CN101116299B - 调节均衡器输入 - Google Patents

Abstract

通过例如改变前置滤波器的冲激响应或安排在该前置滤波器输入端处该通信信号在该前置滤波器的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的区域中具有能量来抑制均衡器的前置滤波器延长该通信信号的信道响应。

Description

调节均衡器输入

本发明涉及调节通信信号和配置滤波器的装置和方法。

在无线电系统中，在发射机与接收机之间行进的信号将被该发射机和该接收机所处的环境所扰乱。接收机的性能，即其从接收信号准确恢复由发射机放入到该信号中的信息的能力，在很大程度上依赖于该接收机消除由环境所引起的扰乱的能力。

传输信号的环境扰乱通常归咎于三个主要的来源。它们是噪声、干扰及多径传播。噪声可能有很多来源，包括来自大环境的热噪声和来自所议接收机内的电路噪声。干扰是起因于在所议接收机附近传送的其他信号。而多径传播则则起因于一信号经由一条以上的路径自发射机到达接收机。多径传播发生的情形的一个示例在图1中示出。

图1a示出了发射机100试图发送一无线电信号给接收机110。三个物体112、114和116位于发射机100和接收机110的附近。由发射机100发射的无线电信号可以经由不同的路径到达接收机110。首先，该无线电信号可以经由自发射机100出发的直接路径118到达接收机110。来自发射机100的无线电信号还可以通过自物体112至物体116反射到达接收机110。例如，该无线电信号可以分别自物体112、114和116反射而沿路径120、122和124行进。很显然，路径118到124有不同的长度，这导致该无线电信号沿着这些路径行进的版本到达接收机110时有不同的相对延迟。

一种惯常的做法是以示出接收信号的能量如何由于延迟被发散的图表的形式来表征多径传播。图1b说明了对于一在物体112到116存在的情况下从发射机100行进到接收机110的无线电信号，这样一个标绘图将是什么样。图1b说明了接收信号的能量在一定延迟范围内的扩散，而图1c说明了图1b的能量与延迟关系分布的采样或数字化版本。

通常，由发射机发射的无线电信号所传达的信息以一系列信息码元的形式存在。多径传播会引起称为码元间干扰(ISI)的现象。当自发射机至接收机的诸路 径长度不同使得沿一条路径走的该无线电信号中的一个信息码元与沿另一条路径走的该无线电信号中的另一个信息码元同时到达接收机时，就会发生码元间干扰(ISI)。

ISI也会因其他的机制而被引入。例如，在GSM增强数据率演进(EDGE)系统中，使用一滤波器在发射机发射信号之前控制已调制GMSK或8PSK信号的带宽(例如，见，3GPP TS 45.004第三代合作项目；GSM/EDGE技术规范组；无线电接入网络)。此外，由接收机获得的信号通常会接受这样或那样形式的滤波(例如，抑制本来会减小动态范围的邻近频率信道中的干扰)。此类的滤波机制可能是ISI的另一种来源。

在干扰和噪音存在的情况下，通常要设计一种能够抵消由于例如多径传播、在发射机中的滤波和在接收机中的滤波当中的一者或多者而产生的ISI、并估计由始发信号的发射机放入该信号中的信息的接收机。见，例如，“DigitalCommunications(数字通信)”，John G.Proakis，McGraw-Hill国际系列，第三版。

有许多抵消ISI的方法，这些方法一般被称为“均衡”。在这些方法当中下述几种值得注意：

1.线性均衡(例如，见“Digital Communications(数字通信)”，John G.Proakis，McGraw-Hill国际系列，第三版)；

2、使用Viterbi算法的最大似然序列估计(MLSE)(例如，见“Maximum-likelihood sequence estimation of digital sequences in the presence ofintersymbol interference(在码元间干扰存在的情况下数字序列的最大似然序列估计)”，Forney，G.，Jr.；关于信息理论的IEEE学报，第18卷，第3期，1972年5月，第363-378页)；

3、最大后验概率(MAP)(例如，见，“Optimum and suboptimum detection ofcoded data disturbed by time-varing intersymbol interference[applicable to digitalmobile radio receivers](受时变码元间干扰扰乱的编码数据的最优和次优检测[可应用于数字移动无线电接收机])”，Koch，W.；Baier，A.；世界电信大会，1990，以及展览会“通信：连接未来”，GLOBECOM‘90，IEEE，1990年12月2日-5日，第1679-1684页，第3卷)，和其复杂性较低的版本，最大对数MAP；以及

4、软输出Viterbi算法(“AViterbi algorithm with soft-decision outputs and itsapplications(带有软判决输出的Viterbi算法及其应用)”，Hagenauer，J.；Hoeher， P.；世界电信大会，1989，及其展览会。“1990年代及将来的通信技术”，GLOBECOM’89，IEEE，1989年11月27日-30日，第1680-1686页，第3卷)。

存在许多的复杂度降低的ISI抑制方法，特别地有归约状态序列估计(RSSE)(例如，见，“Reduced-state sequence estimation with set partitioning and decisionfeedback(具有集合分划和判决反馈的归约状态序列估计)”，Eyuboglu，M.V.；Qureshi，S.U.H.；IEEE通信学报，第36卷，第1期，1988年1月，第13-20页)，RSSE可用于诸如8PSK等较高阶的调制方案。

以数学形式，可将接收信号看作是自发射机通过由一描述影响接收信号的各种ISI源的滤波器构成的信道到达接收机的。在本文中，此类的滤波器将被称为一“信道”，并且此类滤波器的冲激响将被称为“信道响应”，而此类冲激响应的估计或度量将被称为“信道估计”。

为了让均衡器能对接收信号成功地起作用，需要赋予该均衡器对于信号的准确的信道估计。这一考虑主张使用至少与真实信道一样长的信道估计。然而，均衡器所使用的信道估计的长度L将直接影响该均衡器的复杂度。在线性均衡器的情况下，复杂度将随L线性变化。在软输出Viterbi算法(SOVA)均衡器的情况下，复杂度将随L指数增长。这样，在一均衡方案中所允许的信道估计的长度通常受到限制。如果一均衡器使用其长度比信道响应短的信道估计，那么该均衡器的性能将受损。一般而言，接收信号的能量落在信道响应中位于信道估计长度以外的部分里的比例约高，该均衡器的性能就越差。为此，必须对发射机和接收机中的滤波处理的设计给予仔细的考虑，以避免过度延长呈供均衡的信号的信道响应的长度。

已经发现，通过使用在使用诸如延迟判决反馈序列估计(DDFSE)方案等更复杂的均衡方案处理信号之前使用线性均衡器来调节接收信号的均衡方案，增强的均衡性能可以被实现。例如，见，“Design of an interference-resistant equalizer forEDGE cellular radio systems(用于EDGE蜂窝无线电系统的抗干扰均衡器的设计)”，M.Barberis，S.Heinen，P.Guerra；机动车技术大会2002，会刊，VTC 2002秋季，2002第56届IEEE，第3卷，2002年9月24日-28日，第1622-1626页，卷3)。在如此一个复合的均衡方案中，线性均衡器被用来部分消除ISI，并调节噪声和干扰，从而帮助信道估计和后续更高复杂度的均衡方案的均衡处理。本专利申请的发明人意识到，用作这一角色的线性均衡器必须被仔细地控制以避免跟随在此线性均衡器之后的更高复杂性的均衡方案所觉察到的信号的信道响应与该更高复杂度的均衡方案所使用的信道估计的长度相比过度延长。

EP1229699公开了一种用于实现组合了判定反馈均衡器(DFE)和最大后验均衡器(MAP)的优点的均衡器的方法和设备，从而提供比MAP装置的复杂性低得多的均衡装置。

根据一个方面，本发明提供用于调节预定要由均衡器均衡的通信信号的设备，该设备包括位于该均衡器之前的前置滤波器，其特征在于，该装置还包括用于通过与一脉冲形状冲激响应的卷积来修改该前置滤波器的滤波特性以抑制因前述信号中的多径结构而导致该前置滤波器延长通信信号的信道响应的装置。

本发明还包括一种调节预定要由均衡器均衡的通信信号的方法，该方法包括在该均衡器之前对该通信信号进行前置滤波，该方法还包括通过与一脉冲形状冲激响应的卷积来修改该前置滤波步骤的滤波特性以抑制因前述信号中的多径结构而由该前置滤波步骤延长通信信号的信道响应。

在某些实施例中，前置滤波操作是通过使要接受前置滤波的信号在前置滤波操作中有效的奈奎斯特(Nyquist)界限外包含能量来调整的。

在某些实施例中，与前置滤波串联地设置附加滤波，该附加滤波拥有一脉冲形状的冲激响应。

根据另一方面，本发明提供一种修改均衡器的前置滤波器的滤波特性的方法，其中，该前置滤波器被安排对预定要由均衡器均衡的通信信号应用一滤波特性，该方法包括提供一旨在被部署在前置滤波器中的滤波特性，在该滤波特性被部署在前置滤波器中的时候，该滤波特性通过与一脉冲形状的冲激响应卷积来修改滤波特性以抑制该前置滤波器延长通信信号的信道响应。

本发明还包括一种用于针对均衡器修改前置滤波器的滤波特性的设备，其中，该前置滤波器被安排对预定由均衡器均衡的通信信号应用一种滤波特性，该设备包括在该滤波特性被部署在该前置滤波器中的时候、通过与一脉冲形状的冲激响应卷积来修改该滤波特性以抑制该前置滤波器延长通信信号的信道响应的装置。

该前置滤波操作可以包括线性均衡。

仅作为示例，现在将参照附图对本发明的某些实施例进行说明，附图中：

图1是说明多径传播的原理的一系列图表；

图2是一通信系统的框图；

图3是一包含三个多径成分的信号的信道响应；

图4是示出图3中各多径成分的信道响应彼此重叠的图表；

图5是图解了与图3的多径结构相对应的信道响应冲激的图表；

图6图解了在滤波之后一多径成分的信道响应中可能出现的畸变；

图7图解了图6中所示的畸变如何被控制；

图8图解了图7中所示的校正如何会使其他多径成分的信道响应畸变；

图9更详细地图解了在图2中与前置滤波器相关联的控制单元；

图10图解了图2中所示系统的一个变体的一部分；

图11图解了图2中所示系统的一个变体的一部分；

图12图解了图2中所示系统的另一个变体；

图13图解了与图12中所示系统相关联的一些规一化频率响应(在每一图中，横轴值乘以π时表示以弧度/样本为单位的频率)；

图14图解了图2中所示系统的一个变体的一部分；以及

图15图解了图2中所示系统的一个变体的一部分。

图2示出一种EDGE无线电系统200，其中发射机210试图传达一信息信号u给接收机212。使用粗体文本表示该信息信号是样本流u_n构成的矢量，其中n＝0，1，2，3...，并且在下文中关于其他信号和一些冲激响应使用相同的约定。

在发射机210中，该信息信号u在单元214中接受防差错编码以产生一差错编码信号d。防差错编码的一个例子是在EDGE无线电系统中使用的卷积编码(见3GPP TS 45.003第3代合作伙伴项目，GSM/EDGE技术规范组；无线电接入网络)。该差错编码信号d然后被提供给单元216，在其中信号经过调制并且变成已调制信号x。然后信号x通过一滤波器217。该滤波器217的作用是约束该信号x的带宽。该滤波器217的冲激响应是a。在由滤波器217滤波之后，信号x从发射机210被发射并且经由信道218行进，并作为信号s抵达接收机212。信道描述了环境对信号x的影响并且具有信道响应c。

在接收机212中，信号s首先由一前端部分220处理。在该前端部分220里，信号s由滤波器221滤波。该滤波器221的作用是抑制邻近频率信道中可能干扰所需信号s的信号。该信号s作为信号r自该前端部分220出来，然后由前置滤波器222调节并且变成信号y，然后被提供给解调单元224。解调单元224使用一SOVA方案对已由前置滤波器222调节的信号r进行均衡。前置滤波器222是一均方误差(MSE)线性均衡器，其用途是部分消除存在于信号r中的ISI，并且调节存在于码元r中的噪声和干扰。从而协助在解调单元224中执行的信道估计和均衡处理。 前置滤波器222的操作被控制单元223控制，其功能将在随后被描述。前置滤波器222和在解调单元224中使用SOVA方案一起构成一种复合均衡方案。信号r的已解调版本e从解调单元224出来并且前进到差错解码单元226。差错解码单元226利用关于由发射机200中的单元214应用的防差错编码的知识来产生作为信息信号u的估计的信号i。

显然的，图2中所示的大多数信号处理发生在数字域中，其中数模和模数转换分别在滤波器217之前和滤波器221之后发生。

进入该复合均衡方案的信号r可以被认为是信号x的通过一具有信道响应h的信道抵达的版本，其中h具有形式 $h=a\⊗c\⊗b,$ 其中 

表示卷积运算。信号信道响应h的示例形式在图3中示出。在所示例子中，该信道响应r包含3个多径成分r₁，r₂和r₃。这些多径成分将自己表现为波峰300，310和312。该信道响应h是各个多径成分的信道响应的总和，即h＝h₁+h₂+h₃，其中h₁，h₂和h₃分别是多径成分r₁，r₂和r₃的信道响应。信道响应h₁，h₂和h₃在图4中分别示为相互重叠的曲线400，410和412。

前置滤波器222具有冲激响应p。如果想像将r分解成多径成分r₁，r₂和r₃，并且考虑前置滤波器222分别对多径成分r₁，r₂和r₃起作用，那么，在该前置滤波器的输出，r₁的信道响应变成了 $p\⊗h_1=g_1,$ r₂的信道响应变成了 $p\⊗h_2=g_2,$ 而r₃的信道响应则变成了 $p\⊗h_3=g_3.$ 理想地，前置滤波器222作用以表示多径成分r₁，r₂和r₃在信道响应h中的位置的单个冲激的形式产生残余的信道响应g₁，g₂和g₃。然而，为了让前置滤波器222产生如此的结果，需要r使得 $h_1=j\⊗g_1,$ $h_2=j\⊗g_2,$ 而 $h_3=j\⊗g_3$ 其中g₁，g₂和g₃是单个的冲激并且p可以被设定成矢量w，其中w使得 $w\⊗j\⊗x=x,$ 其中x是任意信号。为了在下文中清晰描述控制单元223的功能，现在假定r与前句中所述的要求一致。在图5中三个冲激g₁，g₂和g₃分别被示为叠加的冲激500，510和512。

由于前置滤波器222在数字域中以有限的采样率执行滤波，因此该前置滤波器只能产生出将h₁，h₂和h₃转换成单个的冲激g₁，g₂和g₃所需冲激响应w的近似w’。现在假定w’被设计成对r₁进行作用以将h₁转换成是单个冲激的残余信道响应g₁’，也就是g₁’＝g₁。该信道响应g₁’被显示在图5中，其中该单个冲激被标示为500。冲激响应为w’的前置滤波器222还对多径成分r₂和r₃作用以将h₂和h₃分别转换成残余信道响应g₂’和g₃’。前置滤波器222是否产生以映射到g₂上的单个冲激的形式的g₂’将依赖于在图5中示出、并按前置滤波器222的采样周期数计 的g₁与g₂之间的间隔Δ_1-2。如果Δ_1-2是整数，那么g₂’将是一映射到g₂上的单个冲激。这个结果被作为冲激600显示在图6中。然而，如果Δ_1-2是非整数，那么g₂’将从冲激展宽成在图六中以虚线示出、并且具有波峰610和缓慢衰减的拖尾612和614的曲线。至于g₃’及其与g₃的一致性的情况以类似方式依赖于也在图5中示出的g₁与g₃之间的间隔Δ_1-3。

显然，很大程度上归应于缓慢衰减的拖尾612和614，比及表征冲激600所需的单个抽头，需要多得多的抽头来描述在图6中由虚线表示的残余信道响应。因此，归应于前置滤波器222的有限采样率，在该前置滤波器输出处的信号r的信道响应很可能包含带有缓慢衰减拖尾的波峰以替代冲激510和512。这样，前置滤波器222的应用可导致比在解调224中所使用的估计的长度长的信道响应，这使接收机的性能恶化。

为了恢复该置滤波器222的功效，该前置滤波器被控制单元223配置成使该前置滤波器不具有冲激响应w’而是有一冲激响应 $w^{,,}=w^{,}\⊗q,$ 其中，q是一高斯脉冲形式的冲激响应，其形状与下式成比例：

$e^{-\frac{t^2}{\mathrm{\α}{T}^2}}$

其中t是样本计数，并且T是前置滤波器222的采样间隔。

因此，前置滤波器222现在分别对多径成分r₁，r₂和r₃执行操作 

和 

以分别产生残余信道响应g₁”，g₂”和g₃”。

残余信道响应g₂”在图7中随g₂’示出。前者以实线表示，而后者则以虚线表示。显然，较之于g₂’，在g₂”中拖尾被大大抑制。所以，较之于表征响应g₂’所需的抽头，表征残余信道响应g₂”所需的抽头较少。w”对于h₁的影响被显示在图8中，其中g₁’以实线被显示，g₁”以虚线被显示。显然，在g₁”中g₁’的单个冲激被展宽并降低成一定厚度的波峰。(当然，g₃”的外观将以g₂”依赖于g₂’的相同方式依赖于间隔Δ_1-3。然而，为了简洁，残余信道响应g₃”没有在这里被显示或者描述。)

q中高斯脉冲的宽度 

控制着在g₂”中拖尾抑制的程度和在g₁’中波峰展宽的程度。α变得越小，g₂”中拖尾抑制将变得越轻，而且在g₁’中波峰就变得越窄。相反地，α变得越大，在g₂”中的拖尾抑制将变得越重，而且g₁’中波峰就变得越宽。通常可通过试错法选择一α值以使提供拖尾抑制和波峰展宽之间一有用的折中，以便确保前置滤波器222成功减少信号y的信道响应z的长度。

在q中高斯脉冲的成形由控制单元223所指定。控制单元223在图9中更详 尽地示出。除了应用于前置滤波器222之外，该信号r也被应用于控制单元223内的估计单元900。估计单元900计算该信号r的某些度量并且将其提供给滤波器配置单元910。滤波器配置单元910定期地重新计算w’，α，q和w”并且重新配置前置滤波器222以用这样获得的w”的新版本来进行操作。在更简单的变体中，w”或q被固定在通过试错搜索得到的形式。

前置滤波器222及其控制单元223的一些替换方案现在参照图10、11、14及15来描述。

在图10中，前置滤波器222及其控制单元223被一组前置滤波器222a到222c和一判决单元1000所替代。前置滤波器222a到222c分别具有不同的冲激响应p_a，p_b和p_c，它们对信号r平行操作以分别产生信号s_a，s_b和s_c。判决单元1000为每一个信号s_a，s_b和s_c计算一质量度量μ，并且将这些信号中具有最佳μ值的一个信号提供给解调单元224以进行更进一步的处理。该质量度量μ可以是，例如，通过首先从信号中包含训练序列的部分估计该信号的信道估计计算出的噪声能量值。然后将这个信道估计与已知的训练序列卷积，并且从信号中被用来产生信道估计的该部分中减去卷积结果。由此产生的残余信号部分中的能量得到一μ值。冲激响应p_a，p_b和p_c中的至少一个以与图2的系统中的_w”相同的方式得到，即，涉及与一高斯脉冲卷积以用在图7中示出的方式抑制在参考图6所描述的种类的拖尾。由于冲激响应p_a，p_b和p_c是固定的，因此图10中所示的配置避免与由控制单元223定期重新计算w”相关联的数据处理额外开销。

在图11中，控制单元223被省略，并且可调节前置滤波器222被前置滤波器222d所取代，它使用一固定的、预先确定的冲激响应p_d，其形式为： 

其中 $w\⊗[a\⊗b]=1$ 并且q_d与一高斯脉冲成比例并且被包含以用图7中所示的方式抑制图6中所示的拖尾。重申：a和b分别是滤波器217和221的已知的冲激响应。

在图14中，代替安排前置滤波器冲激响应通过与一高斯脉冲卷积来修改，在前置滤波器222e之前设置一具有高斯脉冲形状的冲激响应的抑制滤波器1400。前置滤波器222e与抑制滤波1400一起具有有图1中的前置滤波器222一样的作用。例如，给定与图二关联使用的其中该前置滤波器被给定一冲激响应 

的假定，图14中的前置滤波器222e将被给定冲激响应w’，并且抑制滤波器1400将被给定冲激响应q。对于本领域技术人员显然的是：抑制滤波器1400可用如下的冲激响应来实现，也就是，例如，如图9中描述的重新计算q类似的方式定期重新计算的，如由图10中的判决单元1000执行的选择处理类似的方式从许多可用冲激响应 当中选择的，或者如图11中的冲激响应q_d固定的冲激响应。同样，对于本领域技术人员显然的是：该抑制滤波器可被重新定位在跟随在前置滤波器222之后的位置，如图15所示(其中该抑制滤波器被重新标示为1500)。

在参考图2、图10和图11描述的系统中，高斯脉冲被用在一卷积步骤中以控制信号y的信道响应z中的拖尾的增长，在参考图14和图15时描述的系统中，具有高斯脉冲形状的冲激响应的抑制滤波器同样被用来控制信道响应z中的拖尾增长。然而，对于本领域技术人员显然的是：其他类型的脉冲形状可以用来代替高斯脉冲，而且也能够在控制信道响应z的长度方面达到相同的结果。例如，脉冲可以是方形的，三角形的或者升余弦形状的，该脉冲的功效依赖于其精确的形状。

在参考图2描述的另一种变体中，w并不试图消除a和b的影响，而仅仅是消除a的影响以使得 $w\⊗a=1.$ 通过安排前置滤波器222抵消a，影响r的共信道干扰被冲淡，并且这可以有益于在解调单元224内SOVA均衡器对信号y的操作。系统200的另一种变体显示在图12中。图12中在图2中出现过的标号继续表示与图2中相同的特征。为了简化显示在图12中对EDGE系统1200的以下描述，假定信号r具有参考图3描述的结构并且三个多径成分r₁，r₂和r₃再次分别具有信道响应 

和 

其中，如之前，g₁，g₂和g₃是单个的冲激并且Δ_1-2表示冲激g₁和g₂之间的间隔，而Δ_1-3表示冲激g₁和g₃之间的间隔。

重申：在系统200中，为了抑制信号y的信道响应z的延长，具有特性 $w^{,}\⊗j\⊗g_1=g_1$ 的冲激响应w’的前置滤波器222的配置被否决转而支持配置 $w^{,,}=w^{,}\⊗q,$ 其中q具有高斯脉冲的形状。然而，在系统1200中，控制单元223配置前置滤波器222具有特性为 $w^{,}\⊗j\⊗g_1=g_1$ 的冲激响应w’，并且z的长度上不受欢迎的增长改为通过滤波波器217和221的作用被抑制，如现在将要描述的一样。

在概念上，分别具有冲激响应a和b的滤波器217和221被冲激响应k为 

的单个滤波器F所取代。按照惯例，滤波器221包括抗混叠滤波以便使该概念滤波器F的频率响应在前置滤波器222的奈奎斯特(Nyquist)界限之外是静止的。然而，在系统1200中，滤波器217和221被安排成使该概念滤波器F在其位于前置滤波器222的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的频率响应部分中有非零响应。该概念滤波器F的频率响应的这一延伸在前置滤波器222的操作中引起混叠，进而导致对在排列Δ_1-2和Δ_1-3中的任何一个或其两个是非整数值的情况下会产生的信号y的信道响应z的延展效果的抑制。

系统1200中的该概念滤波器F的频率响应的一个例子被显示在图13a中。这 里所示的频率响应在比前置滤波器222采样率高8倍的速率下被采样，并且以由线A-A示出的在前置滤波器222的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的非零响应为特征。图13b示出了两条曲线1312和1314，它们图解了该概念滤波器F的响应对于在前置滤波器222所使用的采样率下的信号是什么样。当信号的样本与概念滤波器F的抽头对齐时，应用曲线1312，而当经滤波器F的信号样本与滤波器F的抽头偏离了样本的一个分数时，应用曲线1314。显然，在较高的频率，曲线1314从曲线1312下落，这样的不同所导致对前置滤波器222操作的影响现在将被描述。

为了简单起见，现在假定j＝k，以使前置滤波器222为三个多径成分执行卷积 

以产生 

以产生g₂’及 

以产生g₃’。在图13c中的曲线1300是在前置滤波器222的采样率下采样的冲激响应 

的频域表示。如从图13c显而易见的一样，曲线1300是平坦的，并且这种特性对应于在时域中的单个冲激，这实际上是 

的结果，因为可重申w’被设计成将h₁转换成纯冲激g₁。如果Δ_1-2是整数，那么 

将映射到纯冲激g₂并且 

即 

的频率响应将匹配曲线1300。然而，如果Δ_1-2是非整数，那么 

将表现如曲线1310，并且在最初与曲线1300相一致以后，由于前置滤波器222内在前置滤波器222的奈奎斯特(Nyquist)界限之外k的非零频率响应的混叠而下落。在时域中，如在图7中，此下落转化成对在残余信道响应 

中形成于波峰周围的拖尾的抑制。同样， 

的频率响应依赖于Δ_1-3的值。

系统1200包括分别用于调整滤波器217和221的附加控制单元1212和1210，其用途是调整k以操纵曲线1310中的下落，以便在残余信道响应g₂’和g₃’中产生所需程度的拖尾抑制。在实践中，依据在g₂’和g₃’中的拖尾抑制程度之间的平衡和其他操作准则，使用试错法来为滤波器217和221寻找最优的设置。在某些实施例中，仅仅只有b为了改变k的目的被呈现成可调整的。

本发明的几种实施例现在已经被描述，其中在前置滤波器向均衡方案的输出的信道响应中拖尾被抑制。对于本领域技术人员显然的是：本发明存在其他各种不同的变形。例如，所描述的实施例假定在发射机与接收机之间传输的信息被格式化成比特块而不是连续流。然而很显然，本发明可应用于其中信息作为连续流被传输的系统。此外，可以认识到，对数字信号进行操作的各个单元，例如，单元214和224可以作为硬件结构或运行在通用数据处理器上的软件被实现，或者可联合用户定制的数据处理硬件被使用。

Claims (16)

1.一种用于调节预定要由均衡器均衡的通信信号的设备(212)，所述设备(212)包括一位于所述均衡器之前的前置滤波器(222)，其特征在于，所述装置还包括用于通过与一脉冲形状冲激响应的卷积来修改所述前置滤波器的滤波特性以对因所述信号中的多径结构而由所述前置滤波器(222)产生的所述通信信号的信道响应延长进行抑制的装置(223)。

2.如权利要求1所述的设备，其特征在于，还包括滤波装置，所述滤波装置位于所述前置滤波器之前并且被安排成使得在所述前置滤波器输入处，所述通信信号在该信号的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的频域中包含能量，以在所述前置滤波器中引起抑制所述延长的混叠。

3.如权利要求1或2所述的设备，其特征在于，所述修改装置包括与所述前置滤波器串联的用于向所述通信信号施加具有脉冲形状的冲激响应的滤波以抑制由所述前置滤波器产生的延长的装置。

4.如权利要求1-3中的任一项所述的设备，其特征在于，所述脉冲为高斯脉冲。

5.如权利要求1至4中任一项所述的设备，其特征在于，所述前置滤波器是一线性均衡器。

6.一种调节预定要由均衡器均衡的通信信号的方法，所述方法包括在所述均衡器之前对所述通信信号进行前置滤波，其特征在于，所述方法还包括通过与一脉冲形状冲激响应的卷积来修改所述前置滤波步骤的滤波特性以对因所述信号中的多径结构而由所述前置滤波步骤产生的所述通信信号的信道响应延长进行抑制。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括在所述前置滤波步骤之前对所述通信信号进行滤波，以使提供给所述前置滤波步骤的通信信号在该信号的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的频域中包含能量，从而在所述前置滤波步骤中引起抑制所述延长的混叠。

8.如权利要求6或7所述的方法，其特征在于，所述修改步骤包括与所述前置滤波器串联地对所述通信信号施加具有脉冲形状的冲激响应的滤波以抑制所述的延长的步骤。

9.如权利要求7或8所述的方法，其特征在于，所述脉冲为高斯脉冲。

10.如权利要求6至9中任一项所述的方法，其特征在于，所述前置滤波步骤执行所述通信信号的线性均衡。

11.一种修改均衡器的前置滤波器(222)的滤波特性的方法，其中，所述前置滤波器(222)被安排对预定要由所述均衡器均衡的通信信号应用一滤波特性，其特征在于，所述方法包括提供一旨在被部署在所述前置滤波器(222)中的滤波特性，并通过与一脉冲形状的冲激响应的卷积来修改所述滤波特性以当所述滤波特性被部署在所述前置滤波器中时对由所述前置滤波器产生的所述通信信号的信道响应延长进行抑制。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述脉冲为高斯脉冲。

13.如权利要求11或12所述的方法，其特征在于，所述前置滤波器为线性均衡器。

14.一种用于修改均衡器的前置滤波器(222)的滤波特性的设备，其中，所述前置滤波器(222)被安排对预定要由所述均衡器均衡的通信信号应用一滤波特性，其特征在于，所述设备包括通过与一脉冲形状的冲激响应的卷积来修改所述滤波特性以在所述滤波特性被部署在所述前置滤波器(222)中时对由所述前置滤波器(222)产生的所述通信信号的信道响应延长进行抑制的装置(223)。

15.如权利要求14所述的设备，其特征在于，所述脉冲为高斯脉冲。

16.如权利要求14或15所述的设备，其特征在于，所述前置滤波器为线性均衡器。

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