CN101154425A - 二自由度位置控制方法、位置控制装置和介质存储装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置及介质存储装置。在基于用于执行二自由度控制的当前观测器控制的位置控制装置中，使用定点处理器来提高计算精度。对于作为使用观测器的二自由度控制系统的输出的目标位置轨迹和位置误差来讲，使用基准为基准轨迹的相对值，从而观测器的状态变量可以保持与基准位置的相对距离。与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小，并且可以增加小数点的有效位数，即使使用定点方法也可以提高计算精度。结果，在加速时间段内，控制电流变得平稳因而可以防止谐振和噪声的产生，在恒速时间段和减速时间段内，可以防止残余振动的产生，因而可以减少寻道时间。

Description

二自由度位置控制方法、位置控制装置和介质存储装置

技术领域

本发明涉及同时使用反馈和前馈的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置和介质存储装置，更具体地讲，本发明涉及使用观测器控制来执行二自由度控制的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置和介质存储装置。

背景技术

将对象的位置控制在目标位置的装置已被广泛使用。例如，使用这种装置来进行寻道控制，从而将读写头移动到目标轨道，这是其中一种对盘装置(例如磁盘装置和光盘装置)的位置控制。

进行这种寻道控制的方法使用的是二自由度(two degree of freedom)控制。在二自由度控制中，在形成反馈回路的同时经由滤波器来提供目标位置。换言之，从目标位置到观测位置的传递函数被设置成低通滤波器的形式。这样，就可以有效地抑制过冲(超限)。

同样，在通常用于盘装置的观测器控制系统中，也可以构造二自由度控制系统。在这种情况下，控制系统具有二阶低通滤波器(以下称作LPF)的形式，二阶低通滤波器具有与反馈极点相同的极点。

图15是现有技术的二自由度控制系统的框图，图16是描绘出目标轨迹的图。

如图15所示，目标轨迹生成部100计算与目标位置“r”的寻道距离，并根据寻道距离Lseek生成目标轨迹r(n)。如图16所示，目标轨迹r(n)表示了针对每个采样对象要移动到的目标位置。另一方面，位置误差计算部102计算目标位置“r”和由受控对象(plant)106观测到的当前位置“y”之间的误差y(n)。控制器104接收目标轨迹r(n)和位置误差y(n)，执行二自由度观测器的计算，计算受控对象106的驱动命令值，并驱动受控对象106(例如，“Digital Control of Dynamic System”(Gene F.Franklin和另外两人编著，Addision-Wesley于1998年出版))。

在使用二自由度控制的这种寻道控制中，必须保持观测器的状态变量的位置误差。另一方面，以磁盘装置为代表的介质存储装置的记录密度目前正迅速增大。例如，在2.5英寸HDD(硬盘驱动器)中，每盘的容量已经达到60GB。轨道的数量也相应地迅速增加，例如，2.5英寸HDD有4万到5万条轨道。

在这种装置中，要求降低装置的成本并减小装置的尺寸。因此，不使用浮点而是使用定点MCU(微控制器单元)。具体地讲，广泛使用16位计算单元。

如图17所示，在16位定点方法中，符号位“S”设置在最高有效位中，用剩余的15位来表示数。由于16位仅表示“-32768”到“+32768”，所以不能用符号表示例如上述50,000的数。

作为对这种定点方法中的位数进行扩展的方法，Q格式方法是公知的。如图18所示，例如在Q2格式的情况下，高2位用于整数，低14位用于小数。在Q-1格式的情况下，小数点的位置被设置为负1 LSB(最低有效位)，从而扩展了位数，将数表示为16位。在这种情况下，不能表示小数点上的那一位。

如果将这种扩展位数的常规方法应用到上述二自由度观测器上，则由于小数点的位置被设置为负，所以观测位置和估计位置的精度下降。例如，如果小数点的位置是负1LSB，则小数点上的低1位被四舍五入。

这劣化了计算精度，并且位置控制中的寻道电流的波动增大，尤其是在加速时间段，并且寻道电流流动不平稳，这导致谐振和噪声。随着将来记录密度进一步增大且轨道数量增加，这种影响变得日益严重。

发明内容

根据上述观点，本发明的目的是提供一种二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置和介质存储装置，其中，即使使用定点型处理器，也可以提高二自由度控制中的计算精度。

本发明的另一目的是提供一种二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置和介质存储装置，其中，即使使用定点型处理器来执行二自由度控制也能实现平稳的位置控制。

本发明的再一目的是提供一种二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置和介质存储装置，其中，即使使用定点型处理器来执行二自由度控制也能防止噪声的产生。

本发明的又一目的是提供一种使用廉价的定点型处理器来实现高精度位置控制的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置和介质存储装置。

为了实现这些目的，根据本发明的用于通过致动器将对象的位置控制到目标位置的位置控制方法包括以下步骤：生成到目标位置的目标位置轨迹；基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误差；以及利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

根据本发明的介质存储装置具有：读写头，用于至少在存储介质上读取数据；致动器，用于将所述读写头定位到所述存储介质的预定位置上；以及控制单元，用于生成到所述目标位置的目标位置轨迹，基于对象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误差，以及利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

根据本发明的用于通过致动器将对象的位置控制到目标位置的位置控制装置包括：生成块，用于生成到目标位置的目标位置轨迹；误差计算块，用于基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误差；以及控制单元，用于利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

优选的是，本发明还包括以下步骤：将使用所述观测器的所述二自由度控制系统所保持的估计位置校正为所述基准轨迹的相对值。

另外优选的是，本发明还包括以下步骤：利用对于所述基准轨迹的所述目标位置轨迹计算出对于所述致动器的输出值。

另外优选的是，所述输出值计算步骤还包括以下步骤：对于每个采样，利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

在本发明中，另外优选的是，所述输出值计算步骤还包括以下步骤：通过从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹来确定所述目标位置轨迹的相对值；通过从位置误差中减去所述基准轨迹来确定所述位置误差的相对值；以及利用所述目标位置轨迹的所述相对值和所述位置误差的所述相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

在本发明中，另外优选的是，计算所述位置误差的所述步骤还包括以下步骤：计算从用于至少读取存储介质的数据的读写头的输出获得的当前位置与用于驱动所述致动器并将所述读写头移动到所述存储介质上的预定位置的目标位置之间的位置误差。

在本发明中，另外优选的是，所述输出值计算步骤还包括以下步骤：利用在采样时刻从所述目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的第一目标位置轨迹的相对值、在采样时刻+0.5采样时刻从目标位置轨迹中减去所述基准轨迹而得到的第二目标位置轨迹的相对值，以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用多速率控制观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

对于使用观测器的二自由度控制系统的输入，因为使用了相对值而不必处理绝对值，所以观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就已经足够，并且与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。因此，即使使用了定点方法，也可以增加小数点的有效位数，并且可以提高计算精度。结果，在加速时间段内，控制电流变得平稳并且可以防止谐振和噪声的产生；在恒速时间段和减速时间段内，可以防止残余振动的产生，并且可以减少寻道时间。

附图说明

图1是描述根据本发明实施例的介质存储装置的框图；

图2是描述图1中的盘的位置信号的图；

图3是描述图2中的位置信号的细节的图；

图4是描述根据本发明实施例的寻道控制的过渡(transition)的图；

图5是描述根据本发明第一实施例的二自由度控制系统的框图；

图6是描述图5中的目标位置轨迹和基准轨迹的图；

图7是描述图5中的二自由度控制的当前观测器的框图；

图8是描述图7中的当前观测器的工作顺序的图；

图9是描述根据本发明第二实施例的二自由度控制系统的框图；

图10是描述根据本发明第三实施例的二自由度控制系统的框图；

图11是描述图10中的目标位置轨迹的图；

图12是描述图10中的多速率控制的图；

图13是描述图10中的多速率控制的当前观测器的框图；

图14是描述根据本发明第四实施例的二自由度控制系统的框图；

图15是描述现有技术的二自由度控制的框图；

图16是描述图15中的目标位置轨迹的图；

图17是描述处理器的定点的图；而

图18是描述处理器的定点方法的Q格式的图。

具体实施方式

下面将按照介质存储装置、二自由度位置控制系统的第一实施例、二自由度当前观测器(current observer)、二自由度位置控制系统的第二实施例、第三实施例、多速率控制当前观测器、二自由度位置控制系统的第四实施例和其他实施例的顺序来描述本发明的实施例，但是本发明并不限于这些实施例。

介质存储装置

图1是描述根据本发明实施例的介质存储装置的框图，图2是描述图1中的磁盘的位置信号的排布的图，图3是描述图1和图2中的磁盘的位置信号的图，图4是描述寻道控制的控制过渡的图。

图1示出了作为介质存储装置的磁盘装置。如图1所示，作为磁存储介质的磁盘4安装在主轴马达5的旋转轴2上。主轴马达5使磁盘4旋转。致动器(VCM)1在端部具有磁头3，并且在磁盘4的半径方向上移动磁头3。

致动器1由音圈马达(VCM)构成，音圈马达以旋转轴为中心进行旋转。在图1中，磁盘装置上安装有两个磁盘4，四个磁头3由同一致动器1同时驱动。

磁头3具有读取元件和写入元件。磁头3由读取元件和写入元件构成，读取元件包括叠置在滑块上的磁阻(MR)元件，写入元件包括叠置在写入元件上的写入线圈。

位置检测电路7将磁头3读取的位置信号(模拟信号)转换为数字信号。读/写(R/W)电路10控制磁头3的读和写。主轴马达(SPM)驱动电路8驱动主轴马达5。音圈马达(VCM)驱动电路6向音圈马达(VCM)1提供驱动电流，并驱动VCM 1。

微控制器(MCU)14根据来自位置检测电路7的数字位置信号来检测(解调)当前位置，并且根据检测到的当前位置与目标位置之间的误差来计算VCM驱动命令值。换言之，微控制器14执行位置解调和伺服控制(当前观测器控制)，所述伺服控制包括将在图5及以后描述的扰动抑制。只读存储器(ROM)13存储有MCU 14的控制程序。随机存取存储器(RAM)12存储有MCU 14进行处理所用的数据。

硬盘控制器(HDC)11根据伺服信号的扇区号来判断一条轨道中的位置，并且记录/再现数据。用于缓冲器的随机存取存储器(RAM)15临时存储读取数据或写入数据。HDC 11通过接口IF，例如USB(通用串行总线)、ATA或SCSI(小型计算机系统接口)与主机进行通信。总线9连接这些组成元件。

如图2所示，在磁盘4上，伺服信号(位置信号)16从外圆周向内圆周以相等间隔排布在圆周方向上的每个轨道上。每个轨道都有多个扇区，图2中的实线表示记录了伺服信号16的位置。如图3所示，位置信号由伺服标记ServoMark、轨道号GrayCode、索引Index和偏移信息(伺服脉冲)PosA、PosB、PosC和PosD构成。图3中的虚线示出了轨道中心。

图3中的位置信号由读写头3读取，利用轨道号GrayCode和偏移信息PosA、PosB、PosC和PosD来检测磁头在半径方向上的位置。另外，根据索引信号Index来获取磁头在圆周方向上的位置。

例如，将检测到索引信号时的扇区号设置为第0号，每次检测到伺服信号时将扇区号累加，从而获取轨道的每个扇区的扇区号。在记录/再现数据时，伺服信号的扇区号用作基准。一个轨道中有一个索引信号。可以设置扇区号来代替索引信号。

图1中的MCU 14通过位置检测电路7来确定致动器1的位置，执行伺服计算，并且向VCM 1供应合适的电流。换言之，如图4所示，在寻道控制中，通过从粗略控制、稳定控制(settling control)到跟踪控制的过渡，将头移动到目标位置。对于所有这些控制，必须检测头的当前位置。

为了如此确认位置，要预先将伺服信号记录在磁盘上，如图2中所示。换言之，图3示出了：指示伺服信号的起始位置的伺服标记、指示轨道号的格雷码、索引信号以及指示偏移的信号PosA至PosD。磁头读取这些信号，位置检测电路7将这些伺服信号转换为数字值。MCU 14具有定点型处理器(在这种情况下是16位的)。

二自由度位置控制系统的第一实施例

图5是描述本发明的位置控制系统的第一实施例的框图，图6是描述其运转的图。

图5示出了使用由图1中的MCU 14执行的当前观测器的二自由度位置控制系统。如图5所示，设置目标位置(目标柱面)Tp，寻道控制开始。寻道距离计算块20计算目标位置Tp与当前位置之间的差，以获取寻道距离Lseek。

目标轨迹生成块22根据寻道距离Lseek生成目标位置轨迹r(n)。如图6所示，目标轨迹r(n)是根据寻道距离Lseek的每个采样的目标位置的轨迹。

基准轨迹生成块24生成基准位置轨迹Pbase(n)，基准位置轨迹Pbase(n)跟随目标位置轨迹r(n)而改变。例如，如图6所示，生成值比目标位置轨迹r(n)小了预定值的轨迹作为基准位置轨迹Pbase(n)。肯定地是，可以生成值比目标位置轨迹r(n)大了预定值的轨迹作为基准位置轨迹Pbase(n)。

二自由度控制器26由图7中示出的当前观测器构成。第一计算单元32从目标位置轨迹r(n)中减去基准位置轨迹Pbase(n)，以确定到控制器26的目标位置轨迹rd(n)。

位置误差计算单元30从受控对象28(1，3)的观测位置y(n)中减去目标位置Tp，以计算位置误差y(n)。第二计算单元34从位置误差y(n)中减去基准位置轨迹Pbase(n)，以确定到控制器26的位置误差yd(n)。

延迟块36将当前采样的基准位置轨迹Pbase(n)延迟一个采样。第三计算单元38向控制器26的估计位置x(n+1)上添加在从前一采样的基准位置轨迹Pbase(n-1)中减去当前采样的基准位置轨迹Pbase(n)而得到的值，从而对控制器26的下一采样的估计位置x(n+1)进行校正。

换言之，控制器26的输入r(n)和y(n)是其基准分别为每个采样时刻的基准位置Pbase(n)的相对值rd(n)和yd(n)。由于该基准是基准位置，所以下一采样的估计位置x(n+1)被校正了该基准位置的变化量。换言之，对于每个采样，估计位置x(n+1)被校正了从前一采样的基准位置轨迹Pbase(n-1)中减去基准位置轨迹Pbase(n)而得到的值。该基准位置根据目标位置轨迹r(n)的改变而改变。

这样，将相对值用作控制器26的输入，控制器26不必处理绝对值，所以构成控制器26的观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足够了。因此，与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。结果，即使使用定点方法，也可以将小数点设置在正1位或者正2位的位置，从而能够提高计算精度。

例如，有一种根据位置误差来改变小数点位置的方法。当使用这种方法时，在位置误差大的加速时间段内，将小数点位置设置在正1位或者正2位(Q2格式)，于是，在图4中的加速时间段内，可以较之传统Q-2格式以16倍的精确度计算出输出电流。因此，加速时间段内的控制电流变得平稳，可以防止谐振和噪声的产生。

在位置误差变小的恒速时间段和减速时间段内，将小数点位置设置在正7位或者正8位(Q8格式)，于是，在图4中的恒速和减速时间段内，可以较之现有技术以16倍的精确度计算出输出电流。因此，在恒速时间段和减速时间段内，可以防止残余振动的产生，并且可以减少寻道时间。

另外，在图5中的结构由一个16位处理器来构造的情况下，如果除了控制器26之外以双倍精确度进行计算，则可以提高控制器26的输入的精度。在这种情况下，处理矩阵的控制器26的当前观测器的计算承担了很大的计算负荷，但是由于不处理矩阵，所以除了控制器26之外的计算承担了很小的计算负荷。因此，即使除了控制器26之外的计算以双倍精确度进行计算，对输出延迟的影响还是小。

在仅控制器26由专用处理器来构造的情况下，可以由除了控制器之外以双倍精确度来进行计算的另一处理器(例如，图1中的MCU 14或者HDC11的处理器)来防止输出延迟。

二自由度控制当前观测器

下面将描述构成控制器26的当前观测器。磁盘装置的致动器是旋转型的。然而，可以将其转换并且表示为表达式(1)中所示的线性致动器的状态方程。这里，“x”是位置(m)，“v”是速率(m/s)，“u”是电流(安培)，Bl是力常数(N/m)，“m”是等效质量(kg)，“u”是输出，“s”是拉普拉斯算子。

$s\left(\begin{array}{c}x\\ v\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}0& 1\\ 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right)u...\left(1\right)$

当采样周期是T(s)，电流的最大值是I_MAX(安培)，轨道宽度是Ip(m/轨道)，并且位置的单位被转换为轨道，速率的单位被转换为轨道/采样，电流的单位被转换为I_MAX＝“1”时，并且表达式(1)被表示为数字状态方程时，得到以下表达式(2)。

$\left(\begin{array}{c}x(n+1)\\ v(n+1)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(n\right)\\ v\left(n\right)\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\frac{I_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{Lp}}{T}^2\left(\begin{array}{c}1/2\\ 1\end{array}\right)u\left(n\right)...\left(2\right)$

现在，为了估计稳态偏置，假设以下表达式(3)，其中稳态偏置为常数。这里，“s”是拉普拉斯算子。

sb＝0  ...(3)

将表达式(3)转换至数字空间，得到以下表达式(4)。

b(n+1)＝b(n)...(4)

作为扰动模型，设置以下表达式(5)的二次表达式的特性。

$\frac{1}{s^2+2\mathrm{\ζ\ωs}+{\mathrm{\ω}}^2}...\left(5\right)$

将表达式(5)的扰动模型的模拟状态方程表示为以下表达式(6)。

$s\left(\begin{array}{c}d1\\ d2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}0& -\mathrm{\ω}\\ \mathrm{\ω}& -2\mathrm{\ζ\ω}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}d1\\ d2\end{array}\right)...\left(6\right)$

将该表达式(6)转换至数字空间，得到以下表达式(7)。

$\left(\begin{array}{c}d1(n+1)\\ d2(n+1)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{Ad}11& \mathrm{Ad}12\\ \mathrm{Ad}21& \mathrm{Ad}22\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}d1\left(n\right)\\ d2\left(n\right)\end{array}\right)...\left(7\right)$

如果将表达式(2)、表达式(4)和表达式(7)整合为扩展模型，则得到以下表达式(8)。这里包括了表达式(4)中的稳态偏置和表达式(7)中被表示为二次表达式的扰动。

$\left.\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}x(n+1)\\ v(n+1)\\ b(n+1)\\ d11(n+1)\\ d12(n+1)\\ d21(n+1)\\ d22(n+1)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccccccc}1& 1& 1/2& 1/2& 0& 1/2& 0\\ 0& 1& 1& 1& 0& 1& 0\\ 0& 0& 1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& a11& a12& 0& 0\\ 0& 0& 0& a21& a22& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& b11& b12\\ 0& 0& 0& 0& 0& b21& b22\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(n\right)\\ v\left(n\right)\\ b\left(n\right)\\ d11\left(n\right)\\ d12\left(n\right)\\ d21\left(n\right)\\ d22\left(n\right)\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\frac{I_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{Lp}}{T}^2\left(\begin{array}{c}1/2\\ 1\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right)u\left(n\right)\\ y\left(n\right)=\left(\begin{array}{ccccccc}1& 0& 0& 0& 0& 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(n\right)\\ v\left(n\right)\\ b\left(n\right)\\ d11\left(n\right)\\ d12\left(n\right)\\ d21\left(n\right)\\ d22\left(n\right)\end{array}\right)\end{array}\right\}...\left(8\right)$

将包括表达式(8)中的致动器模型和一个或多个扰动模型在内的扩展模型简化并表示为以下表达式(9)。

X(n+1)＝A·X(n)+B·u(n)   ...(9)

y(n)＝C·X(n)

表达式(9)是其中将矩阵表示为X(n+1)、X(n)、A、B和C而简化的表达式(8)。根据表达式(9)，断定的观测器被表示为表达式(10)。

X(n+1)＝A·X(n)+B·u(n)+L·(y(n)-C·X(n))    ...(10)

u(n)＝-F·X(n)

该表达式是模拟控制观测器直接转换为数字表达式的表达式。L是状态估计增益，由四个状态估计增益，即，位置、速率、偏置和扰动(由于存在两个扰动，所以在表达式(8)的情况下为五个状态估计增益)构成。F是反馈增益，由五个反馈增益构成。

在该表达式中，观测位置y(n)没有反映到当前采样的电流输出u(n)中。换言之，由于这是估计的观测器形式，所以响应延迟了一个采样。为了补偿一个采样的延迟，通常使用当前观测器。当前观测器用表达式(11)表示。这里，y(n)是当前采样的观测位置。

Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb((n))  ...(11)

u(n)＝-F·Xh(n)

Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B·u(n)

这样，就构造出了在采样中执行一次计算并且改变一次驱动电流的当前观测器。

接着，通过该当前观测器，考虑到输出延迟来确定当前观测器的结构。如图8所示，按照与表达式(10)相同的方式确定出从采样时刻n延迟(提前)了时间Td的时刻处的状态变量X，于是状态变量X表示为以下表达式(12)。

X(n+Td/T)＝Ad·X(n)+Bd·u(n-1)  ...(12)

如果将表达式(12)表示为致动器的模型，就像表达式(2)一样，则该表达式被表示为表达式(13)。在表达式(13)中，通过用采样周期T除Td，而将时间单位Td转换为采样数n。

$\left(\begin{array}{c}x(n+\mathrm{Td}/T)\\ v(n+\mathrm{Td}/T)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& \mathrm{Td}/T\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(n\right)\\ v\left(n\right)\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\frac{I_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{Lp}}{T}^2\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Td}}^2/T^2/2\\ \mathrm{Td}/T\end{array}\right)u(n-1)...\left(13\right)$

始终为常数的稳态偏置“b”由以下表达式(14)给出。

b(n+Td/T)＝b(n)    ...(14)

可以根据表达式(7)按照与表达式(12)和表达式(13)相同的方式来变换其他扰动模型。使用z变换来进行这种变换。如果将当前观测器的上述表达式(11)和以上表达式进行组合，就可以构造出以下表达式(15)。

Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n))

Xh(n+Td/T)＝Ad·Xh(n)+Bd·u(n-1)   ...(15)

u(n)＝-F·Xh(n+Td/T)

Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B1·u(n)+B2·u(n-1)

在表达式(15)中，Xh(n)是当前采样n的估计状态，Xh(n+Td/T)是比当前采样n提前了Td的估计状态。

在表达式(15)中，确定当前采样n的估计状态Xh(n)，接着根据当前采样n的估计状态Xh(n)和前一采样的输出值u(n-1)来计算考虑了延迟提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)。

这里，为了估计下一采样的状态，通常利用当前采样的输出u(n)，如表达式(11)中所示，但是在这种一个采样发生一次输出的单一速率控制的采样中，不在采样时间点处计算u(n)。因此，利用已经计算出的前一采样的输出u(n-1)，并计算提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)。根据所计算的提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)，来计算当前采样n的输出u(n)。

对于下一采样的估计状态Xb(n+1)，与表达式(11)不同，将u(n)和u(n-1)用于表达式(15)。这里，通过以下表达式(16)给出表达式(15)的估计状态Xb(n+1)的位置x(n+1)和速率v(n+1)。

$\left(\begin{array}{c}x(n+1)\\ v(n+1)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(n\right)\\ v\left(n\right)\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\frac{I_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{Lp}}\{\left(\begin{array}{c}{(T-\mathrm{Td})}^2/2\\ T(T-\mathrm{Td})\end{array}\right)u\left(n\right)+\left(\begin{array}{c}(2T-\mathrm{Td})\mathrm{Td}/2\\ T\·\mathrm{Td}\end{array}\right)u(n-1)\}...\left(16\right)$

表达式(16)的u(n)的系数是表达式(15)的B1，表达式(16)的u(n-1)的系数是表达式(15)的B2。

将二自由度控制的前馈加入表达式(16)中，得到表达式(17)。

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Xh}\left(n\right)=\mathrm{Xb}\left(n\right)+L(y\left(n\right)-C\·\mathrm{Xb}\left(n\right))\\ \mathrm{Xh}(n+\mathrm{Td}/T)=\mathrm{Ad}\·(\mathrm{Xh}\left(n\right)-C^T\·r\left(n\right))+\mathrm{Bd}\·u(n-1)\\ u\left(n\right)=-F\·\mathrm{Xh}(n+\mathrm{Td}/T)\\ \mathrm{Xb}(n+1)=A\·\mathrm{Xh}\left(n\right)+B1\·u\left(n\right)+B2\·u(n-1)\end{array}\right\}...\left(17\right)$

换言之，与表达式(15)相比，向Xh(n+Td/T)的计算中添加了前馈项(C^T·r(n))。表达式(17)中的矩阵C和C^T(C的置换)由以下表达式(18)和(19)给出。

C＝(1 0 0 0 0)    ...(18)

$C^T=\left(\begin{array}{c}1\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right)...\left(19\right)$

在这种情况下，根据传统二自由度控制的表达式，前馈项被直接添加到输出u(n)的计算表达式中。然而，如果使用该表达式，则在不同的采样时间点从Xh(n+Td/T)中减去(C^T·r(n))，这样造成计算顺序复杂化且高速计算困难。另外，状态估计顺序发生变化，从而保持整个系统的稳定性会变得困难。

因此，在同一采样时间点将前馈项(C^T·r(n))添加到Xh(n)中，并计算提前状态的Xh(n+Td/T)。

通过用表达式(17)中的第二个表达式代入第三个表达式来简化表达式(17)，于是得到以下表达式(20)。

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Xh}\left(n\right)=\mathrm{Xb}\left(n\right)+L(y\left(n\right)-C\·\mathrm{Xb}\left(n\right))\\ u\left(n\right)=-F\·\mathrm{Ad}\·(\mathrm{Xh}\left(n\right)-C^T\·r\left(n\right))-F\·\mathrm{Bd}\·u(n-1)\\ \mathrm{Xb}(n+1)=A\·\mathrm{Xh}\left(n\right)+B1\·u\left(n\right)+B2\·u(n-1)\end{array}\right\}...\left(20\right)$

图7是用方框来表示表达式(20)的框图。如图7所示，获取当前采样n的观测位置(其基准是图5中的计算单元的基准位置轨迹的位置误差)yd(n)，并在计算块52中计算在前一采样中估计的当前采样的预测位置C·Xb(n)与观测位置yr(n)之间的差，并生成估计位置误差er[n]。在乘法块54中，用估计增益L乘以该估计位置误差er[n]，从而生成校正值。

在加法块56中，对该校正值和当前采样的估计状态Xb[n](例如，预测位置和预测速率)进行相加。这样，就生成了表达式(20)的当前采样的估计状态Xh(n)(例如，估计位置和估计速率)。

在该二自由度控制中，在加法块60中计算估计状态(位置)Xh(n)和目标位置轨迹(其基准是图5中的计算单元32的基准位置轨迹)rd(n)之间的差值，将结果在乘法块62中乘以系数矩阵-F·Ad。另一方面，在乘法块66中，用系数矩阵-F·Bd乘以输出u(n-1)，将该结果和乘法块62的结果在加法块68中相加，从而基于提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)得到表达式(20)的第二个表达式的输出值u(n)。

另一方面，基于当前采样的估计状态Xh(n)、输出值u(n)和经延迟块64延迟了的前一采样的输出值u(n-1)，在乘法块70、72、74和加法块76中计算下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)，如表达式(20)中的第三个表达式所示。

在延迟块78中，对下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)进行延迟，在乘法块50中，用表达式(18)中的矩阵C乘以延迟块78的输出，从而计算出当前采样的估计位置x(n)。

另外，如图5中所述，在加法块76中，用从前一采样的基准位置轨迹Pbase(n-1)中减去当前采样的基准位置轨迹Pbase(n)而得到的值对下一采样的估计状态Xb(n+1)的估计位置x(n+1)进行校正。

在本例中，在用于防止超限的二自由度控制系统中，考虑到二自由度控制的输出的延迟(驱动放大器、D/A转换器等的计算延迟和硬件延迟)来计算相对于采样时间点提前了一延迟量的时刻Td处的估计状态，并且根据该估计状态来计算输出，所以即使在从采样时间点开始的计算过程中发生了状态改变，也可以防止输出延迟的影响，因此高精度位置控制成为可能，并且可以防止超限。

另外，由于二自由度控制项是在同一采样时刻计算的，所以可以防止计算顺序变得复杂，并且可以高速地进行计算。另外，可以保持状态估计顺序，所以可以维持整个系统的稳定性。

二自由度位置控制系统的第二实施例

图9是描述本发明的位置控制系统的第二实施例的框图，示出了使用由图1中的MCU 14执行的当前观测器的二自由度控制系统。在图9中，用相同的标号来表示与图5中相同的组成要素。

如图9所示，设置目标位置(目标柱面)Tp，寻道控制开始。寻道距离计算块20计算目标位置Tp与当前位置之间的差，以获取寻道距离Lseek。

目标轨迹生成块22根据寻道距离Lseek生成目标位置轨迹r(n)。如图6所示，目标轨迹r(n)是根据寻道距离Lseek的每个采样的目标位置的轨迹。

二自由度控制器26由图7中所示的当前观测器构成。第一计算单元32从目标位置轨迹r(n)中减去目标位置轨迹r(n)，以确定到控制器26的目标位置轨迹rd(n)。换言之，到控制器26的目标位置轨迹rd(n)是“0”。

位置误差计算单元30从受控对象28(1，3)的观测位置y(n)中减去目标位置Tp，以计算位置误差y(n)。第二计算单元34从位置误差y(n)中减去目标位置轨迹r(n)，以确定到控制器26的位置误差yd(n)。

延迟块36将当前采样的目标位置轨迹r(n)延迟一个采样。第三计算单元38向控制器26的估计位置x(n+1)添加从前一采样的目标位置轨迹r(n-1)中减去当前采样的目标位置轨迹r(n)而得到的值，从而对控制器26的下一采样的估计位置x(n+1)进行校正。

换言之，控制器26的输入r(n)和y(n)是其基准分别为每个采样时刻的目标位置轨迹的相对值rd(n)和yd(n)。由于该基准是目标位置轨迹，所以下一采样的估计位置x(n+1)被校正了目标位置轨迹的变化量。换言之，对于每个采样，估计位置x(n+1)被校正了从前一采样的目标位置轨迹r(n-1)中减去当前采样的目标位置轨迹r(n)而得到的值。

就像图5一样，该基准位置是目标位置轨迹，并根据目标位置轨迹r(n)的改变而改变。

这样，即使基准位置是目标位置轨迹，也可以将相对值用作控制器26的输入，从而控制器26不必处理绝对值，所以构成控制器26的观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足够了。因此，与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。结果，即使使用定点方法，也可以将小数点设置在正1位或者正2位的位置上，从而能够提高计算精度。

另外，不必生成图5中的基准位置轨迹，所以本实施例可以更容易地执行且计算负荷较小。

位置控制系统的第三实施例

图10是描述本发明的二自由度位置控制系统的第三实施例的框图，图11是描述其目标位置轨迹的图，图12是多速率控制的运行顺序图。图10至图12示出了使用双倍(double)多速率控制的二自由度控制系统的结构。在图10中，用相同的标号来表示与图5和图9中相同的组成要素。

如图12中所示，多速率控制在一个采样中使电流改变两次或者三次。改变两次的被称作“双倍多速率结构”，改变三次的被称作“三倍多速率结构”。

如图10中的双倍多速率结构所示，设置目标位置(目标柱面)Tp，寻道控制开始。寻道距离计算块20计算目标位置Tp与当前位置之间的差，从而获取寻道距离Lseek。

目标轨迹生成块22-1根据寻道距离Lseek针对每个采样，生成采样n的目标轨迹r(n)和采样(n+0.5)的目标轨迹r(n+0.5)。例如，如图11所示，目标轨迹r(n)是根据寻道距离Lseek的每个采样的目标位置的轨迹，r(n+0.5)是比r(n)提前了0.5个采样的时刻处的目标位置轨迹。

二自由度控制器26-1由图13中示出的多速率控制当前观测器构成。第一计算单元32-1从目标位置轨迹r(n)中减去目标位置轨迹r(n)，以确定到控制器26-1的目标位置轨迹rd(n)。换言之，到控制器26-1的目标位置轨迹rd(n)是“0”。

第四计算单元32-2从目标位置轨迹r(n+0.5)中减去目标位置轨迹r(n)，以确定到控制器26-1的目标位置轨迹rd(n+0.5)。换言之，到控制器26-1的目标位置轨迹rd(n+0.5)是基准为目标位置轨迹r(n)的位置轨迹。

位置误差计算单元30从受控对象28(1，3)的观测位置y(n)中减去目标位置Tp，以计算位置误差y(n)。第二计算单元34从位置误差y(n)中减去目标位置轨迹r(n)，以确定到控制器26-1的位置误差yd(n)。

延迟块36将当前采样的目标位置轨迹r(n)延迟一个采样。第三计算单元38向控制器26-1的估计位置x(n+1)添加从前一采样的目标位置轨迹r(n-1)中减去当前采样的目标位置轨迹r(n)而得到的值，从而对控制器26-1的下一采样的估计位置x(n+1)进行校正。

换言之，多速率控制器26-1的输入r(n)、r(n+0.5)和y(n)是基准分别为每个采样时刻的目标位置轨迹的相对值rd(n)、rd(n+0.5)和yd(n)。由于该基准是目标位置轨迹，所以下一采样的估计位置x(n+1)被校正了目标位置轨迹的变化量。换言之，对于每个采样，估计位置x(n+1)被校正了从前一采样的目标位置轨迹r(n-1)中减去当前采样的目标位置轨迹r(n)而得到的值。

就像图5中的情况一样，该基准位置是目标位置轨迹r(n)本身，并根据目标位置轨迹r(n)的改变而改变。

这样，即使基准位置是目标位置轨迹，也可以将相对值用作控制器26-1的输入，从而控制器26-1不必处理绝对值，所以构成控制器26-1的观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足够了。因此，与处理绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。结果，即使使用定点方法，也可以将小数点设置在正1位或者正2位的位置，从而能够提高计算精度。

另外，不必生成图5中的基准位置轨迹，所以本实施例可以更容易地执行且计算负荷较小。

多速率控制当前观测器

下面将描述图10中的多速率控制当前观测器。如图12所示，该多速率控制具有用于以单速率来估计状态的单速率状态估计和用于以多速率来估计状态的多速率状态估计。在这两种情况下，在一个采样中都按照u(n)和u(n+0.5)计算并改变电流两次。

首先将描述单速率状态估计的多速率控制。在多速率控制中，电流输出值在一个采样中被输出为u(n)和u(n+0.5)。因此，基本上计算了两次表达式(17)。换言之，执行以下表达式(21)和(22)。

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Xh}\left(n\right)=\mathrm{Xb}\left(n\right)+L(y\left(n\right)-C\·\mathrm{Xb}\left(n\right))\\ \mathrm{Xh}(n+\mathrm{Td}/T)=\mathrm{Ad}\·(\mathrm{Xh}\left(n\right)-C^T\·r\left(n\right))+\mathrm{Bd}1\·u(n-0.5)+\mathrm{Bd}2\·u(n-1)\\ u\left(n\right)=-F\·\mathrm{Xh}(n+\mathrm{Td}/T)\\ \mathrm{Xb}(n+0.5)=A\·\mathrm{Xh}\left(n\right)+B1\·u\left(n\right)+B2\·u(n-0.5)+B3\·u(n-1)\end{array}\right\}...\left(21\right)$

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Xh}(n+0.5)=\mathrm{Xb}(n+0.5)\\ \mathrm{Xh}(n+0.5+\mathrm{Td}/T)=\mathrm{Ad}\·(\mathrm{Xh}(n+0.5)-C^T\·r(n+0.5))+\mathrm{Bd}1\·u\left(n\right)+\mathrm{Bd}2\·u(n-0.5)\\ u(n+0.5)=-F\·\mathrm{Xh}(n+0.5+\mathrm{Td}/T)\\ \mathrm{Xb}(n+1)=A\·\mathrm{Xh}\left(n\right)+B1\·u(n+0.5)+B2\·u\left(n\right)+B3\·u(n-0.5)\end{array}\right\}...\left(22\right)$

换言之，首先计算表达式(21)，以计算输出u(n)和下一状态Xb(n+0.5)。表达式(21)与表达式(17)基本相同，只是将u(n-1)和u(n-0.5)用于计算Xh(n+Td/T)和Xb(n+0.5)，因为电流在一个采样中改变了两次。

如表达式(22)所示，假设采样(n+0.5)的估计状态Xh(n+0.5)为表达式(21)中的估计状态Xb(n+0.5)，利用目标轨迹r(n+0.5)来计算输出u(n+0.5)和下一状态Xb(n+1)，就像表达式(21)的情况一样。

这里，表达式(21)和表达式(22)中的系数B1、B2和B3取决于添加了延迟的Td与T/2(＝n+0.5)的比较，如果Td＜T/2，则通过以下表达式(23)来确定。

$\left(\begin{array}{c}x(n+0.5)\\ v(n+0.5)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 1/2\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(n\right)\\ v\left(n\right)\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\frac{I_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{Lp}}\{\left(\begin{array}{c}{(T-2\mathrm{Td})}^2/8\\ T(T-2\mathrm{Td})/2\end{array}\right)u\left(n\right)+\left(\begin{array}{c}(2T-\mathrm{Td})\mathrm{Td}/2\\ T\·\mathrm{Td}\end{array}\right)u(n-0.5)\}...\left(23\right)$

另一方面，如果T/2＜Td＜T，则通过以下表达式(24)来确定系数B1、B2和B3。

$\left(\begin{array}{c}x(n+0.5)\\ v(n+0.5)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 1/2\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(n\right)\\ v\left(n\right)\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\frac{I_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{Lp}}\{\left(\begin{array}{c}{(T-2\mathrm{Td})}^2/8\\ T(T-2\mathrm{Td})/2\end{array}\right)u(n-0.5)+\left(\begin{array}{c}(2T-\mathrm{Td})\mathrm{Td}/2\\ T\·\mathrm{Td}\end{array}\right)u(n-1)\}...\left(24\right)$

换言之，表达式(23)和(24)中的u(n)的系数是表达式(21)和(22)的B1，u(n-0.5)的系数是B2，而u(n-1)的系数是B3。因此，如果Td＜T/2，则系数B3是“0”，而如果T/2＜Td，则B1是“0”。

下面将描述多速率状态估计的多速率控制。同样，在多速率控制中，在一个采样中输出电流输出值u(n)和u(n+0.5)。因此，在多速率状态估计中，同样基本上计算了两次表达式(17)。换言之，执行以下表达式(25)和(26)。

$\left.\begin{array}{c}e\left(n\right)=y\left(n\right)-C\·\mathrm{Xb}\left(n\right)\\ \mathrm{Xh}\left(n\right)=\mathrm{Xb}\left(n\right)+L1\·e\left(n\right)\\ \mathrm{Xh}(n+\mathrm{Td}/T)=\mathrm{Ad}\·(\mathrm{Xh}\left(n\right)-C^T\·r\left(n\right))+\mathrm{Bd}1\·u(n-0.5)+\mathrm{Bd}2\·u(n-1)\\ u\left(n\right)=-F\·\mathrm{Xh}(n+\mathrm{Td}/T)\\ \mathrm{Xb}(n+0.5)=A\·\mathrm{Xh}\left(n\right)+B1\·u\left(n\right)+B2\·u(n-0.5)+B3\·u(n-1)\end{array}\right\}...\left(25\right)$

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Xh}(n+0.5)=\mathrm{Xb}(n+0.5)+L2\·e\left(n\right)\\ \mathrm{Xh}(n+0.5+\mathrm{Td}/T)=\mathrm{Ad}\·(\mathrm{Xh}(n+0.5)-C^T\·r(n+0.5))+\mathrm{Bd}1\·u\left(n\right)+\mathrm{Bd}2\·u(n-0.5)\\ u(n+0.5)=-F\·\mathrm{Xh}(n+0.5+\mathrm{Td}/T)\\ \mathrm{Xb}(n+1)=A\·\mathrm{Xh}\left(n\right)+B1\·u(n+0.5)+B2\·u\left(n\right)+B3\·u(n-0.5)\end{array}\right\}...\left(26\right)$

首先，为了计算输出u(n)和下一状态Xb(n+0.5)，计算表达式(25)。该表达式(25)与表达式(17)基本相同，只是因为电流在一个采样中改变两次，所以将u(n-1)和u(n-0.5)用于计算Xh(n+Td/T)和Xb(n+0.5)。用(y(n)-C·Xb(n))来单独计算估计位置误差e(n)。

如表达式(26)所示，通过用L2乘以表达式(25)中的e(n)而得到的值将采样(n+0.5)的估计状态Xh(n+0.5)校正为表达式(25)中的估计状态Xb(n+0.5)。另外，利用目标轨迹r(n+0.5)来计算输出u(n+0.5)和下一状态Xb(n+1)，就像表达式(25)一样。

这里，表达式(25)和表达式(26)中的系数B1、B2和B3取决于添加了延迟的Td与T/2(＝n+0.5)的比较，如果Td＜T/2，则用表达式(23)来确定，如果2/T＜Td，则用表达式(24)来确定。

如表达式(26)中所示，与表达式(21)和表达式(22)中的单速率状态估计的区别在于，通过用L2乘以表达式(25)中e(n)而得到的值将采样(n+0.5)的估计状态Xh(n+0.5)校正为表达式(25)中的估计状态Xb(n+0.5)。这样，与第一次相同，多速率状态估计用在采样时刻观测到的位置误差来校正第二估计状态。

如果将表达式(25)和表达式(26)中的Xh(n+Td/T)和Xh(n+0.5+Td/T)代入表达式(25)和表达式(26)中的其他表达式，则可以将表达式(25)和表达式(26)变换为以下表达式(27)。

$\left.\begin{array}{c}e\left(n\right)=y\left(n\right)-C\·\mathrm{Xb}\left(n\right)\\ \mathrm{Xh}\left(n\right)=\mathrm{Xb}\left(n\right)+L1\·e\left(n\right)\\ u\left(n\right)=-F\·\mathrm{Ad}\·(\mathrm{Xh}\left(n\right)-C^T\·r\left(n\right))-F\·\mathrm{Bd}1\·u(n-0.5)-F\·\mathrm{Bd}2\·u(n-1)\\ \mathrm{Xb}(n+0.5)=A\·\mathrm{Xh}\left(n\right)+B1\·u\left(n\right)+B2\·u(n-0.5)+B3\·u(n-1)\\ \mathrm{Xh}(n+0.5)=\mathrm{Xb}(n+0.5)+L2\·e\left(n\right)\\ u(n+0.5)=-F\·\mathrm{Ad}\·(\mathrm{Xh}(n+0.5)-C^T\·r(n+0.5))-F\·\mathrm{Bd}1\·u\left(n\right)-F\·\mathrm{Bd}2\·u(n-0.5)\\ \mathrm{Xb}(n+1)=A\·\mathrm{Xh}\left(n\right)+B1\·u(n+0.5)+B2\·u\left(n\right)+B3\·u(n-0.5)\end{array}\right\}...\left(27\right)$

在表达式(27)中，表达式(25)的Xh(n+Td/T)被整合到表达式(26)的u(n)的计算中，表达式(26)的Xh(n+0.5+Td/T)被整合到表达式(26)的u(n+0.5)的计算中。随着表达式数量的减少，计算时间自然地减少，从而响应变得更快。

当表达式(27)中的L2是“0”时，表示在表达式(21)和表达式(22)中描述的单速率状态估计表达式；当L2不是“0”时，表示多速率状态估计表达式。

图13是用方框表示表达式(27)的框图。图13中的结构基本上是串联连接的两个图7中结构。如图13所示，加载当前采样n的观测位置(相对于图10中的误差计算单元34的位置误差)yd(n)，在计算块52-1中计算在前一采样中估计的当前采样的预测位置C·Xb(n)与观测位置yd(n)之间的差，从而生成估计位置误差er[n]。在乘法块54-1中，用估计增益L1乘以该估计位置误差er[n]，以生成校正值。

在加法块66-1中，对该校正值和当前采样中的估计状态Xb[n](例如，预测位置和预测速率)进行相加。这样，就生成了表达式(27)中的当前采样的估计状态Xh(n)(例如，估计位置和估计速率)。

在该二自由度控制中，在加法块60-1中计算估计状态(位置)Xh(n)与目标位置轨迹rd(n)之间的差值，并将该结果在乘法块62-1中乘以系数矩阵-F·Ad。另一方面，将输出u(n-1)在乘法块66-1a中乘以系数矩阵-F·Bd2，将输出u(n-0.5)在乘法块66-1b中乘以系数矩阵-F·Bd1。在加法块68-1中，将三个乘法块62-1、66-1a和66-1b的输出相加，得到表达式(27)中的第三个表达式的输出值u(n)。

另一方面，通过在加法块76-1按照表达式(27)中的第四个表达式对以下值进行相加来计算(n+0.5)的下一估计状态Xb(n+0.5)：在乘法块70-1中用系数矩阵A乘以当前采样的估计状态Xh(n)而得到的值；在乘法块74-1中用系数矩阵B1乘以输出值u(n)而得到的值；在乘法块72-1a中用系数矩阵B2乘以输出值u(n-0.5)而得到的值；以及在乘法块72-1b中用系数矩阵B3乘以在延迟块64-1中延迟了的前一采样的输出值u(n-1)而得到的值。

接着，在乘法块54-2中用估计增益L2乘以在计算块52-1中计算出的估计位置误差er[n]，从而生成校正值。在加法块66-2中，对该校正值和当前采样的估计状态Xb[n+0.5](例如，预测位置和预测速率)进行相加。这样，就生成了表达式(27)的当前采样的估计状态Xh(n+0.5)(例如，估计位置和估计速率)。

在多速率控制中，在加法块60-2中计算估计状态(位置)Xh(n+0.5)与目标位置轨迹rd(n+0.5)之间的差值，将结果在乘法块62-2中乘以系数矩阵-F·Ad。

另一方面，在乘法块66-2a中用系数矩阵-F·Bd2乘以输出u(n-0.5)，在乘法块66-2b中用系数矩阵-F·Bd1乘以输出u(n)。在加法块68-2中将三个乘法块62-2、66-2a和66-2b的输出相加，得到表达式(27)的第六个表达式的输出值u(n+0.5)。

另一方面，通过在加法块76-2中按照表达式(27)中的第七个表达式对以下值进行相加来计算(n+1)的下一估计状态Xb(n+1)：在乘法块70-2中用系数矩阵A乘以当前采样的估计状态Xh(n+0.5)而得到的值；在乘法块74-2中用系数矩阵B1乘以输出值u(n+0.5)而得到的值；在乘法块72-2a中用系数矩阵B2乘以输出值u(n)而得到的值；以及在乘法块72-2b中用系数矩阵B3乘以在延迟块64-2中延迟了的前一采样的输出u(n-0.5)而得到的值。

在延迟块78中，对下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)进行延迟，在乘法块50-1中，用C乘以延迟块78的输出，从而计算出当前采样的估计位置x(n)。

另外，如图10中所示，在加法块76-2中，用从前一采样的目标位置轨迹r(n-1)中减去当前采样的目标位置轨迹r(n)而得到的值对加法块76-2中的下一采样的估计状态Xb(n+1)的估计位置x(n+1)进行校正。

这样，在用于防止超限的二自由度控制系统中，考虑到二自由度控制的输出的延迟(驱动放大器、D/A转换器等的计算延迟和硬件延迟)来计算相对于采样时间点提前了一延迟量的时刻Td处的估计状态，并且根据该估计状态来计算输出，所以即使状态在从采样时间点开始的计算过程中发生改变，也可防止输出延迟的影响，从而可以进行高精度的位置控制，并可以防止超限。

此外，因为二自由度控制项是在相同的采样时刻计算的，所以可以防止计算顺序变得复杂，从而可以高速进行计算。此外，可以保持状态估计顺序，因而可以保持整个系统的稳定性。结果，可以容易地构造出多速率控制观测器。

在图13的块中，如果将乘法块54-2中的L2设置为“0”，则变成单速率状态估计的结构，所以图13的结构既可用于单速率状态估计也可用于多速率状态估计。

位置控制系统的第四实施例

图14是描述本发明的二自由度位置控制系统的第四实施例的框图。图14示出了使用双倍多速率控制的二自由度控制系统的结构。在图14中，用相同的标号表示与图5、图9和图10中相同的组成要素。

在该多速率控制中，基准轨迹是r(n+0.5)。如图14中的双倍多速率结构所示，设置目标位置(目标柱面)Tp，寻道控制开始。寻道距离计算块20计算目标位置Tp与当前位置之间的差，从而获取寻道距离Lseek。

目标轨迹生成块22-1根据寻道距离Lseek，针对每个采样生成采样n的目标轨迹r(n)和采样(n+0.5)的目标轨迹r(n+0.5)。例如，如图11所示，目标轨迹r(n)是根据寻道距离Lseek的每个采样的目标位置的轨迹，r(n+0.5)是相对于r(n)提前了0.5个采样的时刻处的目标位置轨迹。

二自由度控制器26-1由图13中示出的多速率控制当前观测器构成。第一计算单元32-1从目标位置轨迹r(n)中减去目标位置轨迹r(n+0.5)，以确定到控制器26-1的目标位置轨迹rd(n)。换言之，到控制器26-1的目标位置轨迹rd(n)是基准为目标轨迹r(n+0.5)的相对值。

第四计算单元32-2从目标位置轨迹r(n+0.5)中减去目标位置轨迹r(n+0.5)，以确定到控制器26-1的目标位置轨迹rd(n+0.5)。换言之，到控制器26-1的目标位置轨迹rd(n+0.5)是“0”，其基准是目标位置轨迹r(n+0.5)。

位置误差计算单元30从受控对象28(1，3)的观测位置y(n)中减去目标位置Tp，以计算位置误差y(n)。第二计算单元34从位置误差y(n)中减去目标位置轨迹r(n+0.5)，以确定到控制器26-1的位置误差yd(n)。

延迟块36将当前采样的目标位置轨迹r(n+0.5)延迟一个采样。第三计算单元38向控制器26-1的估计位置x(n+1)添加从前一采样的目标位置轨迹r(n-0.5)中减去当前采样的目标位置轨迹r(n+0.5)而得到的值，从而对控制器26-1的下一采样的估计位置x(n+1)进行校正。

换言之，多速率控制器26-1的输入r(n)、r(n+0.5)和y(n)是基准为目标位置轨迹r(n+0.5)的相对值rd(n)、rd(n+0.5)和yd(n)。由于该基准是目标位置轨迹，所以下一采样的估计位置x(n+1)被校正了目标位置轨迹的变化量。换言之，对于每个采样，估计位置x(d+1)都被校正了从前一采样的目标位置轨迹r(n-0.5)中减去当前采样的目标位置轨迹r(n+0.5)而得到的值。

就像图11中的情况一样，该基准位置是目标位置轨迹r(n+0.5)本身，并根据目标位置轨迹r(n)的改变而改变。

这样，即使基准位置是目标位置轨迹r(n+0.5)，也可以将相对值用作控制器26-1的输入，控制器26-1不必处理绝对值，所以构成控制器26-1的观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足够了。因此，与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。结果，即使使用定点方法，也可以将小数点设置在正1位或者正2位的位置，从而能够提高计算精度。

另外，不必生成图5中的基准位置轨迹，所以本实施例可以更容易地执行且计算负载较小。

其他实施例

在以上实施例中，以磁盘装置的读写头定位装置为例描述了观测器控制，但是本发明可以应用于其他介质存储装置，例如光盘装置。虽然考虑了扰动模型，但是本发明还可应用于不考虑扰动模型的情况。

虽然使用以上实施例描述了本发明，但是可以在本发明的实质性特征范围内以各种方式对本发明进行修改，并且不应将这些变型排除在本发明的范围之外。

对于使用观测器的二自由度控制系统的输入，使用相对值而不必处理绝对值，所以观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足够了，因而与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。因此，即使使用定点方法，也可以增加小数点的有效位数，从而可以提高计算精度。结果，在加速时间段内，控制电流变得平稳并且可以防止谐振和噪声的产生；在恒速时间段和减速时间段内，可以防止残余振动的产生，从而可以减少寻道时间。

本申请基于并要求2006年9月28日提交的在先日本专利申请第2006-265472号的优先权，此处通过引用并入其全部内容。

Claims (20)

1.一种通过致动器将对象的位置控制到目标位置的位置控制方法，该位置控制方法包括以下步骤：

生成到目标位置的目标位置轨迹；

基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误差；以及

利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

2.根据权利要求1所述的位置控制方法，所述位置控制方法还包括以下步骤：将使用所述观测器的所述二自由度控制系统所保持的估计位置校正为相对于所述基准轨迹的相对值。

3.根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，所述输出值计算步骤包括以下步骤：利用对于所述基准轨迹的所述目标位置轨迹计算出对于所述致动器的输出值。

4.根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，所述输出计算步骤包括以下步骤：对于每个采样，利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

5.根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，所述输出值计算步骤包括以下步骤：

通过从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹确定出所述目标位置轨迹的相对值；

通过从位置误差中减去所述基准轨迹确定出所述位置误差的相对值；以及

利用所述目标位置轨迹的相对值和所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

6.根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，计算所述位置误差的所述步骤包括以下步骤：计算从用于至少读取存储介质的数据的读写头的输出获得的当前位置与用于驱动所述致动器并将所述读写头移动到所述存储介质上的预定位置的目标位置之间的位置误差。

7.根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，所述输出值计算步骤包括以下步骤：利用在采样时刻从所述目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的第一目标位置轨迹的相对值、在所述采样时刻+0.5采样时刻从目标位置轨迹中减去所述基准轨迹而得到的第二目标位置轨迹的相对值，以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用多速率控制观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

8.一种介质存储装置，该介质存储装置包括：

读写头，用于至少读取存储介质上的数据；

致动器，用于将所述读写头定位到所述存储介质的预定位置上；以及

控制单元，用于生成到所述目标位置的目标位置轨迹，基于对象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误差，以及利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

9.根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元将使用所述观测器的所述二自由度控制系统所保持的估计位置校正为相对于所述基准轨迹的相对值。

10.根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元利用对于所述基准轨迹的所述目标位置轨迹计算出对于所述致动器的输出值。

11.根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元对于每个采样，利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

12.根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元：通过从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹确定出所述目标位置轨迹的相对值；通过从位置误差中减去所述基准轨迹确定出所述位置误差的相对值；并且利用所述目标位置轨迹的所述相对值和所述位置误差的所述相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

13.根据权利要求11所述的介质存储装置，其中，所述控制单元：利用在采样时刻从所述目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的第一目标位置轨迹的相对值、在所述采样时刻+0.5采样时刻从目标位置轨迹中减去所述基准轨迹而得到的第二目标位置轨迹的相对值，以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用多速率控制观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

14.根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述存储介质是旋转的盘存储介质。

15.一种通过致动器将对象的位置控制到目标位置的位置控制装置，该位置控制装置包括：

生成块，用于生成到目标位置的目标位置轨迹；

误差计算块，用于基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误差；以及

控制单元，用于利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

16.根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元将使用所述观测器的所述二自由度控制系统所保持的估计位置校正为相对于所述基准轨迹的相对值。

17.根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元利用对于所述基准轨迹的所述目标位置轨迹计算出对于所述致动器的输出值。

18.根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元对于每个采样，利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

19.根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元：通过从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹确定出所述目标位置轨迹的相对值；通过从位置误差中减去所述基准轨迹确定出所述位置误差的相对值；并且利用所述目标位置轨迹的所述相对值和所述位置误差的所述相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

20.根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元：利用在采样时刻从所述目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的第一目标位置轨迹的相对值、在所述采样时刻+0.5采样时刻从目标位置轨迹中减去所述基准轨迹而得到的第二目标位置轨迹的相对值，以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用多速率控制观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。

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