CN101138151A - 提供增强的块均衡的无线通信装置及相关方法 - Google Patents

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CN101138151A CNA200680008120XA CN200680008120A CN101138151A CN 101138151 A CN101138151 A CN 101138151A CN A200680008120X A CNA200680008120X A CN A200680008120XA CN 200680008120 A CN200680008120 A CN 200680008120A CN 101138151 A CN101138151 A CN 101138151A
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Abstract

本发明涉及一种无线通信装置(20)，该无线通信装置(20)可以包括：无线接收机(21)，其通过信道接收具有交替的已知和未知符号部分(31，32)的无线信号(30)；以及连接到该无线接收机的解调器脉动阵列(23)。该解调器脉动阵列(23)可以包括：信道估计模块(24)，其基于已知符号部分(31)对每个未知符号部分(32)生成相应的信道估计(33)；自相关模块(25)，其基于信道估计来生成自相关矩阵；信道匹配滤波器模块(26)，其对于未知符号部分生成相应的信道匹配系数；分解模块(27)，其将自相关矩阵分割成相应的上方和下方自相关矩阵；变换模块(28)，其将信道匹配系数变换成上方和下方信道匹配系数；以及回代模块(29)，其通过基于相应的上方自相关矩阵和信道匹配系数、相应的下方自相关矩阵和信道匹配系数来估计未知符号部分，并且组合这些估计，从而确定未知符号部分。

Description

提供增强的块均衡的无线通信装置及相关方法
技术领域
本发明涉及无线通信系统领域，更具体地，涉及利用基于块的信道均衡的无线通信装置及其相关方法。
背景技术
由于在环境中存在信号反射物或散射物以及发射机和接收机的相对运动，高频(HF)无线电信道、甚高频(VHF)无线电信道、以及特高频(UHF)无线电信道全都表现出时间和频率色散(即时延扩展和多普勒扩展)。结果，信道经受失真，该失真可以引起所传输的符号在接收装置处被不正确地解释。多普勒扩展可以使时延扩展(即多径)随时间变化。这些现象通常需要调制解调器利用均衡来跟踪并且补偿时变多径信道。
两种用于信道均衡的一般途径是常用的。第一种途径是基于符号的均衡，其中对每一个符号维持并更新均衡器系数。第二种途径是块均衡，其中不是对于单个符号，而是对于未知数据符号的块来维持并更新均衡器系数。在Hwang等人所著的题目为“A Novel BlockEqualization Design for Wireless Communication with ISI andRayleigh Fading Channels”的文章中，作者注意到基于符号的均衡的缺点是该方法需要相当可观的计算开销用于以逐个符号为基础来更新系数。另一方面，Hwang等人指出，虽然块均衡会造成执行系数更新的复杂度显著降低，但是这种途径需要对信道的某些知识，这通常需要信道估计。
Hwang等人所提出的设计包括匹配滤波器、信道估计器、以及块判决反馈均衡器(BDFE)。基于修正的递归最小二乘(RLS)算法的信道估计器采用“半盲”途径，其中之后在匹配滤波和BDFE更新二者中都使用所估计的信道冲击响应h(n)。BDFE包括噪声白化器和最大似然块检测器，之后是符号检测器。BDFE的滤波器系数服从于Cholesky分解而被计算，并且对于每个数据块被更新一次。Hwang等人将BDFE设计实施为现场可编程门阵列(FPGA)上的脉动阵列。
另一种抗击多径的途径可以在使用正交频分复用(OFDM)的宽带网络波形(WNW)中找到。WNW途径基于非相干并行频调调制解调器技术，并且它不使用均衡器而是使用保护时间和前向纠错(FEC)以应对时延扩展/频率选择性衰落。虽然这种途径很直接，但是当面对可观的衰落和干扰时它可能不能提供所需的性能，并且在某些情形中它还可能导致相对高的峰均比。
San Diego，California的Trellis Ware和ITT已经开发出再一种途径，该途径利用带有串行级联卷积码的1.2MHz带宽的连续相位调制(CPM)，以及减少状态的最大似然序列估计器(MLSE)均衡器。虽然此途径可能具有某些优点，但是它需要可观的复杂度(尤其对于更宽的带宽)。并且，在某些应用中无法实现相对高的比特/Hz比。
尽管上述途径具有这些优点，但是还会期望用于相对宽带的波形的其他的块均衡技术，以便尽管存在多径和衰落信道条件仍提供高数据速率。
发明内容
考虑到前述背景，从而本发明的目的是提供一种提供增强的块均衡的无线通信装置及相关方法。
根据本发明的这些和其他目标、特征、以及优势通过一种无线通信装置来提供，该无线通信装置可以包括：无线接收机，其用于通过信道接收具有交替的已知和未知符号部分的无线信号；以及连接到该无线接收机的解调器脉动阵列，其用于执行块均衡操作。更具体地，该解调器脉动阵列可以包括：信道估计模块，其用于基于已知符号部分对每个未知符号部分生成相应的信道估计；自相关模块，其用于基于信道估计来生成自相关矩阵；以及信道匹配滤波器模块，其用于对未知符号部分生成相应的信道匹配系数。
解调器脉动阵列还可以包括：分解模块，其用于将自相关矩阵分割成相应的上方自相关矩阵和下方自相关矩阵；以及变换模块，其用于将信道匹配系数变换成上方信道匹配系数和下方信道匹配系数。回代模块可以通过基于相应的上方自相关矩阵和上方信道匹配系数(即使用“自上而下”途径)来估计未知符号部分、基于相应的下方自相关矩阵和下方信道匹配系数(即“自下而上”途径)来估计未知符号部分、并且组合这些估计来确定每个未知符号部分的符号，从而确定未知符号部分。更具体地，该组合可以是这些估计的平均值。
自相关模块可以基于信道估计和与信道相关联的噪声方差来生成自相关矩阵。解调器脉动阵列还可以包括信号能量去除模块，其用于从未知的已进行信道匹配滤波的符号部分中去除已知信号能量的量。
分解模块可以取决于自相关阵列的对称性而基于各种技术来确定上方信道匹配系数和下方信道匹配系数，所述各种技术诸如高斯消去(例如当信道估计在未知帧中不恒定时)、Cholesky、Bareiss、Levinson、或者Schur分解(例如当信道估计在帧中恒定时)，等等。此外，解调器脉动阵列可以在多种装置中实施，例如，诸如现场可编程门阵列(FPGA)或者专用集成电路(ASIC)。
本发明的无线通信方法方面可以包括：通过信道接收包含交替的已知和未知符号部分的无线信号；基于已知符号部分对每个未知符号部分生成相应的信道估计；以及基于信道估计生成自相关矩阵。该方法还可以包括对未知符号部分生成相应的信道匹配系数，将自相关矩阵分割成相应的上方自相关矩阵和下方自相关矩阵，以及将信道匹配系数变换成上方信道匹配系数和下方信道匹配系数。此外，可以通过基于相应的上方自相关矩阵和上方信道匹配系数(即使用“自上而下”途径)来估计未知符号部分、基于相应的下方自相关矩阵和下方信道匹配系数(即“自下而上”途径)来估计未知符号部分、并且组合这些估计来确定每个未知符号部分的符号，从而确定未知符号部分。
附图说明
图1是包含多个根据本发明的无线通信装置的无线通信系统的示意性方框图。
图2是要使用块均衡而被解调的具有交替的已知和未知符号部分的现有技术信号波形的示意性方框图。
图3是包括发射和接收电路二者的图1的无线通信装置的一个实施例的示意性方框图。
图4是图1的无线通信装置的替换性实施例的示意性方框图。
图5和6是示出通过图1的无线通信装置执行的解调方法步骤的流程图。
图7是根据本发明的另一种无线通信装置的示意性方框图。
图8和9是示出通过图7的无线通信装置执行的解调方法步骤的流程图。
具体实施方式
此后，将参照附图更全面地描述本发明，在附图中示出了本发明的优选实施例。然而，本发明可以以多种不同的形式实施，并且不应被解释为局限于在此所阐述的实施例。相反，提供了这些实施例使得本公开彻底且完整，并且全面向本领域技术人员传达本发明的范围。在整个说明书中，相同的附图标记指示相同的元件，并且角标和多重角标用来指示替换实施例中的相似元件。
本发明总体上适用于通信系统，但是尤其涉及在发射(TX)波形中插入已知序列以跟踪多径和/或衰落通信信道(例如无线通信、电话线等)并且均衡接收(RX)波形以从接收信号中去除多径(即符号间干扰(ISI))效应的通信系统。在TX波形中插入已知序列使得可以进行信道估计和块均衡。本发明例如适用于高频(HF)、甚高频(VHF)、特高频(UHF)、以及被设计为在困难的多径和衰落条件下工作的其他无线通信系统。
当已知序列被插入到TX波形中时，接收波形可能具有图2中所示的接收信号30的形式。实际TX波形包括初始的同步先导部分31，其是一组已知符号(PK)，之后是未知数据符号(Un)部分32，之后是另一已知符号部分(K)，等等，直到传输结束(即PK Un K UnK Un K...Un K)。这种K-Un-K成帧类型使得可以在接收机中使用块均衡策略。已经发现块均衡器在多径衰落信道上提供非常好的性能，这将被本领域技术人员认可。在所示出的示例中，已知符号的后一半被用来计算未知数据符号两侧的信道估计33(h1和h2)。如果需要更长的信道估计，则信道估计的长度可以与已知符号的一样长，但是可能需要额外的处理以实现信道估计。
将首先描述根据本发明所执行的数学运算(以及相关联的方程)，之后参照方程描述用于实施这些运算的硬件/软件，以便于清楚理解。当数字波形遇到多径衰落信道时，可以通过如下方程来表示输出：
y i = Σ j = 0 L - 1 h j x i - j + n i - - - ( 1 )
变量x表示原始发送的符号(即K，Un，K)的采样，h是多径/衰落信道和TX/RX无线电设备中的任何其他滤波器的组合并且其长度为L(对于当前时间i)，n是加性高斯白噪声(AWGN)采样，并且y是接收采样。为了描述本发明，假设信道和信道估计在未知的帧中是恒定的，但是本发明也可以处理未知符号帧中的内插的信道估计(即时变信道)。
如果我们对接收波形进行信道匹配滤波，则系统输出成为：
b i = Σ j = 0 L - 1 h - j * y j - i - - - ( 2 )
符号*代表复数共轭运算符。令L＝4，K＝8，U＝8，并且将上式展开成矩阵形式，
b 0 b 1 b 2 b 3 b 4 b 5 b 6 b 7 = R 0 R 1 R 2 R 3 0 0 0 0 R - 1 R 0 R 1 R 2 R 3 0 0 0 R - 2 R - 1 R 0 R 1 R 2 R 3 0 0 R - 3 R - 2 R - 1 R 0 R 1 R 2 R 3 0 0 R - 3 R - 2 R - 1 R 0 R 1 R 2 R 3 0 0 R - 3 R - 2 R - 1 R 0 R 1 R 2 0 0 0 R - 3 R - 2 R - 1 R 0 R 1 0 0 0 0 R - 3 R - 2 R - 1 R 0 x 0 x 1 x 2 x 3 x 4 x 5 x 6 x 7
其中：
R i = Σ j = 0 L - 1 h j h i - j * - - - ( 3 )
应该注意，之前的矩阵方程仅涉及Un符号(即矩阵中的变量xi)。两侧的已知符号(K)的效果已被去除。还应注意，R-i＝Ri*，并且矩阵R作为信道自相关矩阵是已知的。并且，此矩阵是带状的(即矩阵的右上和左下为零，因为该信道长度仅为L抽头)。以压缩的形式重写上述矩阵方程，并且翻转两侧得到下式：
R ‾ x = b - - - ( 4 )
其中上面带横线的字母表示矩阵，其余的量为向量。
块均衡器的目标是求解向量x，并且确定Un符号的最佳估计。有若干不同的途径来求解x，诸如高斯消去、Cholesky、Bareiss、Levinson、Schur、和其他LU分解技术，这基于
Figure A20068000812000094
矩阵中是否存在对称性(即如果由于在Un帧中内插信道估计创建了时变自相关矩阵而无对称性则采用高斯消去，如果存在Hermitian对称则采用Cholesky，如果是Toeplitz矩阵则采用Bareiss或Levinson)。并且，可以使用某些迭代技术来求解x。
Figure A20068000812000095
分解将 R ‾ x = b 变换为两个分离的方程组，即：
L ‾ x l = b l 并且 U ‾ x u = b u ,
bl＝Blb并且bu＝Bub    (5)
其中
Figure A20068000812000099
是下三角矩阵，并且
Figure A200680008120000910
是上三角矩阵，并且bl和bu是通过将变换系数和
Figure A200680008120000912
应用于b以便维持与原始方程(4)的等价性而得到的下方和上方信道匹配系数(即，在方程的左侧已被变换为下对角或上对角矩阵之后，b向量(方程的右侧)也必须被变换成适当的新信道匹配系数b1和bu)。根据本发明，通过对这两个方程组执行回代算法(BSA)来求解向量x，并且当执行BSA时，x的解的值被钳位(clamp)到最近的有效星座图点，并且未钳位的值被保存，用于生成软信息。此途径显著地比计算
Figure A20068000812000101
的逆并且将上述方程乘以
Figure A20068000812000102
以求解x更有效。
首先参照图1，现在描述包括根据本发明的多个无线通信装置20的无线通信系统19。每个无线通信装置20示例性地包括无线接收机21和关联的天线22，用于通过信道(HF、VHF、UHF等)接收如上文中参照图2所讨论的具有交替的已知和未知符号部分31、32的无线信号30。装置20还包括解调器脉动阵列23，其连接到无线接收机21，用于对接收的无线信号30执行块均衡。
解调器脉动阵列23示例性地包括信道估计模块24，其用于基于已知符号部分31对每个未知符号部分32生成相应的信道估计33(即h1和h2和/或先前的(hp)和未来的(hf))。应该注意，对每个(Un，K)帧时间只需要计算一个信道估计h2或hf，因为所有其他信道估计可以事先计算并且被存储以供之后使用。信道估计模块24可以利用本领域中所公知的各种信道估计技术，例如，诸如递归最小二乘(RLS)、最小均方(LMS)估计、或者循环相关。
脉动阵列23中的下一个模块是自相关模块25，其基于信道估计33对每个未知符号部分32生成自相关矩阵
Figure A20068000812000103
(见上文中的式4)，如本领域技术人员将认可的那样。自相关模块25可以基于信道估计33以及与该信道关联的噪声方差来生成该自相关矩阵。更具体地，自相关矩阵
Figure A20068000812000104
的主对角线可以基于噪声方差而被偏移，其中该噪声方差可以是信道的已知量，也可以是使用各种已知技术而被确定的，如本领域技术人员将认可的那样。
此外，包括信道匹配滤波器模块26，其用于对未知符号部分32生成相应的信道匹配系数b(见式2)。也就是说，信道匹配滤波器模块26对y执行信道匹配滤波以获得b，如本领域技术人员将认可的那样。
解调器脉动阵列23还示例性地包括分解模块27，其用于使用
Figure A20068000812000111
分解将自相关矩阵分割成相应的上()三角自相关矩阵和下(
Figure A20068000812000113
)三角自相关矩阵，如上所述。此外，变换模块28类似地将信道匹配系数b变换成上方信道匹配系数bu和下方信道匹配系数b。(见上文中的式5)。
脉动阵列23还包括回代模块29，其基于相应的上方自相关矩阵
Figure A20068000812000114
和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000115
以及上方信道匹配系数bu和下方信道匹配系数bl确定未知符号部分32。优选地，回代模块29使用上方自相关矩阵
Figure A20068000812000116
和上方信道匹配系数bu，然后使用下方自相关矩阵
Figure A20068000812000117
和下方信道匹配系数bl求解给定的未知符号部分32中的符号，并且组合这二者(即对这二者求平均值)。当然，应该注意，如果愿意的话，求解的次序可以反过来(即，首先使用、bl求解，然后使用
Figure A20068000812000119
、bu求解)。
上述技术可以在概念上被考虑为当使用上方自相关三角矩阵求解时为“自上而下”途径，并且当使用下方自相关三角矩阵求解时为“自下而上”途径。通过对自上而下的结果和自下而上的结果取平均值，通过在判决装置中钳位到错误符号(由于噪声和/或多径和衰落引起)而在BSA中引起的误差降低。
分解模块27可以实施用于确定未知符号部分的各种技术。举例来说，这种技术可以包括高斯消去、Cholesky分解、Bareiss分解、以及Levinson分解。如上所述，还可以使用其他迭代技术，如本领域技术人员将认可的那样。
解调器脉动阵列23可以有利地在多种装置中实施，例如，诸如现场可编程门阵列(FPGA)或者专用集成电路(ASIC)。由于这种装置能提供的相对速度，解调器脉动阵列23例如有利地适用于宽度大约为5到IOMHz或者更高的宽带波形。此外，本领域技术人员将认可，解调器脉动阵列23可以有利地利用信道估计特性(即零或带状特性)以提供功率节省和/或提高多径性能(capability)和带宽。
应该注意，解调器脉动阵列23中的各模块之间的箭头总体上旨在指示模块处理操作的流程，而不是这些模块之间的数据流路径。也就是说，在所附的示意性框图和流程图中，箭头旨在总体上示出操作可能被执行的次序，以便使说明清楚。此外，还应该注意，在一些实施例中，可以以不同的次序或者并行地执行各种操作，而不是图中所示的示例性次序。例如，可以以不同的次序或者并行地执行由自相关模块25和信道匹配滤波器模块26执行的操作。
现在转向图3，在某些实施例中，无线通信装置20′将包括发射和接收部件。更具体地，发射电路示例性地包括接收要被发射的数据流的前向纠错(FEC)编码器50′、编码器下游的交织器51′、交织器下游的调制器52′，并且发射(TX)数字低通滤波器53′处于调制器的下游，如本领域技术人员将认可的那样。此外，数字上变频器54′处于发射数字低通滤波器53′的下游，无线电发射滤波器55′处于数字上变频器的下游，并且收发机56′处于无线电发射滤波器的下游，其用于经由关联的天线57′发射信号，如本领域技术人员将认可的那样。
无线通信装置20′还可以包括另外的接收机部件，其示例性地包括收发机56′下游的无线电接收(RX)滤波器58′，无线电接收滤波器下游的数字下变频器59′，以及数字下变频器下游的接收数字低通滤波器60′。解调器脉动阵列23′处于接收数字低通滤波器60′的下游，并且之后是解交织器62′，然后是解码器63′，其再现接收数据流。应该注意，上述发射或接收部件中的一个或多个例如还可以有利地与解调器脉动阵列23′被实施在同一个FPGA/ASIC上。在一些实施例中，这些部件还可以通过数字信号处理器(DSP)被实施为软件模块，如本领域技术人员将认可的那样。
另外参照图4，在无线通信装置20′的一个替换实施例中，可能希望在解调器脉动阵列23′中包括信号能量去除模块40′，用于从未知符号部分32中去除已知信号能量的量。即，已知符号部分31可能将某种能量的量引入到未知符号部分32中，特别是在其开始和结束处。由于此能量是已知的量，可以使用自相关系数从经过了信道匹配滤波的Un符号中去除该能量，如本领域技术人员将认可的那样(即，b阵列将由已知符号和适当的自相关矩阵系数进行校正)。
现在将参照图5和6描述本发明的无线通信方法方面。开始于方框70，在方框71通过信道接收包括交替的未知和已知符号部分32、31的无线信号，并且基于已知符号部分生成每个未知符号部分的相应信道估计33(方框72)。该方法还包括在方框73基于信道估计33生成自相关矩阵
Figure A20068000812000131
该处理也可以基于噪声方差来进行，如图6中的方框73′所示出，如上文所讨论的。
在方框74，对于未知符号部分32生成相应的信道匹配系数b，如上文所讨论的。此外，在方框75，自相关矩阵
Figure A20068000812000132
被分割成相应的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000133
并且还在方框76处通过上方和下方变换系数
Figure A20068000812000134
Figure A20068000812000135
将信道匹配系数b变换成bu和b1。在方框77，基于相应的上方和下方自相关矩阵的平均值以及上方和下方信道匹配系数bu、b1来确定未知符号部分32，从而结束所示的方法(方框78)。
在方框77所示的确定未知符号部分32的步骤可以包括在方框80′(图6)基于相应的上方自相关矩阵
Figure A20068000812000137
和上方信道匹配系数bu来估计未知符号部分、在方框81′基于相应的下方自相关矩阵
Figure A20068000812000138
和下方信道匹配系数b1来估计未知符号部分、以及在方框82′求每个未知符号部分的相应估计的平均值。如果需要，也可以在方框79′从未知符号部分32去除已知信号能量。
此外转向图7，现在描述无线通信装置20″的一个替换实施例。总的来说，为了提供增加的多普勒扩展性能，需要跨越多个未知符号部分32对信道估计进行内插。然而，这消除了上述的式4中的对称性，并且这种对称性的损失将另外需要使用高斯消去来进行求解。但是高斯消去需要相对高的计算复杂度，这在许多应用中是禁止的。
更特别地，当设计用于在多径衰落信道上使用的波形时，K符号的长度与波形的所需的多径性能相关  (通常为2*MAX_MULTI_PATH-1)，并且Un符号的长度通过信道的多普勒扩展(衰落率)来确定。例如，如果我们令K的长度为31个符号，则我们可以计算16个信道估计抽头。并且，如果我们令未知符号部分32的长度为256个符号，则对于具有每秒2400个符号的波形来说，可以大约每120ms(256+31/2400)一次地计算信道估计，这将允许波形在高达4Hz的多普勒扩展下工作。然而，即使在慢衰落率情况下(例如1Hz)，信道估计也不太可能在整个120ms(Un+K符号长度)中保持恒定，因而当对更高阶的调制(即16-QAM、64-QAM)进行均衡时，将由于假设了信道估计对整个120ms保持恒定而产生性能恶化。
可以通过跨越120ms的帧对信道估计进行内插而改善性能。例如，可以通过使用两端的信道估计而对16个不同的信道估计进行内插，使得每16个Un符号将有一个新的信道估计。然而，内插的一个不为人所希望的副作用是，
Figure A20068000812000141
矩阵中所存在的所有原始对称性都丢失，使得必须使用高斯消去技术来求解
Figure A20068000812000142
和
Figure A20068000812000143
分解矩阵，如上所述。并且，这种对称性的丢失显著增加求解x的计算复杂度。
在无线通信装置20中实施的上述途径有益地允许提高精确性和带宽性能，无论对称性是否存在。无线通信装置20″有益地实施一种技术，该技术可与上述途径结合使用，也可单独提供所需的多普勒扩展性能，同时对于上述式4保持对称性。同样，可以避免高斯消去，并且可以作为替代使用诸如Cholesky、Bareiss、Levinson、和其他LU分解之类的技术。
无线通信装置20″示例性地包括无线接收机21″和关联的天线22″，用于接收包括交替的已知和未知符号部分31、32的无线信号，如上文所讨论的。解调器23″连接到无线接收机21″。解调器23″可以如上所述以脉动阵列体系结构实现，但是并非需要在所有实施例中这样。举例来说，解调器23″可以以FPGA、ASIC、DSP等实现，如本领域技术人员所认可的那样。
解调器23″示例性地包括信道估计模块24″，用于基于相邻的已知符号部分31对一个或更多先前未知符号部分32和当前未知符号部分生成相应的信道估计。即，信道估计模块24″为每个连续的未知符号部分32生成信道估计，并且使用对先前未知符号部分的信道估计来确定当前未知符号部分，如以下将进一步讨论的。
自相关模块25″基于相应的信道估计对先前和当前的未知符号部分32生成自相关矩阵
Figure A20068000812000151
并且可以包括信道匹配滤波器模块26″，用于对当前未知符号部分生成信道匹配系数b(上方和下方)。解调器23″还示例性地包括用于将自相关矩阵
Figure A20068000812000152
分割成相应的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000153
的分解模块27″，并且包括用于将信道匹配系数b变换成上方和下方信道匹配系数bu和b1的变换模块28″，如上文所讨论的(即见式(5))。
在确定与每个未知符号部分32相关联的上方和下方自相关矩阵以及上方和下方信道匹配系数bu、bx时(其中bu和b1是使用当前和先前的变换系数
Figure A20068000812000155
和
Figure A20068000812000156
生成的)，
Figure A20068000812000157
和
Figure A20068000812000158
不仅由回代模块29″使用以确定当前未知符号部分，它们还被存储在存储器69″中，用于确定未来的未知符号部分。并且，变换系数
Figure A20068000812000159
和需要被存储在存储器中。即，回代模块29″基于当前和先前未知符号部分的上方和下方自相关矩阵
Figure A200680008120001511
的加权平均值以及当前未知符号部分的上方和下方信道匹配系数bu和b1来确定当前未知符号部分32(其中通过应用当前和先前的和
Figure A200680008120001513
变换系数矩阵的加权平均值来将当前b变换为上方和下方信道匹配系数bu和b1)。换言之，解调器23″从而有益地使用基于恒定信道的信道估计33来简化分解和变换计算。然而，通过使用来自当前和先前的未知符号部分32的上方和下方自相关矩阵
Figure A200680008120001514
以及上方和下方变换系数矩阵
Figure A200680008120001515
和
Figure A200680008120001516
的加权平均值，仍然可以解决信道的非恒定特性，使得仍然可以实现期望的精确度。
举例来说，例如可以基于相应信道估计33对未知符号部分的接近度(proximity)对当前和先前未知符号部分32的上方和下方自相关矩阵以及上方和下方变换系数矩阵
Figure A200680008120001518
和
Figure A200680008120001519
进行加权。用于内插的典型方法是使用Wiener滤波器(例如见Simon Haykin所著的Adaptive Filter Theory，Prentice Hall，第三版，1995年12月27日)，或者标准采样速率转换内插。近似度的效果显示出优势，因为更接近所需内插信道估计的信道估计将比更远离的信道估计被更重地加权。更远离的信道估计被加权多少取决于信道估计是对衰落信道还是固定信道进行的内插。如果信道不变化，所需的内插方案将是对所有信道估计等同地进行平均，但是如果信道快速变化，则优选地对最接近的信道估计进行更重的加权。
此外，当前未知符号部分32中的每个符号可以具有多个离散值中的一个，并且回代模块可以为当前未知符号部分32内的符号确定最近的离散值(即钳位到诸如2-PSK、4-PSK等等之类的符号字母表(symbol alphabet)中的最近的符号值)。换言之，对当前未知数据部分32的符号估计被钳位，用于BSA处理中的其余部分，而未钳位的值被存储在存储器69″中，用于诸如FEC的软判决之类的未来的计算。如上文所讨论的，解调器23″还可以包括信号能量去除模块(未示出)，用于从未知符号部分32中去除与已知信号部分相关联的已知的信号能量的量。
在一些实施例中，信道估计模块24″还可以以与如上讨论的相同方式为未来的未知符号部分生成信道估计。同样，自相关模块25″可以类似地为(一个或多个)未来的未知符号部分生成自相关矩阵
Figure A20068000812000161
其中该未来的未知符号部分的自相关矩阵被变换成矩阵
Figure A20068000812000163
如上所讨论。以类似的方式，变换模块将确定用于未来的部分的上方和下方变换系数矩阵
Figure A20068000812000164
和，然后创建当前/先前/未来变换系数矩阵的加权平均值，以将b变换成上方和下方信道匹配系数bu和b1。因此，回代模块29″可以基于(一个或多个)未来的未知符号部分的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000166
以及先前和当前的符号部分的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000167
来确定当前未知符号部分。
在又一个实施例中，回代模块29″可以基于(一个或多个)未来的未知符号部分的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000168
而不使用先前符号部分的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000169
来确定当前的未知符号部分。然而应该注意，使用未来的未知/已知符号部分可能需要额外的缓冲和延迟，因此系统需求将决定是否能够使用未来的模块。
现在将参照图8描述可由无线通信装置20″执行的本发明的无线通信方法方面。开始于方框80″，在方框81″处，接收包含交替的已知和未知符号部分31、32的无线信号，并且在方框82″处，基于相邻的已知符号部分生成用于一个或更多先前和/或未来未知符号部分以及当前未知符号部分的相应信道估计33，如上文所讨论。此外，在方框83″处，基于相应的信道估计对先前和当前未知符号部分32生成自相关矩阵
Figure A20068000812000171
，并且对当前未知符号部分生成相应的信道匹配系数b(方框84″)。
该方法可以进一步包括在方框85″处将自相关矩阵
Figure A20068000812000172
分割为相应的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000173
并且在方框86″处计算用于在BSA算法之前将b变换为上方和下方向量bu、b1的变换系数
Figure A20068000812000174
。然后，在方框87″处，基于当前和先前的未知符号部分的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000175
的加权平均值以及当前的未知符号部分的上方和下方信道匹配系数bu和b1来确定当前未知符号部分32，如上文所讨论，从而完成所示例的方法(方框88″)。
现在参照图9来描述其他方法方面。更具体地，如上文所讨论的，在方框89”’处，在生成信道匹配系数33之前执行从未知符号部分32中去除已知信号能量的量的步骤。此外，如上文还提到的，当前未知符号部分的确定可以包括基于相应信道估计与未知符号部分的接近度而对当前和先前的未知符号部分32的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000176
以及上方和下方变换系数矩阵
Figure A20068000812000177
和
Figure A20068000812000178
进行加权(方框90”’)。此外，如上文所进一步提到的，在方框91”’处，可以将当前未知符号部分32中的每个符号确定(即钳位)到最近的离散值。应该注意，如方框82”’、83”’、84”’、和90”’中所示，除了先前的未知符号部分的之外，还可以使用未来的未知符号部分的上方和下方自相关矩阵
Figure A20068000812000179
以及上方和下方变换系数矩阵和
Figure A200680008120001711
如上所述。
为了在某些应用中提供进一步的精确度，可以按照前向方向和后向方向来执行该应用中所用的特定的BSA，以计算未知符号的两个不同的估计。未知符号估计是BSA所计算的未知符号的实际值。该值被存储供末尾时使用，但是被钳位到最近的有效符号星座图点，以继续BSA算法，如上文所提到的。然后可以取前向和后向未知符号估计的平均，供解调处理的后续步骤使用，这将被本领域技术人员所认可。

Claims (10)

1.一种无线通信装置，包括：
无线接收机，其用于通过信道接收包含交替的已知和未知符号部分的无线信号；以及
连接到所述无线接收机的解调器脉动阵列，该解调器脉动阵列包括：
信道估计模块，其用于基于已知符号部分对每个未知符号部分生成相应的信道估计，
自相关模块，其用于基于信道估计来生成自相关矩阵，
信道匹配滤波器模块，其用于对未知符号部分生成相应的信道匹配系数，
分解模块，其用于将自相关矩阵分割成相应的上方自相关矩阵和下方自相关矩阵；
变换模块，其用于将信道匹配系数变换成上方信道匹配系数和下方信道匹配系数，以及
回代模块，其用于通过基于相应的上方自相关矩阵和上方信道匹配系数来估计未知符号部分、基于相应的下方自相关矩阵和下方信道匹配系数来估计未知符号部分、并且组合对每一个未知符号部分的相应估计，从而确定未知符号部分。
2.如权利要求1所述的无线通信装置，其中所述回代模块对每个未知符号部分的相应估计取平均值。
3.如权利要求1所述的无线通信装置，其中所述自相关模块基于信道估计和与信道关联的噪声方差而生成自相关矩阵。
4.如权利要求1所述的无线通信装置，其中所述解调器脉动阵列还包括信号能量去除模块，其用于从未知符号部分中去除已知信号能量的量。
5.如权利要求1所述的无线通信装置，其中所述分解模块至少基于高斯消去、Cholesky分解、Bareiss分解、Levinson分解、以及Schur分解中之一而将自相关矩阵分割为相应的上方和下方自相关矩阵。
6.如权利要求1所述的无线通信装置，其中所述解调器脉动阵列至少包括现场可编程门阵列(FPGA)和专用集成电路(ASIC)中之一。
7.一种无线通信方法，包括：
通过信道接收包含交替的已知和未知符号部分的无线信号；
基于已知符号部分对每个未知符号部分生成相应的信道估计；
基于信道估计生成自相关矩阵；
为未知符号部分生成相应的信道匹配系数；
将自相关矩阵分割成相应的上方自相关矩阵和下方自相关矩阵；
将信道匹配系数变换成上方信道匹配系数和下方信道匹配系数；以及
通过基于相应的上方自相关矩阵和上方信道匹配系数来估计未知符号部分、基于相应的下方自相关矩阵和下方信道匹配系数来估计未知符号部分、并且组合对每一个未知符号部分的相应估计，从而确定未知符号部分。
8.如权利要求7所述的无线通信方法，其中所述组合的步骤包括对每个未知符号部分的相应估计取平均值。
9.如权利要求7所述的无线通信方法，其中所述生成自相关矩阵的步骤包括基于信道估计和与信道关联的噪声方差生成自相关矩阵。
10.如权利要求7所述的无线通信方法，还包括在生成信道匹配系数之前从接收到的信号中去除已知信号能量的量。
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