CN101137165B - 测量宽带码分多址系统下行链路功控信干比的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种测量WCDMA系统下行链路SIR的方法，包括：(1)从专用物理信道的数据流中提取导频符号，并将所有径的导频符号进行合并；(2)将合并后的导频符号转相到同一象限；(3)计算信号功率和用于计算功控信干比的干扰信号功率，并根据计算得到的所述功率得到功控信干比的测量值。一种宽带码分多址下行链路功控信干比的测量装置，包括：N个导频符号分离器，将提取的导频符号送入导频符号合并器，再由导频符号相干器将输入的导频符号转相到同一象限，然后由信号功率测量器和干扰信号功率测量器计算相应的功率，输入到功控信干比计算器，计算出功控信干比。

Description

测量宽带码分多址系统下行链路功控信干比的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种宽带码分多址(WCDMA)移动系统，尤其涉及通讯领域的WCDMA下行链路内环功控信干比(SIR)的测量方法和装置。

背景技术

WCDMA是个同频自干扰系统，多个用户共用同一个频带，由此而产生了用户间的相互干扰。为解决干扰问题，提高通讯质量与容量，3GPP协议规定，在WCDMA系统下行链路中，实行基于业务质量QoS的定步长快速闭环功率控制。在下行链路中，由协议栈下发一个目标SIR值，用户设备UE实行功率控制，功控的目标就是调整下行链路的发射功率，使得下行链路的SIR值与目标SIR值尽可能接近。因此，精确测量SIR是做好功率控制的前提。

SIR的测量方法历来受到重视，因此，产生了诸多的算法专利。概括起来，可分为以下三大类：一是基于CPICH(公共导频信道)符号，不足之处在于CPICH信道的发射功率由高层决定，变化比较缓慢，不能实时反映DPCH信道的状况；二是基于DPCH(专用物理信道)的所有接收符号，不足之处在于未能充分发挥导频的作用，准确性受到一定的影响；三是基于信道补偿前后的导频之差，不足之处在于测量精度受信道补偿的影响较大，从而影响到测量精度。

2004年9月22日公开的中国专利CN1168244C，是比较新的一个SIR测量方法专利，提出了单独测量各单径的SIR，然后再合并得出下行链路总的SIR，在测量精度方面，较好地弥补了以往专利的不足，但也带来了新的问题：一是各条径单独测量SIR，就需要各自的测量模块，需要较多的资源，不利于底层实现；二是此专利只针对于当前小区进行SIR测量，不能适用于软交换时的功率控制。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种测量WCDMA系统下行链路SIR的方法和装置，解决了现有技术中存在的因计算量大而造成的实时性差，以及不利于底层软硬件实现的问题。

为了解决上述问题，本发明提出了一种测量WCDMA系统下行链路SIR的方法，包括以下步骤：

(1)从专用物理信道的数据流中提取导频符号，并将所有径的导频符号进行合并；

(2)将合并后的导频符号转相到同一象限，具体为：根据协议规定的导频比特图样，将接收的导频符号与已知导频符号相乘，将分布在不同象限的导频符号转相到同一象限内；

(3)计算信号功率和用于计算功控信干比的干扰信号功率，并根据计算得到的所述功率得到功控信干比的测量值。

进一步，上述方法还可具有以下特点：步骤(1)中，所述合并过程采用复数加法，将输入的各组导频符号合并成一组导频符号。

进一步，上述方法还可具有以下特点：步骤(3)中，将所得导频符号的实部与虚部分别进行累加后求算术平均，再对实部与虚部的该算术平均值分别平方后相加得到平方和，所述平方和为信号功率。

进一步，上述方法还可具有以下特点：步骤(3)中，将所得每个导频符号的实部与虚部进行平方运算后，累加并求取其算术平均值，得到接收信号总功率，再减去信号功率，得到当前时隙的干扰信号功率，再将当前时隙干扰信号功率乘以α，前一时隙的干扰信号功率乘以(1-α)，得到所述用于计算功控信干比的干扰信号功率，所述α的取值小于等于1。

进一步，上述方法还可具有以下特点：当前时隙的导频符号数为1时，提取前一时隙的导频符号，与当前时隙导频符号一起作为计算信号功率输入。

进一步，上述方法还可具有以下特点：步骤(3)中，用信号功率除以用于计算功控信干比的干扰信号功率，根据所除结果，再取以10为底的对数，乘以10后得到功控信干比测量值。

一种宽带码分多址下行链路功控信干比的测量装置，包括：N个导频符号分离器、导频符号合并器、导频符号相干器、信号功率测量器、干扰信号功率测量器、功控信干比计算器，其中，

导频符号分离器，用于从下行专用物理信道接收码流中提取经过信道补偿后的N条径的导频符号，并将分离出的导频符号送入导频符号合并器，所述N为正整数；导频符号合并器，用于将输入的各组导频符号合并成一组导频符号，然后，输出到导频符号相干器；导频符号相干器，用于将输入的导频符号转相到同一象限，具体为：根据协议规定的导频比特图样，将接收的导频符号与已知导频符号相乘，将分布在不同象限的导频符号转相到同一象限内，并将相干后的导频符号同时送入信号功率测量器和干扰信号功率测量器；信号功率测量器，用于根据导频符号计算信号功率；干扰信号功率测量器，用于根据导频符号得到计算功控信干比的干扰信号功率；功控信干比计算器，用于根据信号功率和干扰信号功率计算功控信干比。

进一步，上述系统还可具有以下特点：所述导频符号合并器采用复数加法。

进一步，上述系统还可具有以下特点：信号功率测量器包括：第一加法器，将导频符号实部进行加法运算，并将累加结果送入第一除法器；第一除法器，用于对累加的导频符号的实部求平均值；第一平方器，用于对所述平均值进行平方运算；第二加法器，将导频符号虚部进行加法运算，并将累加结果送入第二除法器；第二除法器，用于对累加的导频符号的虚部求平均值；第二平方器，用于对所述平均值进行平方运算；第三加法器，将第一平方器和第二平方器输出的计算结果进行相加后得到信号功率。

进一步，上述系统还可具有以下特点：干扰信号功率测量器包括依次相连的平方器、加法器、除法器和减法器，平方器，用于对接收的导频符号的实部和虚部全部进行平方操作；加法器，用于将该平方值进行累加；除法器，用于对累加和求取其平均值，得到接收信号总功率；减法器，用于由信号总功率减去信号功率，得到干扰信号功率。

进一步，上述系统还可具有以下特点：所述导频符号分离器还用于判断当前时隙的导频符号的个数，当导频符号为1个时，导频符号合并器将其暂存的前一时隙的导频符号输出到信号功率测量器，与当前时隙导频符号一起作为计算信号功率的输入。

进一步，上述系统还可具有以下特点：还包括α滤波器，该α滤波器包括：第一乘法器，用于将当前时隙的干扰信号功率乘以α，所述α的取值小于等于1；第二乘法器，用于将前一时隙的干扰信号功率乘以(1-α)；加法器，将第一乘法器输出的干扰信号功率与第二乘法器输出的干扰信号功率进行相加。

进一步，上述系统还可具有以下特点：功控信干比计算器包括除法器、对数器及乘法器，其中，除法器，用信号功率测量器输出的信号功率除以干扰信号功率测量器输出的用于计算功控信干比的干扰信号功率，并将相除结果送到对数器进行以10为底的取对数操作，然后输入到乘法器后乘以10，即得到功控信干比测量值，单位为dB。

与现有技术相比，本发明所述方法和装置利用当前时隙，或者当前时隙与前一时隙的导频符号进行下行DPCH的SIR测量，大大降低了计算量，从而节省了底层的软硬件资源，提高了SIR测量及下行功控的实时性。另外，只用信道补偿后的导频符号进行计算，避免了信道估计对SIR测量的影响，提高了SIR的测量精度。

附图说明

图1是现有技术中下行DPCH帧结构图。

图2是实施例中SIR测量方法流程图。

图3是实施例中SIR测量装置结构图。

图4是实施例中信号功率测量器结构图。

图5是实施例中干扰信号功率测量器结构图。

图6是实施例中α滤波器结构图。

具体实施方式

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。

附图1是WCDMA系统下行链路专用物理信道(DPCH)的帧结构，按照3GPP协议规定，DPCH由专用物理数据信道(DPDCH)与专用物理控制信道(DPCCH)时分复用组成，导频位于整个无线帧的最尾端，根据时隙格式的不同，每个时隙的导频符号个数可分别为1、2、4、8个不等。

本发明的SIR测量方法是基于附图1中的帧结构进行的。下面结合附图2详细说明本发明方法，包括以下步骤：

步骤201，根据附图1所示的下行专用物理信道DPCH的帧结构，从DPCH的数据流中提取导频符号，并获得导频符号的个数；

步骤202，将所有径的导频符号进行合并，所述合并过程采用复数加法；

步骤203，根据协议规定的导频比特图样，将接收的导频符号与已知导频符号相乘，将分布在不同象限的导频符号转相到同一象限内(如第一象限)；

步骤204，计算信号功率，将步骤203中转相后所得导频符号的实部与虚部分别进行累加后求算术平均，再对实部与虚部的该算术平均值分别平方后相加得到平方和，所述平方和为信号功率。

计算按时隙进行，原则上利用单个时隙的导频符号进行SIR测量，即如果导频符号分离器判断当前时隙格式接收到多个导频符号，可只以当前时隙的导频符号作为计算的输入，或与前一时隙的导频符号一起作为计算输入。但是，如果当前时隙的导频符号数为1，则需取当前时隙与前一时隙的导频符号一起作为计算输入，以提高测量精度。

步骤205，计算用于计算SIR的干扰信号功率；

将步骤203中转相后所得每个导频符号的实部与虚部进行平方运算后，累加并求取其算术平均值，得到接收信号总功率，再减去信号功率，得到干扰信号功率。

然后，再将该干扰信号功率与前一时隙的干扰信号功率进行α滤波，即当前时隙的干扰信号功率乘以α，将前一时隙的干扰信号功率乘以(1-α)，作为用于计算SIR的干扰信号功率，所述α的取值小于1；当然，也可以不进行滤波，将该干扰信号功率直接作为用于计算SIR的干扰信号功率，相当于所述α的取值等于1。

步骤206，用步骤204中的信号功率除以步骤205中得到的用于计算SIR的干扰信号功率，根据所除结果，再取以10为底的对数，乘以10后输出为SIR测量值。

图3所示为一种WCDMA系统下行链路的SIR测量装置，包括：N个导频符号分离器301、导频符号合并器302、导频符号相干器303、信号功率测量器304、干扰信号功率测量器305、α滤波器306、除法器307、对数器308及乘法器309等，其中，

导频符号分离器301.1-301.N，用于从下行DPCH信道接收码流中提取经过信道补偿后的N条径的DPCH导频符号，并将分离出的导频符号送入导频符号合并器302，所述导频符号分离器在提取导频符号时，需要判断导频符号个数；

导频符号合并器302，是包括两个加法器的一复数加法器，用于将输入的各组导频符号合并成一组导频符号，然后，输出到导频符号相干器303；该导频符号合并器中暂存前一时隙的导频符号，在导频符号分离器判断当前时隙的导频符号数为1时，需提取出前一时隙的导频符号一起作为计算输入。其他情况下，可以选择提取或不提取前一时隙的导频符号。

导频符号相干器303是个乘法器，根据3GPP协议规定的导频比特图样，将输入的导频符号与已知导频符号相乘，用于将其转相到同一象限(第一象限)；相干后的导频符号同时送入信号功率测量器304和干扰信号功率测量器305；

信号功率测量器304，用于计算信号功率，包括加法器401、除法器402、平方器403、加法器404、除法器405、平方器406和加法器407；

信号功率测量器304的结构图如附图4所示。其中，加法器401将输入的导频符号的实部进行累加运算，并将累加结果送入除法器402；然后除法器402将累加的导频符号的实部求平均值；再由平方器403将所述平均值进行平方运算，输出到加法器407；加法器404将输入的导频符号的虚部进行累加运算，并将累加结果送入除法器405；然后除法器405将累加的导频符号的虚部求平均值；再由平方器406将所述平均值进行平方运算，输出到加法器407；所述加法器407将平方器403输出的实部平方值和平方器406输出的虚部平方值相加，得到信号功率。

干扰信号功率测量器305，用于得到计算SIR的干扰信号功率，包括依次相连的平方器501、加法器502、除法器503和减法器504；

干扰信号功率测量器305的结构图如附图5所示。平方器501将接收的导频符号的实部和虚部全部进行平方操作；再将该平方值送入加法器502累加；然后由除法器503对累加和求取其平均值，得到接收信号总功率；最后在减法器504中由信号总功率减去信号功率，即为干扰信号功率。

α滤波器306，用于将当前时隙的干扰信号功率与前一时隙的干扰信号功率进行α滤波，得到用于计算SIR的干扰信号功率，包括乘法器601、乘法器602和加法器603；

图6是实施例中α滤波器306结构图。乘法器601将当前时隙的干扰信号功率乘以α，乘法器602将前一时隙的干扰信号功率乘以(1-α)；将乘以系数的干扰信号功率同时输入到加法器603进行相加后，得到用于计算SIR的干扰信号功率。

所述α的取值可以小于1，此时是将滤波后的干扰信号功率作为用于计算SIR的干扰信号功率，当然，所述α的取值也可以等于1，则将该干扰信号功率测量器输出的干扰信号功率直接作为用于计算SIR的干扰信号功率。所述用于计算SIR的干扰信号功率均可以用于下一时隙的α滤波器的输入。

除法器307，用信号功率测量器304输出的信号功率，除以干扰信号功率测量器305输出的干扰信号功率或α滤波器306输出的用于计算SIR的干扰信号功率，并将相除结果送到对数器308进行以10为底的取对数操作，然后输入到乘法器309后乘以10，即得到SIR测量值，单位为dB。

由于导频符号的个数为1、2、4、8，因此，附图中的除法器402、405、503均可以用移位操作来实现，整个过程中，只需要进行一次除法即可。另外，α可以取值为1/2ⁿ，用移位和加减法来替代乘法实现滤波器，从而大大节省计算量，特别适用于ASIC芯片，或嵌入式软件实现。

采用本发明的装置和方法，可以迅速精确地测量出当前时隙下行链路的SIR值，从而提高下行功控的准确性与实时性，提高WCDMA链路通讯质量。

Claims (13)

1.一种宽带码分多址下行链路功控信干比的测量方法，包括以下步骤：

(1)从专用物理信道的数据流中提取导频符号，并将所有径的导频符号进行合并；

(2)将合并后的导频符号转相到同一象限，具体为：根据协议规定的导频比特图样，将接收的导频符号与已知导频符号相乘，将分布在不同象限的导频符号转相到同一象限内；

(3)计算信号功率和用于计算功控信干比的干扰信号功率，并根据计算得到的所述功率得到功控信干比的测量值。

2.如权利要求1所述方法，其特征在于：

步骤(1)中，所述合并过程采用复数加法，将输入的各组导频符号合并成一组导频符号。

3.如权利要求1所述方法，其特征在于：

步骤(3)中，将所得导频符号的实部与虚部分别进行累加后求算术平均，再对实部与虚部的该算术平均值分别平方后相加得到平方和，所述平方和为信号功率。

4.如权利要求1所述方法，其特征在于：

步骤(3)中，将所得每个导频符号的实部与虚部进行平方运算后，累加并求取其算术平均值，得到接收信号总功率，再减去信号功率，得到当前时隙的干扰信号功率，再将当前时隙干扰信号功率乘以α，前一时隙的干扰信号功率乘以(1-α)，得到所述用于计算功控信干比的干扰信号功率，所述α的取值小于等于1。

5.如权利要求3所述方法，其特征在于：

当前时隙的导频符号数为1时，提取前一时隙的导频符号，与当前时隙导频符号一起作为计算信号功率输入。

6.如权利要求4所述方法，其特征在于：

步骤(3)中，用信号功率除以用于计算功控信干比的干扰信号功率，根据所除结果，再取以10为底的对数，乘以10后得到功控信干比测量值。

7.一种宽带码分多址下行链路功控信干比的测量装置，包括：N个导频符号分离器、导频符号合并器、导频符号相干器、信号功率测量器、干扰信号功率测量器、功控信干比计算器，其中，

导频符号分离器，用于从下行专用物理信道接收码流中提取经过信道补偿后的N条径的导频符号，并将分离出的导频符号送入导频符号合并器，所述N为正整数；

导频符号合并器，用于将输入的各组导频符号合并成一组导频符号，然后，输出到导频符号相干器；

导频符号相干器，用于将输入的导频符号转相到同一象限，具体为：根据协议规定的导频比特图样，将接收的导频符号与已知导频符号相乘，将分布在不同象限的导频符号转相到同一象限内；并将相干后的导频符号同时送入信号功率测量器和干扰信号功率测量器；

信号功率测量器，用于根据导频符号计算信号功率；

干扰信号功率测量器，用于根据导频符号得到计算功控信干比的干扰信号功率；

功控信干比计算器，用于根据信号功率和干扰信号功率计算功控信干比。

8.如权利要求7所述装置，其特征在于：

所述导频符号合并器采用复数加法。

9.如权利要求7所述装置，其特征在于，信号功率测量器包括：

第一加法器，将导频符号实部进行加法运算，并将累加结果送入第一除法器；

第一除法器，用于对累加的导频符号的实部求平均值；

第一平方器，用于对所述平均值进行平方运算；

第二加法器，将导频符号虚部进行加法运算，并将累加结果送入第二除法器；

第二除法器，用于对累加的导频符号的虚部求平均值；

第二平方器，用于对所述平均值进行平方运算；

第三加法器，将第一平方器和第二平方器输出的计算结果进行相加后得到信号功率。

10.如权利要求7所述装置，其特征在于，干扰信号功率测量器包括依次相连的平方器、加法器、除法器和减法器，

平方器，用于对接收的导频符号的实部和虚部全部进行平方操作；

加法器，用于将该平方值进行累加；

除法器，用于对累加和求取其平均值，得到接收信号总功率；

减法器，用于由信号总功率减去信号功率，得到干扰信号功率。

11.如权利要求7所述装置，其特征在于：

所述导频符号分离器还用于判断当前时隙的导频符号的个数，当导频符号为1个时，导频符号合并器将其暂存的前一时隙的导频符号输出到信号功率测量器，与当前时隙导频符号一起作为计算信号功率的输入。

12.如权利要求7所述装置，其特征在于，还包括α滤波器，该α滤波器包括：

第一乘法器，用于将当前时隙的干扰信号功率乘以α，所述α的取值小于等于1；

第二乘法器，用于将前一时隙的干扰信号功率乘以(1-α)；

加法器，将第一乘法器输出的干扰信号功率与第二乘法器输出的干扰信号功率进行相加。

13.如权利要求12所述装置，其特征在于，功控信干比计算器包括除法器、对数器及乘法器，其中，

除法器，用信号功率测量器输出的信号功率除以干扰信号功率测量器输出的用于计算功控信干比的干扰信号功率，并将相除结果送到对数器进行以10为底的取对数操作，然后输入到乘法器后乘以10，即得到功控信干比测量值，单位为dB。

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