CN101989966A - 基于ldlh矩阵分解的“限带”块mmse均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于LDL^H矩阵分解的“限带”块MMSE均衡方法，将基于DFLC-SFC码字的协同通信系统模型简化为等价的限带系统模型，得到等效信道矩阵，再对等效信道矩阵进行限带等一系列处理之后得到最终的均衡结果。本发明提供的方法能够保持满协作分集增益，且在实际的SNR范围内，具有较好的系统性能；相比较于传统的线性均衡方法，如ZF均衡和MMSE均衡，本发明方法具有较低的计算杂度；同时，本发明方法适用于任意基于时频变换域的通信系统，仅要求该通信系统的最终接收表达式中的等效通信矩阵的能量能够相对集中，即要求总能量主要分布在集中于等效信道矩阵的主对角线附近区域内。

Description

基于LDLH矩阵分解的“限带”块MMSE均衡方法

技术领域

本发明涉及移动通信中的均衡技术领域，尤其涉及一种应用于协同通信系统的基于分布式频域线性卷积码(distributed frequency-domain linear convolutive space-frequencycodes，简称DFLC-SFC)的线性均衡方法。

背景技术

协同通信作为移动通信领域中的一项新兴技术已经引起了广泛的研究兴趣。协同通信的基本思想是在多用户的场景中，多个单天线的收发器能够共享彼此之间的天线来形成一个“虚拟天线阵列”；而那些已经研究成熟的传统多输入多输出(multiple-inputmultiple-output，简称MIMO)技术，如空时编码(space-time coding，简称STC)技术，可以被推广到分布式环境来获得潜在的协同分集增益。

近来，有相关文献提出了一类新的分布式码字——分布式频域线性卷积空频码(distributed frequency-domain linear convolutive space-frequency codes，简称DFLC-SFC)；同时，文献中的相关定理证明了在只利用线性接收机的情况下，如迫零(zero forcing，简称ZF)和最小均方误差(minimum mean square error，简称MMSE)接收机，这类分布式码字能够获得满协同分集增益。众所周知，多个载波频率偏移(multiple carrier frequency offsets，简称MCFOs)的存在是由于协作通信系统中各中继结点的晶振不匹配造成的。不同于传统的MIMO系统，协作通信系统中MCFOs的存在将使得直接的载波频率偏移(carrier frequency offsets，简称CFO)补偿变得困难，同时将造成载波间干扰(intercarrier interference，简称ICI)效应。因此，需要在这样的协同通信系统中寻求克服ICI效应的有效且快速的均衡方法。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明针对基于DFLC-SFC码字的协同通信系统，提供一种基于LDL^H矩阵分解的“限带”块MMSE均衡方法，具有较低的计算复杂度，且能够满足系统的性能要求。

技术方案：为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：

一种基于LDL^H矩阵分解的“限带”块MMSE均衡方法，其特征在于：所述均衡方法包括如下步骤：

(1)将基于DFLC-SFC码字的协同通信系统模型简化为等价的限带系统模型，得到等效信道矩阵；

(2)根据步骤(1)中的到的等效信道矩阵，构造简化的限带信道矩阵；

(3)利用步骤(2)中得到的限带信道矩阵，构造基于MMSE均衡的限带矩阵；

(4)将步骤(3)中得到的基于MMSE均衡的限带矩阵进行LDL^H快速矩阵分解；

(5)利用步骤(4)中的分解结果和目的结点处的接受矢量，求解简化的串联系统的相应输出；

(6)将步骤(2)中得到的等效信道矩阵与步骤(5)中得到的输出结果相乘，得到最终的均衡结果。

所述步骤(2)中，限带信道矩阵为等效信道矩阵与掩码矩阵的乘积，所述掩码矩阵为一种“0-1”矩阵T(Q，M)，其中Q和M为矩阵T的构造参数；Q是对应单个中继结点的等效信道矩阵有效分量的上/下对角线条数，M是步骤(1)中协同通信系统所采用的生成多项式的阶数。

有益效果：本发明提供的一种基于LDL^H矩阵分解的“限带”块MMSE均衡方法，基于DFLC-SFC码字的协同通信系统，能够保持满协作分集增益，且在实际的信噪比(signal to noise ratio，简称SNR)范围内，具有较好的系统性能；相比较于传统的线性均衡方法，如ZF均衡和MMSE均衡，本发明方法具有较低的计算杂度；同时，本发明方法适用于任意基于时频变换域的通信系统，仅要求该通信系统的最终接收表达式中的等效通信矩阵的能量能够相对集中，即要求总能量主要分布在集中于等效信道矩阵的主对角线附近区域内。

附图说明

图1为基于DFLC-SFC码字的协同通信系统模型结构示意图；

图2为限带信道矩阵

中有效分量的结构示意图；

图3为限带信道矩阵

中有效分量的结构示意图；

图4为本发明方法的实现流程示意图；

图5为本发明方法实现装置结构示意图。

具体实施方式

下面结合实例对本实用新型作更进一步的说明。

假设信道传输的数据块长度为N，编码矢量两端插入的零矢量长度为D，根据图1所示的基于DFLC-SFC码字的协同通信系统模型结构示意图，经过FFT处理后得到由时域转化到频域的接收信号表达式如式1所示：

$y=\mathrm{Fr}=\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{h}_r\mathrm{FE}\left({\mathrm{\φ}}_r\right)F^H{\stackrel{\‾}{x}}_r+n$ 式1

$=\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{H}_r{\stackrel{\‾}{x}}_r+n$

其中，y为N×1的频域接收矢量，r为N×1的时域接收矢量，n为N×1的频域加性高斯白噪声矢量，即有n＝Fw；H_r@h_rFE(φ_r)F^H为对应中继结点r且受到CFO影响的中继链路等效信道矩阵，其维度是N×N，F为N×N的归一化DFT矩阵；

为N×1的完整频域矢量。

首先，对应每条中继链路的信道矩阵H_r进行分析。定义ICI矩阵T_r(@FE(φ_r)F^H，则有H_r＝h_rT_r，有此可以发现H_r与T_r有着相同的特性，故只需分析T_r即可。根据T_r的定义可以归纳出如下两个基本特性：第一，该矩阵是循环矩阵，且有‖T_r‖²＝N；第二，根据矩阵内各元素的绝对值大小，该矩阵可被近似为带状矩阵。结合以上两个特性并经进一步分析可以得出，T_r中的有效分量除了分布在主对角线和部分相邻的次对角线上，还分布在平行于主对角线且阶数为Q的上三角矩阵和下三角矩阵上。根据上述关于T_r循环限带属性的分析，可以定义一个新的ICI矩阵

来代替T_r，其关系如式2所示：

式2

其中

称为T_r的限带矩阵；由此，定义H_r的限带矩阵为

则

的结构如图2所示，其中色带部分表示该矩阵中有效分量的分布范围，空白部分近似为零。

其次，考虑在x_r两端插入的全零矢量的作用。考虑到T_r的循环带状特性，插入全零矢量可以屏蔽掉T_r的两个三角子矩阵中有效分量对译码结果的干扰影响。

为了简化系统模型的处理，可以将

两端插入的零矢量转化为s两端的空符号，如式3所示：

${\stackrel{\‾}{x}}_r={\stackrel{\‾}{G}}_r\stackrel{\‾}{s}$ 式3

其中为对应中继结点r且维度为N×(N-(M-1))的扩展生成矩阵，

为源扩展矢量，即

将式3带入式1可以得到式4如下：

$y=\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{H}_r{\stackrel{\‾}{G}}_r\stackrel{\‾}{s}+n=\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{H}_r\%\stackrel{\‾}{s}+n$ 式4

定义

为对应中继结点r的等效中继链路信道矩阵，其维度为N×(N-(M-1))。考虑

的限带矩阵，将

继续推导如式5：

$y=\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{H}_r{\stackrel{\‾}{G}}_r\stackrel{\‾}{s}+n=\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{H}_r\%\stackrel{\‾}{s}+n$ 式5

定义

根据选定移位形式的g_r以及相应的

可以发现J_r是由T_r中第r列至第N-M+r列构成，即J_r＝T_r(：，r：N-M+r)；进一步，根据式2中关于T_r的限带矩阵

可以相应地给出J_r的限带矩阵

即有关于J_r的限带表达式

成立。根据J_r的定义及相关分析，相应的也有表达式

成立。

进一步定义

则可得式6所示的表达式：

$y=H\%\stackrel{\‾}{s}+n$ 式6

根据类似分析可得，其限带矩阵

中有效分量所分布的位置是

中有效分量所分布位置的全体集合。具体来说，

不是典型的方阵，而是一个“高矩阵”，即行数与列数之差为M-1；其限带矩阵

中非零分量所在的上对角线条数仍是Q条，而下对角线条数变为Q+M-1条；此外，在平行于主对角线的两个上/下对角，其非零分量仍然分别占据着阶数为Q的上三角矩阵和下三角矩阵。

考虑去除掉两端的零矢量，即去除掉

两端的空符号，则可以得到式7：

y_s@y(D+1：N-D-M+1)

$H_s\%@H\%(D+1:N-D-M+1,D+1:N-D-M+1)$ 式7

n_s@n(D+1：N-D-M+1)

故可得到式8：

$y_s=H_s\%s+n_s$ 式8

其中，为对应s的等效信道矩阵。同样地，假定

的限带矩阵为则中有效分量只分布在主对角线以及相邻的Q条上对角线和Q+M-1条下对角线上。

的结构如图3所示，其中色带部分表示该矩阵中有效分量的分布范围，空白部分近似为零。

将等效信道矩阵

进行限带操作，得到对应的限带信道矩阵，如式9所示：

${\hat{H}}_s=H_s\%\mathrm{oT}(Q,M)$ 式9

其中，T(Q，M)是一类特殊的“0-1”矩阵，Q和M为矩阵T的构造参数；这类矩阵的构造思想是用来区分

的有效分量，即除了

的主对角线，Q条上对角线和Q+M-1条下对角线上矩阵元素为“1”外，其余位置均为“0”。根据上述说明，T(Q，M)也被称为对应的“掩码矩阵”。

利用上述限带矩阵

构造基于MMSE均衡的限带矩阵，如式10所示：

$Z={\hat{H}}_s{{\hat{H}}_s}^H+{\mathrm{\γ}}^{-1}{I}_L$ 式10

其中，γ是对应中继链路信道的SNR，针对上述结果实施“限带”的LDL^H快速矩阵分解算法，得到式11：

Z＝LDL^H                            式11

其中，D是对角矩阵，L是下三角矩阵，且下带宽为2Q+M-1。求解系统Zd＝y_s，针对这个求解可以分式12、式13和式14三步进行计算：

Lf＝y_s                             式12

Dg＝f                              式13

L^Hd＝g                             式14

根据上述计算结果，可以得到最终的均衡结果，如式15所示：

$\hat{s}={{\hat{H}}_s}^{H}d$ 式15

根据上述实例的描述，可以得到如图4所示的方法流程示意图，其整个的实现过程可以采用图5所示的装置实现，该装置包括位乘法运算装置、共轭转置装置、矩阵乘法运算装置、标量乘法运算装置、矩阵加法运算装置、LDL^H矩阵分解装置、三角系统求解装置、对角系统求解装置、限带系统求解装置。其中，位乘法运算装置完成式9的计算处理，共轭转置装置、矩阵乘法运算装置、标量乘法运算装置以及矩阵加法运算装置完成式10的计算处理，LDL^H矩阵分解装置完成式11的计算处理，三角系统求解装置完成式12的计算处理，对角系统求解装置完成式13的计算处理，三角系统求解装置以及共轭转置装置完成式14的计算处理，限带系统求解装置完成式15的计算处理，并最终得到该均衡方法的输出。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (2)

1.一种基于LDL^H矩阵分解的“限带”块MMSE均衡方法，其特征在于：所述均衡方法包括如下步骤：

(1)将基于DFLC-SFC码字的协同通信系统模型简化为等价的限带系统模型，得到等效信道矩阵；

(2)根据步骤(1)中的到的等效信道矩阵，构造简化的限带信道矩阵；

(3)利用步骤(2)中得到的限带信道矩阵，构造基于MMSE均衡的限带矩阵；

(4)将步骤(3)中得到的基于MMSE均衡的限带矩阵进行LDL^H快速矩阵分解；

(5)利用步骤(4)中的分解结果和目的结点处的接收矢量，求解简化的串联系统的相应输出；

(6)将步骤(2)中得到的等效信道矩阵与步骤(5)中得到的输出结果相乘，得到最终的均衡结果。

2.根据权利要求1所述的基于LDL^H矩阵分解的“限带”块MMSE均衡方法，其特征在于：所述步骤(2)中，限带信道矩阵为等效信道矩阵与掩码矩阵的乘积，所述掩码矩阵为一种“0-1”矩阵T(Q，M)，其中Q和M为矩阵T的构造参数；Q是对应单个中继结点的等效信道矩阵有效分量的上/下对角线条数，M是步骤(1)中协同通信系统所采用的生成多项式的阶数。

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