扩之后在传播路径间存在干扰，即产生了MAI。小区内干扰的水平完全取决于信道响应。在近乎平坦衰落信道中，物理信道保持几乎完全正交，小区内干扰对接收机性能没有任何明显的影响。频率选择性信道在WCDMA网络中是很普遍的。

移动网络允许用户在移动的时候接入服务，因此为终端用户提供了移动方式的自由。然而，这样的自由却对移动系统带来了不确定性。终端用户的移动性导致了在链路质量和干扰水平两方面的动态变化，有时候需要特定的用户改变为它服务的基站。该过程就是所知的切换(HO)。切换是处理终端用户移动性的必须部分。它保证了在该移动用户穿越蜂窝小区边界的时候无线服务的连续性。

WCDMA网络可以使一个移动手持设备与多个小区基站通信。这是可以发生的，例如由一个基站到另外一个基站的软切换。软切换可以包括使用相同频率带宽的基站。偶尔地，也会存在手持设备在两个使用不同频率的小区间切换。在这些情况下，移动手持设备可能需要把频率调到新的基站。可能需要额外的电路在保持使用第一种频率与第一基站通信的同时来处理第二种频率与第二个基站间的通信。所述额外的电路对于移动手持设备来说可能是一个不需要的额外耗费。另外，移动手持设备需要不同的发射功率来建立和保持与新的基站间的通信链路。在切换过程中，移动手持设备可能还能从当前的基站接收很强的信号然而从该新的基站接收一个很弱的信号。在这点上，发射功率可能不得不调整以使得切换可以完成，该移动手持设备可以开始与新的基站通信。传统的计算噪声功率的方法利用均值和/或方差，会导致对噪声功率的偏误估计。这种偏误估计常常是非常不准确的。

通过比较以上系统与本发明在下文中结合附图介绍的方法和设备，常规和传统方式的进一步的限制和缺点对于本技术领域的人员将是非常明显的。

发明内容

本发明涉及一种在宽带CDMA(WCDMA)网络中用于计算噪声功率估计值的方法和设备，具体地可以和/或结合至少一幅附图描述所示，并在权利要求中更加完整地给出。

根据本发明的一个方面，本发明提供了一种用于信号处理的方法，所述方法包括基于为发射信号生成的正交序列计算下行信道的噪声功率估计值。

作为优选，所述正交序列是基于所述发射信号的时隙数量而产生的。

作为优选，所述正交序列是基于用于所述发射信号的发射分集模式而产生的。

作为优选，所述方法进一步包括对用于所述下行信道的多个控制比特的一部分求和以产生同相(I)分量和正交(Q)分量。

作为优选，所述控制比特包括至少以下之一：专用物理信道(DPCH)发射功率控制(TPC)比特、DPCH导频比特和公共导频信道(CPICH)比特。

作为优选，所述方法进一步包括将所产生的I分量和所产生的Q分量乘以所述正交序列，以产生至少一个噪声I分量和至少一个噪声Q分量。

作为优选，所述方法进一步包括对所述至少一个噪声I分量和所述至少一个噪声Q分量求和以产生至少一个求和所得噪声I分量和至少一个求和所得噪声Q分量。

作为优选，所述方法进一步包括对所述至少一个求和所得噪声I分量和所述至少一个求和所得噪声Q分量求平方以产生至少一个已平方噪声I分量和至少一个已平方噪声Q分量。

作为优选，所述方法进一步包括对所述至少一个已平方噪声I分量和所述至少一个已平方噪声Q分量求和以产生最后的求和所得噪声分量。

作为优选，所述方法进一步包括归一化所述最后的求和所得噪声分量以确定所述下行信道的噪声功率估计值。

作为优选，所述归一化包括所述已产生的最后求和所得噪声分量除以所述下行信道的每一个时隙中的多个专用导频比特。

根据本发明的一个方面，本发明提供了一种用于信号处理的系统，所述系统包括基于为发射信号生成的正交序列计算下行信道的噪声功率估计值的电路。

作为优选，所述正交序列是基于所述发射信号的时隙数量而产生的。

作为优选，所述正交序列是基于用于所述发射信号的发射分集模式而产生的。

作为优选，所述电路对用于所述下行信道的多个控制比特的一部分求和以产生同相(I)分量和正交(Q)分量。

作为优选，所述控制比特包括至少以下之一：专用物理信道(DPCH)发射功率控制(TPC)比特、DPCH导频比特和公共导频信道(CPICH)比特。

作为优选，所述电路将所产生的I分量和所产生的Q分量乘以所述正交序列，以产生至少一个噪声I分量和至少一个噪声Q分量。

作为优选，所述电路对所述至少一个噪声I分量和所述至少一个噪声Q分量求和以产生至少一个求和所得噪声I分量和至少一个求和所得噪声Q分量。

作为优选，所述电路对所述至少一个求和所得噪声I分量和所述至少一个求和所得噪声Q分量求平方以产生至少一个已平方噪声I分量和至少一个已平方噪声Q分量。

作为优选，所述电路对所述至少一个已平方噪声I分量和所述至少一个已平方噪声Q分量求和以产生最后的求和所得噪声分量。

作为优选，所述电路归一化所述最后的求和所得噪声分量以确定所述下行信道的噪声功率估计值。

作为优选，所述归一化包括所述已产生的最后求和所得噪声分量除以所述下行信道的每一个时隙中的多个专用导频比特。

本发明的这些或者其他的优点，其他方面和新颖的特性以及实施例的细节在结合下面的描述和附图将会更加完全地得到理解。

附图说明

图1A是依据本发明实施例与两个WCDMA基站通信的WCDMA手机设备的示意框图；

图1B是依据本发明实施例的下行专用物理信道(DPCH)的无线帧格式的示意图；

图2A是结合本发明实施例在WCDMA网络内确定噪声功率估计值的示意框图；

图2B是依据本发明实施例在WCDMA网络中利用正交序列确定噪声功率估计值的示意图；

图3是依据本发明实施例在WCDMA网络中确定噪声功率估计值的步骤的示意流程图。

具体实施方式

本发明的实施例涉及在宽带CDMA(WCDMA)网络中用来计算噪声估计值的方法和设备，包括基于为发射信号生成的正交序列计算下行信道的噪声功率估计值。所述正交序列可基于所述发射信号的时隙数量和/或用于所述发射信号的发射分集模式而产生。用于下行信道的多个专用物理信道(DPCH)导频的一部分可以求和以产生同相(I)分量和正交相(Q)分量。所述产生的I分量和所述Q分量可以乘以所述正交序列以产生一个或者多个相应的I和Q噪声分量。所述产生的相应的I和Q噪声分量可以被求和，那么求和后的I和Q分量再平方以得到相应的I和Q噪声分量。所述已平方的I和Q噪声分量再求和并接着进行归一化以产生该下行信道的噪声功率估计值。

图1A是依据本发明实施例与两个WCDMA基站通信的WCDMA手持设备的框图。参考图1A，给出了移动手持设备或者用户设备120、多个基站BS 122和BS 124以及多个射频链路(RL)，RL1和RL2分别将用户设备120与基站122和基站124连接。用户设备120包括处理器142、存储器144和射频部分146。所述射频部分146可包括收发器(Tx/Rx)147。

结合本发明的一个实施例，在这里公开了一种处理下行信道的多个专用物理信道(DPCH)导频比特的方法，可以适用于分集和非分集无线系统。分集无线系统包括空时发射分集(STTD)、闭环1(CL1)和闭环2(CL2)无线系统。

上行链路功率控制(PC)对于基于CDMA系统是极为重要的，因为这样一个系统的容量是干扰水平的函数。网络内的所有活动用户设备的发射功率可被控制以限制干扰水平并减轻如众所周知的“远近”效应。如果有多于一个的活动用户，非参考用户的发射功率被一个因素所限制，该因素取决于参考用户码字与非参考用户码字的部分交叉相关。然而，当非参考用户比参考用户离接收机更近一些的时候，那么由该非参考用户产生的干扰要比该参考用户的功率大是可能的，这也就是所指的“远近”效应。用户设备可以利用开环功率控制来测量它的接收信号功率并据此来调整它的发射功率。活动状态的射频链路(RL)可以利用闭环功率控制来测量来自于所有用户设备的接收到的信号的功率，并指示各个用户设备来提高或者降低它们的上行发射功率以达到在所述射频链路中来自于所有用户设备的接收信噪比(SNR)是相同的。

处理器142可以传送和/或控制发向和/或接收自基站122和基站124的多个比特。存储器144包括有合适的逻辑、电路和/或代码，它可以存储数据和/或控制信息。射频部分146包括发射电路和/或接收电路，用于基于通过下行专用信道(DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特和/或多个导频比特，计算下行专用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)和/或噪声功率估计值，其中所述多个发射功率控制(TPC)比特在它们被接收到的时候可能是不知道的。属于相同射频链路集的射频链路可以广播相同的发射功率控制比特值。属于不同射频链路集的射频链路可以广播不同的发射功率控制比特。用户设备120可以通过多个射频链路如RL1和RL2同时地接收发射功率控制(TPC)比特。在切换期间，用户设备120可以同时接收来自于多个射频链路集的信号。

WCDMA规范定义了用于移动电话上行链路的物理随机接入信道(PRACH)和用于BTS下行链路的捕获指示信道(AICH)。当用户设备120完成对基站例如基站122的搜索且将其PRACH上行信号与BTS AICH下行信号同步之后，通信就建立起来。该基站可以识别出来自于用户设备120的PRACH前导且响应一个AICH以建立通信链路。用户设备120可以使用PRACH来发射它的开环功率控制设置给基站122。PRACH前导内的不正确数据或者信号质量问题可能导致断线，中断该小区的容量和/或阻碍基站122的响应。

图1B是依据本发明实施例的下行专用物理信道(DPCH)的无线帧格式的示意图。参考图1B，给出了无线帧格式102，其时间周期T_f等于10ms。无线帧102包括多个时隙，例如，15个时隙。在该无线帧102中的每一个时隙，例如，时隙#i 104可以包括多个专用物理数据信道(DPDCH)和多个专用物理控制信道(DPCCH)。该无线帧102中的每一个时隙的时间周期，例如，时隙#i的时间周期等于10*2^k比特，例如，其中k＝0…7。

DPDCH是一种下行信道类型，其可表示为每一个无线帧102中多路复用的I/Q编码。该下行DPDCH可用来传送数据，例如，包含N_data1比特的数据1154和包含N_data2比特的数据2160。在每一个射频链路中可有0、1或多个下行专用物理数据信道。

DPCCH是一种下行信道类型，其可表示为每一个无线帧102中多用服用的I/Q编码。该下行DPCCH可用来传送由物理层产生的控制信息。该控制信息包括每时隙包含N_TPC比特的发射功率控制(TPC)块156、每时隙包含N_TFCI比特的传送格式组合指示(TFCI)块158和每时隙包含N_pilot比特的导频块162。

导频比特162是事先已知的，也就是，当该导频比特被接收后，接收机可以识别。用语“事先”意味着“先前已知”。因此，传统的计算信噪比(SNR)度量的方法是先将接收的信号乘以已知的序列，然后计算该接收的信号的均值和方差。然而，这些传统的方法会导致对该噪声功率的偏误估计。那样的偏误估计常常是非常不准确的。

在本发明的一个实施例中，可确定与下行专用物理信道(DPCH)一并发射的下行控制信道的质量和/或噪声功率。在一个下行DPCH中，专用数据与控制信息可以以时分复用的方式发射。该控制信息包括导频比特、传输格式组合指示(TFCI)比特和/或发射功率控制(TPC)比特。

图2A是结合本发明使用的在WCDMA网络中确定噪声功率估计值的框图。参考图2A，给出了用于给定射频链路(RL)的多个导频提取支路，例如导频提取支路i 202a到导频提取支路j 204a，以及求和模块206a、211a、…、216a、226a、232a和236a。图中还示出了乘法模块207a、209a、230a、平方模块218a、220a、228a和除法模块222a、224a和234a。

在多径衰弱环境中，接收机结构，如图2A给出的结构，可以将支路分配给多个接收路径，例如，导频提取支路i 202a到导频提取支路j 204a。那些属于同一个射频链路(RL)集的支路可以由求和模块206a来求和以产生导频I总和208a以及导频Q总和210a。噪声估计值可以利用所述导频比特来计算得到。

在无线通信网络中，接收的无线信号可以模型化成平稳的随机变量。根据统计理论，如果x是一个随机变量，它的方差为σ_x ²可以用以下的方程计算得到：

${\mathrm{\σ}}_x^2=E\left[{(x-E\left(x\right))}^2\right]=E\left[x^2\right]-{\left(E\right[x\left]\right)}^2---\left(1\right)$

因此，接收到的信号的噪声功率可以通过估计该接收到的信号的方差来计算得到。

在操作中，来自于所有支路202a、…、204a的导频比特可以通过求和模块206a求和。所得的导频Q总和210a以及导频I总和208a可以分别传送给乘法模块209a以及207a。在出现非分集平坦衰落的环境下，每个时隙每一个专用导频比特的软信息值可以利用专用DPCH控制消息从接收方用户设备获得。第i个导频符号可以用以下方程表示：

$z_i=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}(\mathrm{ISeq}+\mathrm{jQSeq}){\left|h\right|}^2+n_i{h}^{*}---\left(2\right)$

其中，S_DED为发射信号功率，ISeq和QSeq为发射的I序列和Q序列，ISeq+jQSeq为导频符号，h为在分支i的信道增益，而n_i是在用户设备处接收到的信号的噪声。每一个时隙中的专用导频比特的数量可以用num ded表示，这样的话，每一个时隙有num_ded/2个导频符号。

参考图2A，求和模块206a传送的导频I总和208a和导频Q总和210a可以用以下方程表示：

$I=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}\mathrm{ISeq}{\left|h\right|}^2+\mathrm{Re}\left(n_i{h}^{*}\right)$

和    (3)

$Q=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}\mathrm{QSeq}{\left|h\right|}^2+\mathrm{Im}\left(n_i{h}^{*}\right)$

在求和模块206a生成导频I总和208a和导频Q总和210a之后，每一个导频总和208a和210a分别通过乘法模块207a和209a乘以其各自的序列即序列I238a和序列Q 240a，以消除相位旋转。反旋转之后的I和Q分量可以用以下方程表示：

$I=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+\mathrm{Re}\left(n_i{h}^{*}\right)\mathrm{ISeq}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+n_I$

和    (4)

$Q=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+\mathrm{Im}\left(n_i{h}^{*}\right)\mathrm{QSeq}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+n_Q$

其中，n_I和n_Q指为其估算功率的I和Q分支上的噪声分量。

在本发明的一个实施例中，噪声功率估计值可以用接收到的信号的功率(E[x²])减去该接收信号均值的平方(E[x])²。可以分别使用求和模块211a和212a计算num_ded/2个反旋转之后的I和Q分量的总和。得到的反旋转之后的I和Q分量的总和接着可以分别使用除法器模块222a和224a来归一化。例如除法器模块222a和224a可以用得到的反旋转之后的I和Q分量的总和除以num_ded/2以完成归一化处理。除法器模块222a和224a的输出可以表示为meanI 242a和meanQ 244a且可以用以下方程表示：

$\mathrm{meanI}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{num}-\mathrm{ded}/2}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{n}_I\left(i\right)$

和    (5)

$\mathrm{meanQ}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{num}-\mathrm{ded}/2}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{n}_Q\left(i\right)$

参考方程(1)，接收信号的均值的平方(E[x])²可以使用以下方程计算得到：

(E[x])²＝K(meanI+meanQ)²    (6)

其中K是缩放因子，是基于硬件的常数。(meanI+meanQ)²的计算可以通过求和模块226a和平方模块228a来执行，而乘以因子K的乘法可以使用乘法模块230a来执行。

该反旋转之后的I和Q分量分别可以用平方模块218a和220a来平方。求平方后得到的分量可以用以下方程表示：

$I^2={(\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+n_I)}^2$

和    (7)

$Q^2={(\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+n_Q)}^2$

然后使用求和模块214a和216a分别计算num_ded/2个平方分量I²和Q²的总和。接着求和模块232a将该平方分量总合合并。该求和模块232a的合并输出可以使用除法器模块234a来归一化。例如，除法器234a可以用该求和模块232a的合并输出除以num_ded来完成归一化处理，从而生成接收信号的功率E[x²]的均值meansq 246a。该meansq 246a可以用以下方程表示：

$\mathrm{meansq}=\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}/2}{\mathrm{\Σ}}}{I}^2\left(i\right)+\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}/2}{\mathrm{\Σ}}}{Q}^2\left(i\right))---\left(8\right)$

再参考方程(1)，接收信号的功率的均值E[x²]可以使用以下发方程计算：

E[x²]＝meansq    (9)

另外，根据方程(1)，噪声功率可以利用求和模块236a把接收信号的功率的均值(E[x²])减去该接收信号均值的平方(E[x])²来计算得到。在这点上，该噪声功率估计值Npilot 248a可以用以下方程计算得到：

Npilot＝meansq-K(meanI+meanQ)²    (10)

图2B是依据本发明实施例在WCDMA网络中利用正交序列确定噪声功率估计值的示意框图。参考图2B，对于给定的射频链路(RL)给出了多个导频提取支路，例如，导频提取支路i 202b到导频提取支路j 204b，以及求和模块206b、216b和222b。图中同时也给出了装载模块214b、乘法器模块212b、平方模块218b、220b以及除法器模块224b。

在多径衰弱环境中，如图2B所示的接收机结构可以将多个分支分配给多个接收路径，例如，导频提取分支i 202b到导频提取分支j 204b。这些属于相同的射频链路(RL)集的分支可以通过求和模块206b求和以产生导频I总和208b以及导频Q总和210b。在本发明的一个实施例中，噪声功率估计值可以利用导频比特和使用发射的符号序列生成的一个或者多个正交序列来计算得到。在非分集平坦衰减情况下，下行信道的每一个时隙中的每一个专用导频比特的软信息值可以通过硬件获得，而第i个导频符号可以用以下方程表示：

$z_i=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{x}_i{\left|h\right|}^2+n_i{h}^{*}---\left(11\right)$

每一个时隙的专用导频比特的数量可以用num_ded表示，而num_ded/2个专用导频符号根据以下方程形成一个矢量：

$\underset{\‾}{z}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2\underset{\‾}{x}+{\underset{\‾}{n}}^{\′}---\left(12\right)$

其中n′是合并后的噪声，它的功率是可以估计的。导频符号序列 ${\underset{\‾}{x}}^T=[x_0,x_1,x_2,...,x_{\frac{\mathrm{num}-\mathrm{ded}}{2}-1}]$ 在该序列接收到之前就是已知的。在这点上，可以计算出正交序列 ${\underset{\‾}{y}}^T=[y_0,y_1,y_2,...,y_{\frac{\mathrm{num}-\mathrm{ded}}{2}-1}]$ 以使得：

y ^T x＝0    (13)

因为导频符号包含-1和1，所以y也包含-1和1。

将接收的符号z乘以y ^H可以导致接收的I和Q的符号变化，那么可以满足以下方程：

y ^H z＝y ^H n′    (14)

噪声分量n′的方差可以用以下方程表示：

${\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2={\left|h\right|}^2{I}_{\mathrm{OC}}=E\left[n_i^{\′}{n}_i^{\′*}\right],i=0,...,\frac{\mathrm{num}-\mathrm{ded}}{2}-1---\left(15\right)$

其中I_OC是带宽受限的白噪声源的功率谱密度(模拟来自于小区的干扰)，它可以在用于设备端天线连接器处测量。当正交序列y需要归一化时，可以满足以下方程：

y ^H y＝1    (16)

在这点上，y ^H n′的方差可以用以下方程表示：

${\hat{N}}_{\mathrm{pilot}}=E\left[{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}^{\′}{\underset{\‾}{n}}^{\′H}\underset{\‾}{y}\right]={\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2={\left|h\right|}^2{I}_{\mathrm{OC}}---\left(17\right)$

参考图2B，基于时隙数量信息226b和发射分集模式信息227b，装载模块214b可以确定一个或者多个正交序列，例如所述正交序列228b和230b。例如，可以为闭环1(CL1)发射分集模式产生不同的正交序列。所产生的一个或者多个正交序列传送给乘法器模块212b。产生的I分量208b和产生的Q分量210b可以乘以一个或者多个正交序列，例如正交序列228b和230b，以移除信号分量并产生至少一个噪声I分量232b和至少一个噪声Q分量234b。

所述至少一个噪声I分量232b和至少一个噪声Q分量234b可以利用求和模块216b求和以产生至少一个噪声I分量总和236b和至少一个噪声Q分量总和238b。该至少一个噪声I分量总和236b和至少一个噪声Q分量总和238b可以分别利用平方模块218b和220b求平方，以产生至少一个平方噪声I分量和至少一个平方噪声Q分量。该至少一个平方噪声I分量和至少一个平方噪声Q分量可以利用求和模块222b求和以产生一个噪声分量总和。该噪声分量总和通过除法器模块224b归一化以产生下行信道的噪声功率估计值Npilot 240b。

在导频比特数量大于2的平坦衰减STTD环境内，每一个时隙中的每一个专用导频比特的软信息值可以由硬件获得。天线1的第i个接收的专用导频符号可以等于：

$Z_{1i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(x_{1i}{h}_1+x_{2i}{h}_2)h_1^{*}+n_i{h}_1^{*}---\left(18\right)$

类似地，对于天线2，

$Z_{2i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(x_{1i}{h}_1+x_{2i}{h}_2)h_2^{*}+n_i{h}_2^{*}---\left(19\right)$

一组num ded/2个专用导频符号可根据以下方程形成一个矢量：

${\underset{\‾}{Z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}({\underset{\‾}{x}}_1{h}_1+{\underset{\‾}{x}}_2{h}_2)h_1^{*}+{{\underset{\‾}{n}}_1}^{\′}---\left(20\right)$

${\underset{\‾}{Z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}({\underset{\‾}{x}}_1{\left|h_1\right|}^2+{\underset{\‾}{x}}_2{h}_2{h}_1^{*})+{{\underset{\‾}{n}}_1}^{\′}---\left(21\right)$

${\underset{\‾}{Z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\left|h_1\right|}^2\\ h_2{h}_1^{*}\end{array}\right]+{{\underset{\‾}{n}}_1}^{\′}---\left(22\right)$

和

${\underset{\‾}{Z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1{h}_2^{*}\\ {\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{{\underset{\‾}{n}}_2}^{\′}---\left(23\right)$

导频符号序列x ₁和x ₂在序列接收到之前是已知的，而正交序列y ^T可以通过装载模块214b计算出来，使得满足以下方程：

y ^H x ₁＝0和y ^H x ₂＝0    (24)

y ^H z ₁＝y ^H n ₁′和y ^H Z ₂＝y ^H n ₂′    (25)

在本发明的一个实施例中，可以计算出唯一的正交序列y ^T，使得它同时与导频符号序列x ₁和x ₂都正交。噪声分量n ₁′的方差可以用以下方程表示：

${\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2={\left|h_1\right|}^2{I}_{\mathrm{OC}}=E\left[n_{1i}^{\′}{n}_{1i}^{\′*}\right],i=0,...,\frac{\mathrm{num}-\mathrm{ded}}{2}-1---\left(26\right)$

和

${\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2={\left|h_2\right|}^2{I}_{\mathrm{OC}}---\left(27\right)$

当正交序列y可用除法器模块224b归一化时，以下方程可得到满足：

y ^H y＝1    (28)

那么y ^H n _i′的方差可以用以下方程表示：

$E\left[{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}_i^{\′}{\underset{\‾}{n}}_i^{\′H}\underset{\‾}{y}\right]={\mathrm{\σ}}_{n_i^{\′}}^2,i=\mathrm{1,2}---\left(29\right)$

因此，由专用导频比特得到的噪声功率Npilot 240b可以利用以下方程获得：

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{z}}_1\right|}^2+{\left|{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{z}}_2\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2+{\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)I_{\mathrm{OC}}---\left(30\right)$

当导频比特数量等于2的时候，由天线2广播的2个导频比特可以先于数据字段的最后2比特之前。该导频比特与数据一起进行了STTD编码，因此需要在STTD解码之后才能恢复该比特。接收电路可以在进行STTD解码之后，在合并器206b的输出端提取出导频比特。STTD解码后得到的导频符号可以用以下方程表示：

$z=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{x}_1\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m---\left(31\right)$

其中x₁可以是由天线1发送的已知导频符号，且

$E\left[{\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)}^2\right]={\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)}^2{I}_{\mathrm{OC}}$

$\mathrm{pilotI}=\mathrm{Re}\left(z\right)=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{I}_{\mathrm{seq}}\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\mathrm{Re}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)---\left(32\right)$

$\mathrm{pilotQ}=\mathrm{Im}\left(z\right)=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{Q}_{\mathrm{seq}}\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\mathrm{Im}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)---\left(33\right)$

然后将导频比特PilotI和PilotQ分别乘以I_seq和Q_seq以消除相位旋转。接着，反旋转之后的I和Q分量可用于根据以下方程计算噪声功率Npilot240b：

${\mathrm{\σ}}_n^2={(\mathrm{pilotI}-\mathrm{pilotQ})}^2---\left(34\right)$

和

${\mathrm{\σ}}_n^2=({\left|h_1\right|}^2+{{|h}_2|}^2)I_{\mathrm{OC}}---\left(35\right)$

在CL1平坦衰减环境中，每个分支上每一个时隙的每一个专用导频比特的软信息值可以利用以下方程获得：

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{|h}_1|}^2\\ {\mathrm{wh}}_1^{*}{h}_2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(36\right)$

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1{h}_2^{*}\\ w{\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(37\right)$

权值w可以利用固件来计算，使得满足以下方程：

$\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{z}}_1+w^{*}{\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{|h}_1|}^2+w^{*}{h}_1{h}_2^{*}\\ {\mathrm{wh}}_1^{*}{h}_2+{\left|w\right|}^2{{|h}_2|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}+w^{*}{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(38\right)$

乘法器模块212b可以用来实现z乘以正交序列y，得到以下方程：

y ^H z＝y ^H(n ₁′+w^* n ₂′)    (39)

${\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{y}}^H\left(\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{n}_0{h}_1^{*}\\ .\\ .\\ .\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}{h}_1^{*}\end{array}\right]+w^{*}\left[\begin{array}{c}{n}_0{h}_2^{*}\\ .\\ .\\ .\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}{h}_2^{*}\end{array}\right]\end{array}\right)---\left(40\right)$

和

${\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{y}}^H\left(\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{n}_0(h_1^{*}+w^{*}{h}_2^{*})\\ .\\ .\\ .\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}(h_1^{*}+w^{*}{h}_2^{*})\end{array}\right]\end{array}\right)={\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}---\left(41\right)$

噪声分量n _cl1的方差和该噪声功率Npilot 240b的确定可以用以下方程表示：

${\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2={\left|\right|h_1+{\mathrm{wh}}_2\left|\right|}^2{I}_{\mathrm{OC}}=E\left[{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1i}{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1i}^{*}\right],i=0,\·\·\·,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(42\right)$

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2---\left(43\right)$

在CL2平坦衰减环境中，参考如上所述的CL1环境相同的导频格式应用于天线上。每个分支上每一个时隙的每一个专用导频比特的软信息值可以利用以下方程获得：

$z_{1i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)x_i{h}_1^{*}+n_i{h}_1^{*}---\left(44\right)$

num_ded/2个专用导频符号根据以下方程形成一个矢量：

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)\underset{\‾}{x}{h}_1^{*}+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(45\right)$

和

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)\underset{\‾}{x}{h}_2^{*}+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(46\right)$

权值w₁和w₂可以使用固件来计算得到，从而满足以下方程：

$\underset{\‾}{z}=w_1^{*}{\underset{\‾}{z}}_1+w_2^{*}{\underset{\‾}{z}}_2$     (47)

$\underset{\‾}{z}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\underset{\‾}{x}+w_1^{*}{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}+w_2^{*}{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(48\right)$

乘法器模块212b可以用来实现z乘以正交序列y，得到以下方程：

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}2}}^2={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2{I}_{\mathrm{OC}}---\left(49\right)$

然后便可使用方程(49)来确定噪声分量的方差和噪声功率Npilot 240b。

图3是依据本发明实施例在WCDMA网络中用以确定噪声功率估计值的步骤的流程图。参考图2B和3，步骤302中，用于下行信道的多个专用物理信道(DPCH)导频比特的部分可以通过求和模块206b求和以产生同相(I)分量208b和正交(Q)分量210b。步骤304中，所产生的I分量和所产生的Q分量乘以一个或者多个正交序列，例如序列228b和230b，从而产生至少一个噪声I分量232b和至少一个噪声Q分量234b。步骤306中，该至少一个噪声I分量232b和至少一个噪声Q分量234b通过求和模块216b求和，从而产生至少一个噪声I分量总和236b和至少一个噪声Q分量总和238b。步骤308中，该至少一个噪声I分量总和236b和至少一个噪声Q分量总和238b可以分别通过平方模块218b和220b求平方，从而产生至少一个平方噪声I分量和至少一个平方Q分量。步骤310中，该至少一个平方噪声I分量和至少一个平方Q分量通过求和模块222b求和，产生最后的噪声分量总和。步骤312中，该最后产生的噪声分量总和可以用除法器224b归一化，以决定下行信道的噪声功率估计值Npilot 240b。

本发明的另外一个实施例可以提供一种机器可读存储器，其内存储的计算机程序具有至少一个处理信号的代码段，所述至少一个代码段由机器执行后使所述机器执行以上描述的步骤。

因此，本发明可以用硬件、软件、固件或其结合来实现。本发明可以在至少一个计算机系统中以集中方式实现，或者由分布在几个互连的计算机系统中的不同部分以分散方式实现。任何可以实现所述方法的计算机系统或其它设备都是可适用的。常用软硬件的结合可以是安装有计算机程序的通用计算机系统，通过安装和执行所述程序控制计算机系统，使其按所述方法运行。

本发明的一个实施例可以实现为板级产品，如单芯片、专用集成电路(ASIC)，或者在单芯片中与系统的其它部分不同程度的集成以作为各自的部分。该系统的集成度将主要取决于速度和费用考虑。由于如今成熟的处理器技术，利用现有的商用处理器是可能的，该处理器可以实现在本发明的ASIC实现的外部。作为可替换的，如果该处理器是以ASIC核或者逻辑块存在的，那么现有的商业处理器可以被用来实现ASIC设备的一部分，它内含有用固件方式实现的多种功能。

本发明还可以通过计算机程序产品进行实施，所述程序包含能够实现本发明方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，通过运行，可以实现本发明的方法。本文件中的计算机程序所指的是：可以采用任何程序语言、代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后实现特定功能：a)转换成其它语言、编码或符号；b)以不同的格式再现。

本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

本申请参考以下专利申请并将其全文引入本申请中：

美国专利申请11/355,110，申请日为2006年2月15日；

美国专利申请11/355,222，申请日为2006年2月15日；

美国专利申请11/355,109，申请日为2006年2月15日；

美国专利申请11/355,111，申请日为2005年2月15日；

美国专利申请11/422,689，申请日为2006年6月7。

Claims (10)

1.一种用于信号处理的方法，其特征在于，所述方法包括基于为发射信号生成的正交序列计算下行信道的噪声功率估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述正交序列是基于所述发射信号的时隙数量而产生的。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述正交序列是基于用于所述发射信号的发射分集模式而产生的。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括对用于所述下行信道的多个控制比特的一部分求和以产生I分量和Q分量。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述控制比特包括至少以下之一：专用物理信道发射功率控制比特、专用物理信道导频比特和公共导频信道比特。

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括将所产生的I分量和所产生的Q分量乘以所述正交序列，以产生至少一个噪声I分量和至少一个噪声Q分量。

7.一种用于信号处理的系统，其特征在于，所述系统包括基于为发射信号生成的正交序列计算下行信道的噪声功率估计值的电路。

8.根据权利要求7所述的信号处理系统，其特征在于，所述正交序列是基于所述发射信号的时隙数量而产生的。

9.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述正交序列是基于用于所述发射信号的发射分集模式而产生的。

10.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述电路对用于所述下行信道的多个控制比特的一部分求和以产生I分量和Q分量。

Images