CN101594207A - 一种通过空时编码操作传输数据的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种通过空时编码操作传输数据的方法，该方法包括：根据当前的信道条件计算多个等效信道相关矩阵中每个等效信道相关矩阵的各信号功率元素值和各干扰功率元素值；根据所述信号功率元素值和所述干扰功率元素值，选择一个满足设定条件的等效信道相关矩阵；利用选择的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵对待发送的数据执行空时编码操作后发送。通过本发明，在信噪比一定的情况下，降低了MIMO传输系统的误码率。本发明公开了一种通过空时编码操作传输数据的装置。

Description

一种通过空时编码操作传输数据的方法和装置

技术领域

本发明涉及通信领域的数据传输技术，尤其涉及一种在多输入多输出(Multi Input Multi Output，MIMO)系统中通过空时编码操作传输数据的方法和装置。

背景技术

MIMO技术是现代通信技术中的一个重要技术，通过MIMO技术可以在通信系统的发送端和接收端分别安装多个天线，利用各天线之间独立的多径衰落来提高系统的容量和可靠性。

在MIMO系统的发送端传输数据时要执行以下两个步骤：

步骤一、利用传统的编码调制技术，对源数据进行信道编码，并对信道编码后的数据进行调制。

步骤二、对调制后的数据进行空时编码操作后发送。

在上述步骤中，只要收、发天线的数目一定，就利用一个固定的空时编码矩阵对调制后的数据执行空时编码操作。确定了固定的空时编码矩阵之后，可以通过计算确定与该空时编码矩阵对应的等效信道相关矩阵。这里所说的等效信道相关矩阵可以表示承载数据的各信道的当前状态，等效信道相关矩阵中的对角线元素可以表示信号功率元素，非对角线元素可以表示干扰功率元素。

由于进行空时编码操作的空时编码矩阵是固定的，因此对应的等效信道相关矩阵也就固定了。在不同信道条件下，针对该固定的等效信道相关矩阵计算出的各信道之间的干扰功率是不同的，在某些瞬时信道条件下，计算得到的干扰功率可能较大，导致在信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)一定的情况下，系统的误码率(Bit error ratio，BER)较大。

发明内容

本发明实施例提供一种通过空时编码操作传输数据的方法和装置，以解决在MIMO系统中，利用固定的空时编码矩阵对数据进行空时编码操作时，由于瞬时信道条件的差异，导致在信噪比一定的情况下，系统的误码率可能较大的问题。

一种通过空时编码操作传输数据的方法，该方法包括：

根据当前的信道条件计算多个等效信道相关矩阵中每个等效信道相关矩阵的各信号功率元素值和各干扰功率元素值；

根据所述信号功率元素值和所述干扰功率元素值，选择一个满足设定条件的等效信道相关矩阵；

利用选择的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵对待发送的数据执行空时编码操作后发送。

一种通过空时编码操作传输数据的装置，该装置包括：

功率计算模块，用于根据当前的信道条件，计算多个等效信道相关矩阵中每个等效信道相关矩阵的各信号功率元素值和各干扰功率元素值；

选择模块，用于根据所述信号功率元素值和所述干扰功率元素值，选择一个满足设定条件的等效信道相关矩阵；

发送模块，用于利用选择的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵对待发送的数据执行空时编码操作后发送。

本发明根据当前的信道条件，自适应选择信号功率元素值和干扰功率元素值合适的一个空时编码矩阵，利用选择的空时编码矩阵对数据进行空时编码操作后的发送的方案，在信噪比一定的情况下，尽可能地降低了MIMO传输系统的误码率。

附图说明

图1为本发明实施例一中通过空时编码操作传输数据的方法步骤流程示意图；

图2为仿真实例一中误码率随信噪比变化的对比示意图；

图3为仿真实例二中误码率随信噪比变化的对比示意图；

图4(a)和图4(b)为本发明实施例二中通过空时编码操作传输数据的装置结构示意图。

具体实施方式

为了实现本发明目的，预先设置由多个空时编码矩阵组成的矩阵组，计算获得每个空时编码矩阵对应的等效信道相关矩阵，根据瞬时信道条件确定各等效信道相关矩阵中的信号功率元素值和干扰功率元素值，自适应选择一个合适的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵进行空时编码操作，在信噪比一定的情况下，一定程度上可以降低MIMO传输系统的误码率。

在本发明实施例中，等效信道相关矩阵中的对角线元素表示信号功率元素，此对角线元素值的平方表示其所表示的信号功率元素的元素值；非对角线元素表示干扰功率元素，某一个非对角线元素值的平方等于该非对角线元素表示的干扰功率元素的元素值。

下面结合说明书附图及具体实施例详细描述本发明方案。

如图1所示，为本发明实施例一中在MIMO系统中通过空时编码操作传输数据的方法步骤流程示意图，从图中可以看出，该方法包括以下步骤：

步骤101：预先设置多个等效信道相关矩阵。

设置的多个等效信道相关矩阵是通过对多个空时编码矩阵进行操作获得的。

这里的空时编码矩阵组成了矩阵组，下面以发射天线数为4、传输速率为1的空时编码矩阵为例说明矩阵组的组成方法：

发射天线数为4且传输速率为1，意思是在4个符号周期内要传输4个符号。根据线性扩散码的原理，将这4个复数符号的实虚部拆分后得到8个实数符号，利用8个不同的基矩阵对这8个实数符号进行加权求和即可得到一个空时编码矩阵。假如能够选择的基矩阵总个数为32个(32个合适的基矩阵可以对32个实数进行加权求和得到任意的4×4的复数矩阵)，则可以从32个基矩阵中任取8个，存在P₃₂ ⁸种方案，理论上可以得到P₃₂ ⁸个空时编码矩阵。但这P₃₂ ⁸个空时编码矩阵不一定要全部作为矩阵组中的矩阵，为了减少计算量，可以对这P₃₂ ⁸个空时编码矩阵按照一定的条件预先进行选择，保留部分空时编码矩阵作为矩阵组中的矩阵。

步骤102：根据当前的瞬时信道条件计算等效信道相关矩阵中的元素，获得信号功率元素值和干扰功率元素值。

在本发明实施例中可以根据信道衰落系数来计算等效信道相关矩阵中的元素，也可以根据信道衰落系数和信噪比来计算等效信道相关矩阵中的元素，还可以根据其他的信道条件中的参数进行计算。

在本步骤中，可以对每一个获得的等效信道相关矩阵进行计算，确定其中的元素，也可以根据实际情况，选择部分等效信道相关矩阵，计算选择的等效信道相关矩阵中的元素。

步骤103：根据所述信号功率元素值和所述干扰功率元素值，选择一个满足设定条件的等效信道相关矩阵。

本步骤是根据当前的瞬时信道条件计算出等效信道相关矩阵中每一行的信号功率元素值和干扰功率元素值后，从中确定信号功率元素值和干扰功率元素值满足设定条件的一个或多个等效信道相关矩阵，若确定出的满足设定条件的等效信道相关矩阵有多个，则可以从中选择一个，将选择的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵作为执行空时编码操作时使用的空时编码矩阵。

步骤104：利用选择的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵对待发送的数据执行空时编码操作后发送。

在步骤101中，根据本发明思想，是将P₃₂ ⁸种可能性中的部分空时编码矩阵作为矩阵组中的矩阵，按照一定的条件确定这部分空时编码矩阵的方法可以用以下例子来说明。

利用所选的8个基矩阵可计算得到P₃₂ ⁸个空时编码矩阵分别对应的等效信道相关矩阵，观察每个等效信道相关矩阵中信号功率元素和干扰功率元素的排列位置，使得非零干扰功率的对应元素在挑选出的每个等效信道相关矩阵中的排列位置相同。例如，挑选出的等效信道相关矩阵都具有公式(1)所示的形式，将挑选出的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵作为矩阵组中的矩阵。

${\tilde{H}}_c=\left[\begin{array}{cccccccc}t& a& & & & & & \\ a& t& & & & & & \\ & & t& a& & & & \\ & & a& t& & & & \\ & & & & t& a& & \\ & & & & a& t& & \\ & & & & & & t& a\\ & & & & & & a& t\end{array}\right]---\left(1\right)$

在公式(1)中，

表示等效信道相关矩阵，对角元素t表示等效信道相关矩阵一行中的信号功率元素；非对角元素a表示同一行中的干扰功率元素。公式(1)中每行的干扰功率元素(非对角线元素)相同，并且得到的每一个2×2分块矩阵形式相同，等效信道相关矩阵

与其转置

相同。本发明实施例一中不限于2×2分块矩阵这种形式，挑选出的等效信道相关矩阵中的分块矩阵可以是n×n的形式，其中n≥1。

通过上述方法设置出矩阵组后，由于矩阵组中每一个空时编码矩阵对应的等效信道相关矩阵的结构类似，因此可以在多次发送数据时采用相同的编码方式，接收端只要支持相应的同一种解码操作即可，而不必全部支持每一种发送端可能采用的编码方式对应的解码操作。

为了使编码的性能进一步提高，还可以尽量选择干扰功率很小甚至干扰功率元素值为零的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵。例如，采用2根发射天线时，Alamouti编码的等效信道相关矩阵是对角阵，干扰功率元素值全部为零，但在其他条件下，不一定存在干扰功率元素值全为零的等效信道相关矩阵，因此，选择的等效信道相关矩阵中非零干扰功率对应的元素个数尽量少。

在步骤103中，获得满足设定条件的等效信道相关矩阵的方法包括但不限于以下两种方法：

第一种方法：确定各等效信道相关矩阵的信干比，选择信干比不小于第一门限值的矩阵，在这里的信干比是指：一个等效信道相关矩阵中各对角线元素的和与各非对角元素绝对值的和之比。由于非对角元素值的平方等于干扰功率元素值，因此，所述信干比也可以是指：一个等效信道相关矩阵中各信号功率元素值的和与各干扰功率元素值的和之比。信干比的计算方式不同采用的第一门限值也可以相应的改变。

另外，若存在多个等效信道相关矩阵的信干比不小于第一门限值，则可以任意选择其中一个等效信道相关矩阵，也可以选择信干比最大的等效信道相关矩阵。

对于同一个等效信道相关矩阵而言，虽然利用对角线元素的和与非对角元素绝对值的和之比得到的信干比与利用信号功率元素值的和与干扰功率元素值的和之比得到的信干比在数值上不同，但是对于多个等效信道相关矩阵而言，只要等效信道之间采用相同的信干比计算方法，在按照信干比由小至大的顺序排列时，不论以哪种方式获得信干比，矩阵之间排列的顺序都相同。

这种情况适用于任意的等效信道相关矩阵中，每个矩阵的对角线元素可以相同也可以不相同的情况，并且一个等效信道相关矩阵中的多个对角线元素之间可以相同也可以不相同。

例如：一组空时编码矩阵对应的等效信道相关矩阵为如下的

和，则可以通过分别确定

和

的信干比来选择合适的等效信道相关矩阵。

第二种方法是第一种方法的特例，本方法的前提是步骤101中获得的多个等效信道相关矩阵之间，非零干扰功率的对应元素的排列位置相同，本方法包括以下三步：1、从获得的多个等效信道相关矩阵中确定第一矩阵组，该第一矩阵组中任意两个等效信道相关矩阵之间，每行的信号功率元素值相同；2、从所述第一矩阵组中进一步确定第二矩阵组，该第二矩阵组中任意一个等效信道相关矩阵中每行的信号功率元素值相同；3、从所述第二矩阵组中选择一个干扰功率元素值之和不大于第二门限值的等效信道相关矩阵。例如：等效信道相关矩阵为如下的

和

，其对角线中的元素都是t，非零干扰功率在和

中的位置相同，则从中选择每行中干扰功率绝对值的和不大于第二门限值的矩阵。由于在这种情况下的等效信道相关矩阵存在对称性，因此第一行非对角线元素的绝对值的和与其他行相同，所以只需要计算一行非对角线元素的绝对值的和。由于可能存在多个每行中干扰功率绝对值的和不大于第二门限值的等效信道相关矩阵，因此，可以从中任意选择一个，也可以选择每行中干扰功率绝对值的和最小的矩阵。

在第一种和第二种获得满足设定条件的等效信道相关矩阵的方法中涉及了第一门限值和第二门限值，这两个值的确定方法包括但不限于：根据经验值确定、根据当前的信道条件确定或其他可能的确定方法。

在步骤101中需要通过空时编码矩阵确定出设置的等效信道相关矩阵，具体的确定过程如下：

任何一种空时编码矩阵都可以归结为线性离散码(LDC)的一种特例，LDC的码字构成方法可以通过公式(2)表示如下：

$S=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}({x_q}^R{A}_q+{x_q}^I{B}_q)---\left(2\right)$

其中：x_q＝x_q ^R+jx_q ^I是由2m个比特数据调制后的符号(m为构成一个调制后的符号的比特个数的一半)，()^R和()^I分别表示一个符号的实部和虚部，A_q，B_q被称作离散矩阵，均是维度为N_t×T的矩阵，N_t表示发射天线数，T是传输这个编码块的过程中所用的符号周期，Q表示码字矩阵中所包含的调制符号的个数。对于给定的天线数，LDC码字的设计与T，Q和离散矩阵{A_q，B_q}的选择有很大的关系。

具体地，LDC系统模型可以描述为公式(3)的形式：

$R=\sqrt{\frac{\mathrm{\ρ}}{N_t}}\mathrm{HS}+V---\left(3\right)$

其中，H表示N_r×N_t维的信道矩阵(N_r表示接收天线数，N_t表示发射天线数)，S表示公式(2)中生成的N_t×T维的空时编码矩阵，V和R分别为N_r×T维的矩阵，其元素表征了每根接收天线在每个符号周期的接收信号和噪声。R、H、S、V均为复数矩阵，其中每一个元素都是复数。ρ表示接收天线上的信噪比。

通过维度扩展，可以将公式(3)中复数形式的系统模型转化为公式(4)所示的实数形式的系统模型：

$\tilde{r}=\sqrt{\frac{\mathrm{\ρ}}{N_t}}\tilde{H}\tilde{x}+\widetilde{\mathrm{\η}}---\left(4\right)$

其中：

$\tilde{r}=\left[\begin{array}{c}{\left[R^R\right]}_1\\ {\left[R^I\right]}_1\\ .\\ .\\ .\\ {\left[R^R\right]}_T\\ {\left[R^I\right]}_T\end{array}\right],$ $\tilde{x}=\left[\begin{array}{c}{x_1}^R\\ {x_1}^I\\ .\\ .\\ .\\ {x_Q}^R\\ {x_Q}^I\end{array}\right],$ $\widetilde{\mathrm{\η}}=\left[\begin{array}{c}{\left[V^R\right]}_1\\ {\left[V^I\right]}_1\\ .\\ .\\ .\\ {\left[V^R\right]}_T\\ {\left[V^I\right]}_T\end{array}\right],$

上角标R和I表示对矩阵取实数和取虚数，[R^R]_n，[R^I]_n，[V^R]_n，[V^I]_n分别代表R^R，R^I，V^R，V^I的第n列。而的表达式中 $A_q=\left[\begin{array}{cc}{A}_q^R& A_q^I\\ -A_q^I& A_q^R\end{array}\right],$ $B_q=\left[\begin{array}{cc}{B}_q^R& B_q^I\\ -B_q^I& B_q^R\end{array}\right],$ h _n＝[(H^R)_n(H^I)_n]，(H^R)_n，(H^I)_n分别代表H_R，H_I的第n行。

公式(4)中

可以称为”等效信号项”，它是一个实数列向量，是将调制后的符号的实部与虚部进行拆分后，将其按序在列方向上交替排列而构成。也是一个实数列向量，表征等效接收信号。

表示等效的噪声矢量。而

是等效系统模型中的“等效信道矩阵”，等效信道矩阵中体现着瞬时的信道信息和空时编码矩阵的离散状态信息。

通过公式(4)式可知，空时编码的相关信息从空时编码矩阵S中转移到了

中。即空时编码矩阵S的形式与

的形式一一对应，通过分析的特征可以得到空时编码的相关特征。

接收端译码时，需要先经过匹配滤波器H^T，则：

公式(5)中的

是等效信号项，

矩阵就是等效信道相关矩阵，其中的对角线元素表征信号功率的幅值，即有效信号的幅值，而非对角线元素则代表干扰功率的幅值。等效信号项中对应每个实数符号的信道增益可以通过

体现出来。

下面通过两个仿真实例说明利用本发明实施例一的方法与传统的方法相比，在信噪比一定的情况下，误码率的差异。

仿真实例一：

在本仿真实例一中，设定发射天线数Nt＝4，接收天线数Nr＝1，编码块符号周期T＝4，空时编码矩阵为4×4的矩阵。调制后的符号的实部与虚部进行拆分后得到：x₁ ^R、x₁ ^I、x₂ ^R、x₂ ^I、x₃ ^R、x₃ ^I、x₄ ^R、x₄ ^I这8个符号。

第一步：确定16组正交基C₁至C₁₆作为调制得到的8个符号的扩展矩阵，这16个正交基的复数加权可以构成任意的4×4矩阵。这16组正交基C如下：

$C_1=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right]$ $C_2=\left[\begin{array}{cccc}j& 0& 0& 0\\ 0& -j& 0& 0\\ 0& 0& j& 0\\ 0& 0& 0& -j\end{array}\right]$

$C_3=\left[\begin{array}{cccc}0& -1& 0& 0\\ 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& -1\\ 0& 0& 1& 0\end{array}\right]$ $C_4=\left[\begin{array}{cccc}0& j& 0& 0\\ j& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& j\\ 0& 0& j& 0\end{array}\right]$

$C_5=\left[\begin{array}{cccc}j& 0& 0& 0\\ 0& j& 0& 0\\ 0& 0& -j& 0\\ 0& 0& 0& -j\end{array}\right]$ $C_6=\left[\begin{array}{cccc}-1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& -1\end{array}\right]$

$C_7=\left[\begin{array}{cccc}0& j& 0& 0\\ -j& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& -j\\ 0& 0& j& 0\end{array}\right]$ $C_8=\left[\begin{array}{cccc}0& -1& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1\\ 0& 0& 1& 0\end{array}\right]$

$C_9=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& -1& 0\\ 0& 0& 0& -1\\ -1& 0& 0& 0\\ 0& -1& 0& 0\end{array}\right]$ $C_{10}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& j& 0\\ 0& 0& 0& -j\\ -j& 0& 0& 0\\ 0& j& 0& 0\end{array}\right]$

$C_{11}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& 1\\ 0& 0& -1& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0\end{array}\right]$ $C_{12}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& j\\ 0& 0& j& 0\\ 0& j& 0& 0\\ j& 0& 0& 0\end{array}\right]$

$C_{13}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& j& 0\\ 0& 0& 0& -j\\ j& 0& 0& 0\\ 0& -j& 0& 0\end{array}\right]$ $C_{14}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& -1& 0\\ 0& 0& 0& 1\\ -1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\end{array}\right]$

$C_{15}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& j\\ 0& 0& -j& 0\\ 0& j& 0& 0\\ -j& 0& 0& 0\end{array}\right]$ $C_{16}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& 1\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 1& 0& 0& 0\end{array}\right]$

通过以上16个正交基C和16个正交基的复数(jC)可以得到32个基矩阵，从中选择8个作为4个复数符号的系数矩阵，得到空时编码矩阵。

第二步：为了达到减少符号间干扰的目的，可以找到12种空时编码矩阵以及等效信道相关矩阵，其形式可以完全相同。例如，可以得到一个空时编码矩阵的形式如公式(6)所示。

$S=\left(\begin{array}{cccc}{x}_1^R+j{x}_3^R& -x_2^R+j{x}_4^R& -x_1^I+j{x}_3^I& x_2^I+j{x}_4^I\\ x_2^R+j{x}_4^R& x_1^R-j{x}_3^R& -x_2^I+j{x}_4^I& -x_1^I-j{x}_3^I\\ -x_1^I+j{x}_3^I& x_2^I+j{x}_4^I& x_1^R+j{x}_3^R& -x_2^R+j{x}_4^R\\ -x_2^I+j{x}_4^I& -x_1^I-j{x}_3^I& x_2^R+j{x}_4^R& x_1^R-j{x}_3^R\end{array}\right)---\left(6\right)$

公式(6)所示的空时编码矩阵中，x₁ ^R选取的基矩阵是C₁，因此，公式(6)中对角线中元素的实部为x₁ ^R；x₁ ^I选取的基矩阵是C₉；x₂ ^R选取的基矩阵是C₃；x₂ ^I选取的基矩阵是C₁₁；x₃ ^R选取的基矩阵是C₂；x₃ ^I选取的基矩阵是C₁₃；x₄ ^R选取的基矩阵是C₄；x₄ ^I选取的基矩阵是C₁₂。

公式(6)的等效信道相关矩阵的形式与公式(1)相同，其中：t＝|h₁|²+|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²， $a=-2(h_1^R{h}_3^R+h_2^R{h}_4^R+h_1^I{h}_3^I+h_2^I{h}_4^I),$ h_j ^R和h_j ^I分别表示第j根发射天线到接收天线的信道衰落系数的实部和虚部。

除了公式(6)所示的空时编码矩阵的形式之外，还可以从这32个基矩阵中做选择，写出另外11种不同的空时编码矩阵，其等效信道相关矩阵的形式都与公式(1)相同，只是a值的绝对值不同。

另外，也存在其它空时编码矩阵的等效信道相关矩阵的形式与公式(1)相同，a的幅度相同，但有正负号差异，如公式(7)所示：

${\tilde{H}}_c=\left[\begin{array}{cccccccc}t& -a& & & & & & \\ -a& t& & & & & & \\ & & t& -a& & & & \\ & & -a& t& & & & \\ & & & & t& -a& & \\ & & & & -a& t& & \\ & & & & & & t& -a\\ & & & & & & -a& t\end{array}\right]---\left(7\right)$

在本发明中，认为公式(7)与公式(1)的空时编码矩阵是完全等价的，因为a值的正负号不会影响检测性能。

通过对12个空时编码矩阵的计算可以得到12个等效信道相关矩阵，这12个等效信道相关矩阵的形式相同，所不同在于a的绝对值，通过计算可得12个干扰功率分别如下：

$a_1=2|(h_1^R{h}_3^R+h_1^I{h}_3^I)+(h_2^R{h}_4^R+h_2^I{h}_4^I)|$

$a_2=2|(h_1^R{h}_4^R+h_1^I{h}_4^I)+(h_2^R{h}_3^R+h_2^I{h}_3^I)|$

$a_3=2|(h_1^R{h}_2^R+h_1^I{h}_2^I)+(h_3^R{h}_4^R+h_3^I{h}_4^I)|$

$a_4=2|(h_1^R{h}_3^R+h_1^I{h}_3^I)-(h_2^R{h}_4^R+h_2^I{h}_4^I)|$

$a_5=2|(h_1^R{h}_4^R+h_1^I{h}_4^I)-(h_2^R{h}_3^R+h_2^I{h}_3^I)|$

$a_6=2|(h_1^R{h}_2^R+h_1^I{h}_2^I)-(h_3^R{h}_4^R+h_3^I{h}_4^I)|$

$a_7=2|(h_1^R{h}_2^I+h_1^I{h}_2^R)+(h_3^R{h}_4^I+h_3^I{h}_4^R)|$

$a_8=2|(h_1^R{h}_3^I+h_1^I{h}_3^R)+(h_2^R{h}_4^I+h_2^I{h}_4^R)|$

$a_9=2|(h_1^R{h}_4^I+h_1^I{h}_4^R)+(h_2^R{h}_3^I+h_2^I{h}_3^R)|$

$a_{10}=2|(h_1^R{h}_2^I-h_1^I{h}_2^R)-(h_3^R{h}_4^I-h_3^I{h}_4^R)|$

$a_{11}=2|(h_1^R{h}_3^I-h_1^I{h}_3^R)-(h_2^R{h}_4^I-h_2^I{h}_4^R)|$

$a_{12}=2|(h_1^R{h}_4^I-h_1^I{h}_4^R)-(h_2^R{h}_3^I-h_2^I{h}_3^R)|$

第三步：获得这12个干扰功率的值后，由于对角线元素全部相同，因此选择干扰功率最小的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵进行编码操作，由于干扰只在同一个调制符号的实虚部之间存在，各个复数符号之间独立，每个复数符号可以分别单独进行最大释然(Maximum Likelihood，ML)检测，大大降低译码复杂。而且当干扰功率相比于信号功率小到可以忽略时，等效信道相关矩阵就可以看作是对角线矩阵 ${\tilde{H}}_c=\left[\begin{array}{cccccccc}t& & & & & & & \\ & t& & & & & & \\ & & t& & & & & \\ & & & t& & & & \\ & & & & t& & & \\ & & & & & t& & \\ & & & & & & t& \\ & & & & & & & t\end{array}\right],$ 这时可直接使用线性检测进行单个实数符号的ML检测，进一步使复杂度降低。

如图2所示，为分别利用本发明方案、传统的固定空时编码矩阵方案和固定空时编码矩阵并星座旋转方案后得到的误码率随信噪比变化的对比示意图。图2中传统的固定空时编码矩阵方案里固定采用公式(6)所示的空时编码矩阵，调制方式是QPSK，且为获得空时编码的最大分集增益需经过θ＝tan^-1(1/2)/2≈13.29°的角度旋转；本发明的方案中，根据当前的信道条件分别计算出a₁至a₁₂后从中选择的最小值，利用选择的干扰功率对应的空时编码矩阵执行操作。从对比图中可以看出，当信噪比为5dB时，利用上述三种方案经过大量的仿真操作后得到的平均误码率差别不大。但是，当信噪比超过10dB时，如信噪比为15dB时，利用固定的空时编码矩阵方案仿真得到的误码率约为0.001，利用固定空时编码矩阵并星座旋转方案仿真得到的误码率约为0.0005，而利用本发明方案仿真得到的误码率约为0.0001。从图2中可以看出，星座旋转可以改善固定空时编码矩阵的分集度，但本发明方案由于在12种空时编码方案中选择了干扰功率可以被忽略的编码矩阵，使得不需要进行空时旋转也能得到最佳的分集度。

仿真实例二：

在本实例中，基矩阵与仿真实例一中相同，可以得到3种能够适用单个复数符号译码(SSD)的编码矩阵，其中之一为：

$S_1=\frac{\sqrt{2}}{2}\left[\begin{array}{cccc}{x}_1^R-x_1^I+j(x_2^R-x_2^I)& x_3^R-x_3^I+j(x_4^R-x_4^I)& 0& 0\\ -x_3^R+x_3^I+j(x_4^R-x_4^I)& x_1^R-x_1^I-j(x_2^R-x_2^I)& 0& 0\\ 0& 0& x_1^R+x_1^I+j(x_2^R+x_2^I)& x_3^R+x_3^I+j(x_4^R+x_4^I)\\ 0& 0& -x_3^R-x_3^I+j(x_4^R+x_4^I)& x_1^R+x_1^I-j(x_2^R+x_2^I)\end{array}\right]$

矩阵S₁和仿真实例一中的12种编码方式的信道相关矩阵形式相同，但是矩阵中有很多位置的元素值是0。如果作为空时编码矩阵，这会使得天线上PAPR增大。因此我们将这种编码方案应用为空频编码，如表1所示，在空时频三维上放置各编码后的符号：

	天线1	天线2	天线3	天线4
					时刻t，子载波k	*	*	0	0
时刻(t+T)，子载波k	*	*	0	0
					时刻t，子载波k+1	0	0	*	*
时刻t+T，子载波k+1	0	0	*	*

表1

空频编码矩阵S₁的等效信道相关矩阵与公式(1)相同，其中，t＝|h₁|²+|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²，a＝|-|h₁|²-|h₂|²+|h₃|²+|h₄|²|。

空频编码矩阵S₂和S₃分别为：

$S_2=\frac{\sqrt{2}}{2}\left[\begin{array}{cccc}{x}_1^R-x_1^I+j(x_2^R-x_2^I)& 0& 0& -x_4^R-x_4^I+j(x_3^R-x_3^I)\\ 0& x_1^R+x_1^I-j(x_2^R+x_2^I)& -x_4^R-x_4^I-j(x_3^R+x_3^I)& 0\\ 0& x_4^R+x_4^I-j(x_3^R+x_3^I)& x_1^R+x_1^I-j(x_2^R+x_2^I)& 0\\ x_4^R-x_4^I+j(x_3^R-x_3^I)& 0& 0& x_1^R-x_1^I-j(x_2^R-x_2^I)\end{array}\right]$

$S_3=\frac{\sqrt{2}}{2}\left[\begin{array}{cccc}{x}_1^R-x_1^I+j(x_2^R-x_2^I)& 0& x_3^R-x_3^I+j(x_4^R-x_4^I)& 0\\ 0& x_1^R-x_1^I+j(x_2^R+x_2^I)& 0& x_3^R+x_3^I+j(x_4^R+x_4^I)\\ -x_3^R+x_3^I+j(x_4^R-x_4^I)& 0& x_1^R-x_1^I-j(x_2^R-x_2^I)& 0\\ 0& -x_3^R-x_3^I+j(x_4^R+x_4^I)& 0& x_1^R+x_1^I-j(x_2^R+x_2^I)\end{array}\right]$

与仿真实例一类似，根据瞬时的信道条件分别计算三个等效信道相关矩阵的a值，选择满足条件的a值对应的空频编码。

如图3所示，为传统的固定利用S₁进行编码的方案和本发明方案得到的误码率随信噪比变化的对比示意图。为了提高分集度和编码增益，在编码前进行了旋转，以QPSK为例，旋转了约θ＝tan^-1(1/2)/2≈13.29°。因为这时本发明方案的候选空时编码矩阵个数较少，不能认为干扰功率可被忽略，所以还需要通过星座旋转来获得分集增益。从图中可以看出，在信噪比一定的情况下，利用本发明方案得到的误码率比传统的固定利用S₁进行编码的方案得到的误码率小，特别是当信噪比达到15dB时，利用本发明方案仿真得到的误码率约为3×10^-8，而利用传统的固定利用S₁进行编码的方案仿真得到的误码率约为9×10^-3。

通过两个仿真实例可以看出，自适应选择较优的空时编码矩阵对数据进行编码并发送的过程，与传统的空时编码操作相比，在信噪比一定的情况下，误码率明显降低。

与本发明实施例一对应的，本发明实施二还提供一种通过空时编码操作传输数据的装置，如图4(a)和图4(b)所示，该装置包括：功率计算模块11、选择模块12和发送模块13，其中：功率计算模块11用于根据当前的信道条件，计算多个等效信道相关矩阵中每个等效信道相关矩阵的各信号功率元素值和各干扰功率元素值；选择模块12用于根据所述信号功率元素值和所述干扰功率元素值，选择一个满足设定条件的等效信道相关矩阵；发送模块13用于利用选择的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵对待发送的数据执行空时编码操作后发送。

所述功率计算模块11包括设置单元21和操作单元22，其中：设置单元21用于预先设置多个等效信道相关矩阵，其中，每个等效信道相关矩阵中的非零干扰功率的对应元素的排列位置相同；操作单元22用手根据当前的信道条件，计算每个设置的等效信道相关矩阵中各信号功率元素值和各干扰功率元素值。

所述选择模块12可以有两种结构，分别如下：

如图4(a)所示，所述选择模块12包括第一矩阵组确定单元31、第二矩阵组确定单元32和第一选择执行单元33，其中：第一矩阵组确定单元31用于从设置的多个等效信道相关矩阵中确定第一矩阵组，该第一矩阵组中任意两个等效信道相关矩阵之间，每行的信号功率元素值相同；第二矩阵组确定单元32用于从所述第一矩阵组中进一步确定第二矩阵组，该第二矩阵组中任意一个等效信道相关矩阵中每行的信号功率元素值相同；第一选择执行单元33用于选择一个干扰功率元素值之和不大于第二门限值的等效信道相关矩阵。

如图4(b)所示，所述选择模块12包括信干比确定单元41和第二选择执行单元42，其中，信干比确定单元41用于分别确定所述等效信道相关矩阵的信干比，所述信干比为：等效信道相关矩阵中各信号功率元素值的和与干扰功率元素值的和之比；第二选择执行单元42用于选择一个信干比不小于第一门限值的等效信道相关矩阵。

本发明实施例二中所述的装置可以整体位于发射端，也可以是部分模块位于发射端之外，如功率计算模块11和选择模块12可以位于其他能够与发射端进行通信的实体中。

通过本发明实施例提供的方法和装置，由于实现了根据当前瞬时信道条件自适应选择合适的空时编码矩阵，在信噪比一定的情况下，降低了MIMO传输系统的误码率；并且，如果MIMO传输系统满足互易性，发射端根据已知的信道系数，就可以按一定准则在多个具有相同编码形式、相同等效信道矩阵相关阵的空时编码矩阵中进行优化选择。而在接收端和发射端之间互易条件不成立的系统中，接收端估计出信道信息后，通过一定准则在候选的多个空时编码方案中进行选择，将所选方案的索引值反馈到发射端，发射端在下一帧的传输中就可以采用相应的编码矩阵，使发送端和接收端的编解码协商更加简单；进一步地，由于可供发射端选择的空时编码矩阵具有结构类似的等效信道相关矩阵，因此，发射端一般会采用相同的编码方式，则接收端只需要具有相应的同一种解码能力即可，降低了对接收端能力的要求。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (10)

1、一种通过空时编码操作传输数据的方法，其特征在于，该方法包括：

根据当前的信道条件计算多个等效信道相关矩阵中每个等效信道相关矩阵的各信号功率元素值和各干扰功率元素值；

根据所述信号功率元素值和所述干扰功率元素值，选择一个满足设定条件的等效信道相关矩阵；

利用选择的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵对待发送的数据执行空时编码操作后发送。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，

每个等效信道相关矩阵中的非零干扰功率的对应元素的排列位置相同。

3、如权利要求2所述的方法，其特征在于，根据所述信号功率元素值和干扰功率元素值，选择满足设定条件的等效信道相关矩阵的方法，具体包括以下步骤：

从所述多个等效信道相关矩阵中确定第一矩阵组，该第一矩阵组中任意两个等效信道相关矩阵之间，每行的信号功率元素值相同；

从所述第一矩阵组中进一步确定第二矩阵组，该第二矩阵组中任意一个等效信道相关矩阵中每行的信号功率元素值相同；

从所述第二矩阵组中选择一个干扰功率元素值之和不大于第二门限值的等效信道相关矩阵。

4、如权利要求3所述的方法，其特征在于，若存在多个等效信道相关矩阵的干扰功率元素值之和不大于第二门限值，则

任意选择其中一个等效信道相关矩阵，或者选择干扰功率元素值之和最小的等效信道相关矩阵。

5、如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述信号功率元素值和所述干扰功率元素值，选择满足设定条件的等效信道相关矩阵的方法，具体包括以下步骤：

确定所述等效信道相关矩阵的信干比，所述信干比为：等效信道相关矩阵中各信号功率元素值的和与各干扰功率元素值的和之比；

选择一个信干比不小于第一门限值的等效信道相关矩阵。

6、如权利要求5所述的方法，其特征在于，若存在多个等效信道相关矩阵的信干比不小于第一门限值，则

任意选择其中一个等效信道相关矩阵，或者选择信干比最大的等效信道相关矩阵。

7、一种通过空时编码操作传输数据的装置，其特征在于，该装置包括：

功率计算模块，用于根据当前的信道条件，计算多个等效信道相关矩阵中每个等效信道相关矩阵的各信号功率元素值和各干扰功率元素值；

选择模块，用于根据所述信号功率元素值和所述干扰功率元素值，选择一个满足设定条件的等效信道相关矩阵；

发送模块，用于利用选择的等效信道相关矩阵对应的空时编码矩阵对待发送的数据执行空时编码操作后发送。

8、如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述功率计算模块包括：

设置单元，用于预先设置多个等效信道相关矩阵，其中，每个等效信道相关矩阵中的非零干扰功率的对应元素的排列位置相同；

操作单元，用于根据当前的信道条件，计算每个设置的等效信道相关矩阵中各信号功率元素值和各干扰功率元素值。

9、如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述选择模块包括：

第一矩阵组确定单元，用于从设置的多个等效信道相关矩阵中确定第一矩阵组，该第一矩阵组中任意两个等效信道相关矩阵之间，每行的信号功率元素值相同；

第二矩阵组确定单元，用于从所述第一矩阵组中进一步确定第二矩阵组，该第二矩阵组中任意一个等效信道相关矩阵中每行的信号功率元素值相同；

第一选择执行单元，用于选择一个干扰功率元素值之和不大于第二门限值的等效信道相关矩阵。

10、如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述选择模块包括：

信干比确定单元，用于分别确定所述等效信道相关矩阵的信干比，所述信干比为：等效信道相关矩阵中各信号功率元素值的和与各干扰功率元素值的和之比；

第二选择执行单元，用于选择一个信干比不小于第一门限值的等效信道相关矩阵。

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