CN100557992C - 时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种应用于时分双工同步码分多址(TD-SCDMA)系统中的路径搜索方法，包括功率计算、功率合并、特征值计算、特征值合并、比较等步骤；一种应用于时分双工同步码分多址(TD-SCDMA)系统中的路径搜索的装置，包括功率计算器、功率合并器、特征值计算器、特征值合并器、比较器等模块。本发明具有相对较低的实现复杂度，并能够在较恶劣的传播条件下，和在较低信干噪比条件下，在较短时间内以比较高的概率搜索到下行导频时隙(DwPTS)位置，从而能够有效地缩短TD-SCDMA系统中初始同步时间。

Description

时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种应用于无线通信系统的，特别涉及一种应用于时分双工同步码分多址(Time Division Synchronous Code-Division Multiple Access，简称TD-SCDMA)移动通信系统中，应用于初始小区搜索(Initial Cell Search)的同步方法和装置。

背景技术

从1946年美国的贝尔实验室便提出了将移动电话的服务区划分成若干个小区，每个小区设一个基站，构成蜂窝状系统的蜂窝(Cellular)移动通信新概念后，蜂窝移动通信系统的发展经历了一个从模拟网到数字网，从频分多址(FDMA)到时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)的过程。

第三代移动通信系统中最关键的是无线电传输技术(RTT)。1998年国际电信联盟所征集的RTT候选提案：除6个卫星接口技术方案外，地面无线接口技术有10个方案，被分为两大类：CDMA与TDMA，其中CDMA占主导地位。在CDMA技术中，国际电信联盟目前共接受了3种标准，即欧洲和日本的W-CDMA、美国的CDMA 2000和中国的TD-SCDMA标准。

与其它第三代移动通信标准相比，TD-SCDMA采用了许多独有的先进技术，并且在技术、经济两方面都具有突出的优势。TD-SCDMA采用时分双工(Time Division Duplex，TDD)、智能天线(Smart Antenna)、联合检测(JointDetection)等技术，频谱利用率很高，能够解决高人口密度地区频率资源紧张的问题，并在互联网浏览等非对称移动数据和视频点播等多媒体业务方面具有潜在优势。

如图1所示，为一个典型的蜂窝移动通信系统的例子：该系统是由多个小区10₁-10_N(10)构成的，其中每个小区内各有一个基站(Base Station)11₁-11_N(11)，同时在该小区服务范围内存在一定数量的用户终端设备(UserEquipment，简写为UE)12₁-12_N(12)，每一个用户终端设备12通过与所属服务小区10内的基站11保持连接，来完成与其它通信设备之间的通信功能。

每次当用户终端设备12开机后，一般并不知道其所处的位置、以及应选择哪个基站11(或者小区10)进行有关上行接入(Uplink Access)操作。用户终端设备选择小区进行接入的过程一般被称为“初始小区搜索”(InitialCell Search)过程。用户终端设备12进行初始小区搜索的目的是选择合适的工作频点，并在该频点上取得与某个小区10内的基站11的下行同步，同时解读该基站11发送的有关系统广播消息——依据这些信息，用户终端设备12才能开始有关的上行接入过程，并最终建立与该基站11之间的连接。

如图2所示，为TD-SCDMA系统的帧结构示意图：该结构是根据3G合作项目(3GPP)规范TS 25.221中的低码片速率时分双工(LCR-TDD)模式(1.28Mcps)，或者中国无线通信标准(CWTS)规范TSM 05.02中给出的。

TD-SCDMA系统的码片(chip)速率为1.28Mcps，每一个无线帧(RadioFrame)20₀、20₁(20)的长度为5ms，即6400个码片(对于3GPP LCR-TDD系统，每个无线帧长度为10ms，并可划分为两个长度为5ms的子帧(subframe)，其中每个子帧包含6400个码片)。

其中，每个TD-SCDMA系统中的无线帧(或者LCR系统中的子帧)20包含：

(1)7个时隙(TS0～TS6)21₀-21₆(21)；

TS0时隙21₀被用来承载系统广播信道以及其它可能的下行业务信道；

TS1～TS6时隙21₁-21₆则被用来承载上、下行业务信道；

进一步的，TS0～TS6时隙21₀-21₆长度均为0.675ms或864个码片，其中包含两段长均为352码片的数据段DATA1(27)和DATA2(29)，以及中间的一段长为144码片的训练序列——中导码(Midamble)序列28，Midamble序列在TD-SCDMA有重要意义，包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等模块都要用到它。

(2)两个导频时隙：下行导频时隙(DwPTS)22和上行导频时隙(UpPTS)24；

上行导频时隙(UpPTS)24和下行导频时隙(DwPTS)22分别被用来建立初始的上、下行同步；

DwPTS时隙22包含32码片的保护间隔30、以及一个长为64码片的下行同步码(SYNC-DL)码字25，它的作用是小区标识和建立初始同步；而UpPTS时隙包含一个长为128码片的上行同步码(SYNC-UL)码字26，用户终端设备利用它进行有关上行接入过程。

(3)一个保护间隔(Guard)23，用来防止下行链路对上行链路的干扰。

按照3GPP规范TS 25.224或者CWTS规范TSM 05.08中的有关定义，在TD-SCDMA系统中，当完成初始频点选择后，在每个候选频点上，初始小区搜索过程将首先执行DwPTS搜索步骤来得到DwPTS时隙(粗略)的同步信息，并同时检测到功率最强的SYNC-DL码字。

初始小区搜索的方法及其装置设计，是TD-SCDMA系统设计中的重要课题之一。一方面，由于用户终端设备进行初始小区搜索之前往往只有很少的(甚至没有任何)系统信息，而且可能面临较恶劣的信道环境(例如，当用户处于小区边缘、或者处于阴影区时)，因此要求所设计的初始小区搜索方法拥有优良的性能，能够在较短时间内找到目标小区，同时又要具有较好的鲁棒性(robustness)，能适应各种开机环境；另一方面，又要求该设计具有合理的复杂度，避免由于软/硬件资源消耗过多、或者功耗太大等带来的一系列实现问题。

特别的，在TD-SCDMA系统中特别是DwPTS搜索步骤的方法及其装置设计，对整体设计尤为关键。这是因为，在该步骤中用户终端设备既要完成在时间轴上的搜索，又要同时完成对32个备选SYNC-DL码字的检测。亦即，用户终端一般要同时完成“两维”的搜索(一维沿时间搜索，另一维沿码字搜索)，这对于用户终端软件和硬件的处理要求是很高的。例如，在国际专利申请公开号WO03/028399，发明名称为“小区搜索方法和通信终端设备”(CELL SEARCH METHOD AND COMMUNICATION TERMINALAPPARATUS)中，主要公开了一种在TD-SCDMA系统中执行所述小区搜索第一步骤的方法和装置，该方法中首先将所有SYNC-DL码分别与接收信号进行滑动相关，然后再找到相关值最大的SYNC-DL及其对应位置作为输出。该装置虽然可达到理论上最优的“最大似然”(Maximum Likelihood)检测性能，但是其复杂度却很高，这意味着将消耗很多的处理器资源以及更多的功耗。

为了避免整个帧内进行对所有SYNC-DL码字的滑动相关处理，在国际专利申请公开号WO01/074103，发明名称为“一种码分多址数字移动通信系统的小区初始方法”(METHOD OF CELL INITIAL SEARCH IN CDMADIGITAL MOBILE TELECOMMUNICATION SYSTEM)中，公开了一种采用了所谓“特征窗”(Characteristic Window)的方法，进行TD-SCDMA系统中进行初始小区搜索中的第一步骤的方法。该方法的主要思想是，利用TD-SCDMA帧结构中DwPTS部分所特有的功率包络特性，先进行粗略的DwPTS同步，然后在该同步点附近再对所有备选SYNC-DL码字进行滑动相关处理。由于避免了在整个帧内进行滑动相关，因此其处理复杂度与前述方案相比大大降低。

上述应用DwPTS“特征模板”进行初始DwPTS同步的方法可描述如下：

步骤1、输入数字信号采样首先经过接收滤波器进行匹配滤波，并滤除带外噪声和干扰。

步骤2、滤波后的数字信号通过功率计算器，计算每个输入数字信号的功率值：

假设输入第k个数字信号d_k的同相(I)和正交(Q)支路上的取值分别等于d_k，i和d_k，q，那么其功率值p_k等于d_k，i ²+d_k，q ²。这样，对于输入数字信号序列{d₁，d₂，d₃，…}，可得到相应的功率值序列{p₁，p₂，p₃，…}。

步骤3、“特征值”计算器用于根据输入的功率值序列，来计算相应的“特征值”。

其中，所谓的“特征值”，表征了每连续128个码片内的功率值包络与DwPTS“特征模板”之间的匹配程度，特征值越高，说明匹配程度最高。

如图3所示，这里DwPTS“特征模板”指的是DwPTS信号部分的帧结构特性，即64个SYNC-DL码片前后各有32码片的GP(保护间隔)区间内无信号发送，来得到的DwPTS的功率包络模板。

步骤3.1、假设从位置n开始的连续128个码片内的功率包络等于(假设每个码片取一个信号采样)：

{p_n，p_n+1，p_n+2，…，p_n+127} (n＝1，2，3，…)

分别计算前32个码片的功率和a_n、中间64个码片的功率和b_n、以及末尾32个码片的功率和c_n如下：

a_n＝p_n+p_n+1+…+p_n+31

b_n＝p_n+32+p_n+33+…+p_n+95

c_n＝p_n+96+p_n+97+…+p_n+127

步骤3.2、根据专利申请公开号WO01/074103，发明名称为“一种码分多址数字移动通信系统的小区初始方法”中所公开的一种方法，位置n上的特征值e_n可按下式求得：

$e_n=\frac{b_n}{a_n+c_n}$

如果位置n就位于DwPTS的起始位置附近，那么a_n和c_n分别对应了SYNC-DL码字前后的GP内的功率和，所以它们取值应该很小；而b_n则对应了SYNC-DL码字信号部分，所以取值应该相对比较大。这样，应用上面的求取特征值的公式，所得到的特征值e_n就会比较大。另一方面，如果位置n位于其它地方，譬如说某个时隙的中间，由于128码片范围内的信号(或者噪声)是相对恒定的，所以a_n、b_n和c_n的取值应该比较接近，那么相应的特征值e_n也就会比较小。所以说，这里所计算的特征值，表征了每连续128个码片内的功率值包络与实际DwPTS功率包络之间的匹配程度。

步骤4、将计算得到的一系列特征值输入比较器，在一个帧或者子帧的范围内，通过比较后找到出现最大特征值所在的位置，并将该位置输出，做为(粗略的)DwPTS位置输出。后续模块将在该DwPTS位置附近(例如前后32个码片区间内)，继续进行时间和码字两维的搜索——由于所要搜索的时间区间范围被从一个帧或子帧(6400个码片)缩小到几十个码片，所以相应的复杂度也降低了约两个数量级，有利于用户终端以比较经济的软件/硬件实现方式来完成该DwPTS搜索步骤。

由上述介绍可知，这种“特征窗”方法的核心在于“特征值”的计算，即如何根据TD-SCDMA系统中特有的DwPTS附近的功率包络，来求得最能代表该功率包络特性的“特征值”。良好的特征值计算方法和装置，能够在信道传播环境较恶劣、或者噪声干扰都较强的不利条件下，通过对功率包络的处理，使DwPTS信号部分附近的仍然具有较高的特征值，从而可以顺利完成DwPTS搜索步骤。但上述方法由于只采用了功率信息而没有利用其它信息(例如接收信号中的相位信息)，所以其性能与最优的“最大似然”检测算法相比有较大的损失。特别是当信干噪比(SINR)小于零的情况下，即信号功率低于噪声及干扰功率时，其检测性能不佳。

发明内容

本发明提供一种应用于时分双工同步码分多址(TD-SCDMA)移动通信系统中用户终端设备的进行初始同步的方法和装置，其能够在较低信干噪比(SINR)条件下，在较短时间内完成DwPTS位置的搜索。

为了达到上述目的，本发明提供了一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，包括以下步骤：

步骤1、接收滤波器对数字信号采样进行匹配滤波，滤除带外噪声和干扰；

步骤2、计算功率；

在一个帧(或者子帧)的长度内，对于来自接收滤波器的输入信号序列，计算每个信号的功率值，得到对应于输入信号序列的功率值序列(功率包络)；

步骤3、合并功率；

在连续若干个帧(或者子帧)长度内，将功率计算步骤所得的功率值序列按对应位置进行累加，得到功率合并后的功率值序列(功率包络)；

步骤4、计算特征值；

在一个帧或者子帧的长度内，按一定的间隔确定某些时间点，根据其中每个时间点后连续128个码片范围内的由功率合并步骤计算得到的功率值序列(功率包络)，计算相应的特征值；其中，所述间隔是输入信号序列的采样间隔的某个倍数；

步骤4.1、对于连续128码片内的功率值序列，分别计算前32个码片内的功率和a_n、中间64个码片的功率和b_n、以及末尾32个码片的功率和c_n，n是指在连续128码片内的位置；

步骤4.2、按如下公式计算特征值e_n，

$e_n=\frac{b_n}{\max (a_n,c_n)}$

其中函数max(x，y)返回变量x与y中的较大者。

步骤5、合并特征值；

将连续若干个帧(或者子帧)长度内的特征值计算步骤计算得到的特征值序列，按对应位置进行累加，得到特征值合并后的特征值序列；

步骤6、比较特征值，确定DwPTS位置；

将由特征值合并步骤计算所得的一批特征值进行比较，找到其中最大的一个或者多个特征值，并选取与它们相对应的时间点，做为粗略的DwPTS位置输出；

本发明提供了一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的装置，其包括依次电路连接的接收滤波器、功率计算器、功率合并器、特征值计算器、特征值合并器和比较器；

所述的接收滤波器对输入信号序列进行匹配滤波，滤除带外噪声和干扰；

所述的功率计算器，用于在一个帧(或者子帧)的长度内，对于来自接收滤波器的输入信号序列，计算每个信号的功率值，得到对应于输入信号序列的功率值序列(功率包络)；

所述的功率合并器，用于在连续若干个帧(或者子帧)长度内，将功率计算器输出的功率值序列按对应位置累加，得到多帧合并后的功率值序列(功率包络)；

所述的特征值计算器，用于在一个帧或者子帧的长度内，按一定的间隔确定某些时间点，根据其中每个时间点后连续128个码片范围内的由多帧合并器计算得到的功率值序列(功率包络)，计算相应的特征值；其中，所述间隔是输入信号序列的采样间隔的某个倍数；

所述的特征值合并器，用于将连续若干个帧(或者子帧)长度内的特征值计算器的输出，按对应位置进行累加，得到特征值合并后的特征值序列；

所述的比较器，用于将由特征值合并器输出的一批特征值进行比较，找到其中最大的一个或者多个特征值，并选取与它们相对应的时间点，做为粗略的DwPTS位置输出；

其中，所述特征值计算器又包括以下子模块：

子模块一，用于对于连续128码片内的功率值序列，分别计算前32个码片内的功率和a_n、中间64个码片的功率和b_n、以及末尾32个码片的功率和c_n，n是指在连续128码片内的位置；

子模块二，用于如下公式计算特征值e_n，

$e_n=\frac{b_n}{\max (a_n,c_n)}$

其中函数max(x，y)返回变量x与y中的较大者。

根据本发明实现的用于TD-SCDMA系统中用户终端设备的进行初始同步的方法和装置，具有相对较低的实现复杂度，并能够在较恶劣的传播条件下，和在较低信干噪比条件下，在较短时间内以比较高的概率搜索到DwPTS位置，从而能够有效地缩短TD-SCDMA系统中初始同步时间。

附图说明

图1为一典型的蜂窝移动通信系统的简单示意图；

图2为TD-SCDMA系统的帧结构示意图；

图3为DwPTS特征功率模板的示意图；

图4为本发明提出的应用于TD-SCDMA系统初始同步的搜索DwPTS的方法流程图；

图5为本发明提出的应用于TD-SCDMA系统初始同步的搜索DwPTS的方法装置图；

图6为本发明应用于TD-SCDMA系统初始同步时、采用不同子帧数进行功率合并时的DwPTS检测性能仿真曲线图；

图7为本发明提出的特征值计算方法和另一种特征值计算方法的比较示意图；

图8为应用本发明提出的特征值计算方法与另一种特征值计算方法的DwPTS检测性能仿真曲线比较；

图9为本发明应用于TD-SCDMA系统初始同步时、采用不同子帧数进行特征值合并时的DwPTS检测性能仿真曲线图。

具体实施方式

以下根据图4～图9，说明本发明的较佳实施方式。

如图4所示，本发明提供了一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，包括以下步骤：

步骤1、输入数字信号采样首先经过接收滤波器进行匹配滤波，并滤除带外噪声和干扰。

接收滤波器一般工作在“过采样”(oversampling)模式，即输入、输出数据流和内部数据流的数据速率均为码片速率的某个倍数。假设采用了Q倍过采样，则接收滤波器的输出可表示为：{d₁，d₂，…，d_Q×i+1，d_Q×i+2，…，d_Q×(i+1)，…}，其中，对应于第i个码片的Q个采样为{d_Q×i+1，d_Q×i+2，…，d_Q×(i+1)}。一般的，根据接收机的处理能力和性能要求，过采样倍数Q的取值可在2、4、8范围内选择。

采用过采样方式的好处是：某些传播路径的位置可能不处于整数倍码片上，如果后续处理模块只处理整数倍码片采样，则由于采样偏差的影响，解调等性能会引起比较大的恶化；而采用过采样的滤波器输出，可以比较有效地克服采样偏差带来的影响，尽量减小各种实际传播环境中的性能损失。

步骤2、计算功率：对滤波后的数字信号进行功率计算，得到每个输入数字信号的功率值；

假设输入第k个数字信号d_k的同相(I)和正交(Q)支路上的取值分别等于d_k，i和d_k，q，那么其功率值p_k等于d_k，i ²+d_k，q ²(或者也可以采用其它简化的计算方法，例如p_k＝max(|d_k，i|，|d_k，q|)+0.5×min(|d_k，i|，|d_k，q|))。这样，对于输入数字信号序列(d₁，d₂，d₃，…}，可得到相应的功率值序列{p₁，p₂，p₃，…}。该功率值序列{d_k}的起伏表征了瞬时功率的起伏变化情况，因此又称为“功率包络”(DelayProfile)；

步骤3、合并功率：根据步骤2的输出功率值序列，在连续若干个帧(或者子帧)长度内进行合并。

以TD-SCDMA系统为例，这里每个帧(或者子帧)的长度为N＝6400个码片。假设第f个帧(或者子帧)长度内由步骤2计算得到的功率值序列为：

{p₁ ^f，p₂ ^f，…，p_6400×Q ^f}

其中上标f代表了“虚拟”帧(或者子帧)的序号。注意到由于此时帧同步尚未获得，所以只是人为地根据规范定义的帧(或者子帧)的长度，把接收数据划分为若干个“虚拟”帧(或者子帧)，每个“虚拟”帧(或者子帧)的长度与规范一致。

所述步骤3可采用如下所述多种方式之一：

(1)按功率合并：将连续M个帧(或者子帧)长度内的功率值按对应位置分别直接相加，即对于位置k有，

$P_k=\stackrel{f=1}{\mathrm{\Σ}}{p}_k^f$ (1≤k≤6400×Q)

其中P_k是指连续M个帧(或者子帧)长度内的功率值的总和，p_k ^f是连续M个帧(或者子帧)长度内各个不同位置的p_k，1≤k≤6400×Q，Q是过采样倍数，M是一个正整数。

(2)按幅值合并：将连续M个帧(或者子帧)长度内的功率值按对应位置分别取幅度值后再相加，

$P_k=\underset{f=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{p_k^f}$ (1≤k≤6400×Q)

其中P_k是指连续M个帧(或者子帧)长度内的功率值的总和，p_k ^f是连续M个帧(或者子帧)长度内各个不同位置的p_k，1≤k≤6400×Q，Q是过采样倍数，M是一个正整数。

采用这种多个帧(或者子帧)的功率合并方式，通过利用连续多个帧(或者子帧)内的信号功率信息，可在低信噪比条件下提高DwPTS检测性能。

步骤4、计算特征值：根据步骤3得到的的功率值序列，来计算相应的“特征值”；

其中，所谓的“特征值”，表征了每连续128个码片内的功率值序列(功率包络)与DwPTS“特征模板”之间的匹配程度，特征值越高，说明匹配程度最高。对于位置n，n是指在连续128码片内的位置，连续128个码片的功率包络设为(假设每个码片包含了Q个信号采样)：

{P_n，P_n+1，P_n+2，…，P_n+128×Q-1}   (n＝1，2，3，…)

步骤4.1、分别计算前32个码片的功率和a_n、中间64个码片的功率和b_n、以及末尾32个码片的功率和c_n如下：

a_n＝P_n+P_n+1+…+P_n+32×Q-1

b_n＝P_n+32×Q+P_n+32×Q+1+…+P_n+96×Q-1

c_n＝P_n+96×Q+P_n+96×Q+1+…+P_n+128×Q-1

步骤4.2、按如下公式计算特征值e_n，

$e_n=\frac{b_n}{\max \left(a_n{,c}_n\right)}$

其中函数max(x，y)返回变量x与y中的较大者。

按照上述方法计算特征值，如果位置n就位于DwPTS的起始位置附近，那么所计算得到的特征值会比较大；反之，若位置n离DwPTS的起始位置较远，则所计算得到的特征值会比较大。这样，可以利用相应特征值的大小来判断位置n是否为DwPTS的起始位置。

步骤5、合并特征值：将连续若干个帧(或者子帧)长度内的特征值计算步骤的输出，按对应位置进行累加，得到特征值合并后的特征值序列。假设第g个帧(或者子帧)长度内由步骤4计算得到的特征值序列为：

{e₁ ^g，e₂ ^g，…，e_L ^g}

其中上标g代表了“虚拟”帧(或者子帧)的序号，下标注意到由于此时帧同步尚未获得，所以只是人为地根据规范定义的帧(或者子帧)的长度，把接收数据划分为若干个“虚拟”帧(或者子帧)，每个“虚拟”帧(或者子帧)的长度与规范一致。

将连续M个帧(或者子帧)长度内的功率值按对应位置分别直接相加，即对于位置k有，

$E_k=\underset{g=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{e}_k^g$ (1≤k≤L)

上式中，M是一个正整数。

采用这种多个帧(或者子帧)的特征值合并方式，通过利用连续多个帧(或者子帧)内的信息，可在低信噪比条件下提高DwPTS检测性能。

步骤6、比较特征值：用于在一个帧或者子帧的范围内，通过比较后找到出现一个或者若干个最大特征值所在的位置，并将该(批)位置输出，做为(粗略的)DwPTS位置输出。后续模块可在该DwPTS位置附近(例如前后32个码片区间内)，继续进行时间和码字两维的搜索——由于所要搜索的时间区间范围被从一个帧或子帧(6400个码片)缩小到几十个码片，所以相应的复杂度也降低了约两个数量级，有利于用户终端以比较经济的软件/硬件实现方式来完成该DwPTS搜索步骤。

进一步的，上述步骤4中，位置下标n选取是按某个固定间隔来选取的，其中，所述间隔是输入信号序列的采样间隔的某个倍数。最一般的，可按照输入功率序列值的间隔，即1/Q个码片(其中Q为过采样速率)的间隔来计算特征值，亦即，需要计算特征值的位置下标n的取值存在于以下集合中：

n∈{1，2，…，6400×Q}

但是，这样做意味着在每个子帧长度内需总共计算6400×Q个特征值，计算量较大；另一方面，由于所述方法仅需完成DwPTS的“粗略”位置搜索，所以按照这么高的精度去搜索也是不必要的。一般的，也可选取输入信号序列的采样间隔的某个倍数，即S/Q个码片(其中S是一个正整数)。这样，需要计算特征值的位置下标n的取值存在于以下集合中：

相应的，得到的粗略DwPTS的精度为S/Q个码片。一般的，增加S的取值，可以降低特征值计算量，但却会造成DwPTS精度的降低，而且还可能因为错过DwPTS附近的特征值峰值，而造成DwPTS检测性能的下降。因此，应用本发明时，应根据实际的软/硬件资源和性能需求，折衷地选取最优的S值。例如，可选取特征值计算间隔为4个，或着8个，或者16个码片宽度。

如图5所示，本发明提供了一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的装置，其包括依次电路连接的接收滤波器50、功率计算器51、功率合并器52、特征值计算器53、特征值合并器54和比较器55；

所述的接收滤波器50用于对输入数字信号进行匹配滤波，滤除带外噪声和干扰；

所述的功率计算器51用于在一个帧(或者子帧)的长度内，对于来自接收滤波器的输入信号序列，计算每个信号的功率值，得到对应于输入信号序列的功率值序列(功率包络)；

所述的功率合并器52用于在连续若干个帧(或者子帧)长度内，将功率计算器输出的功率值序列按对应位置累加，得到多帧合并后的功率值序列(功率包络)；

所述的特征值计算器53用于在一个帧或者子帧的长度内，按一定的间隔确定某些时间点，根据其中每个时间点后连续128个码片范围内的由多帧合并器计算得到的功率值序列(功率包络)，计算相应的特征值；其中，所述间隔是输入信号序列的采样间隔的某个倍数；

所述的特征值合并器54用于将连续若干个帧(或者子帧)长度内的特征值计算器的输出，按对应位置进行累加，得到特征值合并后的特征值序列；

所述的比较器55用于将由特征值合并器输出的一批特征值进行比较，找到其中最大的一个或者多个特征值，并选取它们想对应的时间点，做为粗略的DwPTS位置输出。

这里用于描述本发明的各种逻辑单元、模块、电路以及算法步骤等，可采用以下方式或者它们的组合来实现，包括：数字信号处理器(DSP)、特殊用途集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或者其它可编程逻辑器件、分离的(discrete)逻辑门(gate)或者晶体管(transistor)逻辑、分离的硬件元器件(例如寄存器和FIFO)、执行一系列固件(firmware)指令的处理器、传统的编程软件(programmable software)和有关处理器(processor)等。其中，处理器可以是微处理器(microprocessor)，也可以是传统的处理器、控制器(controller)、微控制器(microcontroller)或者状态机(state machine)等；软件模块可存在于RAM存储器、闪存(flash memory)、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或者任何现有已知的存储介质中。

如图6所示为应用本发明采用不同子帧数进行功率合并时的性能仿真曲线图。仿真假设条件为：TS0上共有7个码道，所有码道的功率相同，每个码道的相对功率等于0dB；DwPTS的相对功率等于9dB；TS2上有一个干扰用户，占2个码道，每个码道的相对功率等于7dB；TS4上共有10个码道，所有码道的功率相同，每个码道的相对功率等于0dB。图中横坐标为DwPTS部分的信噪比，纵坐标为DwPTS的错误检测概率。一般的，随着信噪比的上升，DwPTS的错误检测概率也会逐步下降。由图6可见，相同条件下，随着功率合并子帧数的增加，DwPTS的错误检测概率会逐步下降，亦即DwPTS检测性能会逐步提升。而且，用于合并的子帧数每增加一倍，所获得的性能增益大约为2个dB左右。另一方面，当只使用一个子帧时(即不采用多子帧的功率合并)，当信干噪比低于零时，DwPTS的错误检测概率高达0.3以上；而采用了两个子帧功率合并后，当信干噪比等于零时，DwPTS的错误检测概率相比可下降约一个数量级，大约在0.03左右。

如图7所示为利用本发明提出的特征值计算方法计算所得的结果(作为对比，还和另一种特征值计算方法、即国际专利申请公开号WO01/074103，发明名称为“一种码分多址数字移动通信系统的小区初始方法”中揭示的特征值计算方法相比较，以下简称为“另一种特征窗方法”)。这里假设信干噪比很高。图7左右两子图分别绘制了DwPTS和普通时隙附近的特征值计算结果。先看左子图，上半部分为DwPTS的功率包络，中间突起部分对应了长为32个码片的SYNC-DL码字；下半部分为DwPTS起始时间点附近利用本发明所提特征值计算方法计算得到的特征值序列——可以明显地看到在DwPTS起始点附近有一个尖峰(左图下半部分实线)。再看右子图，上半部分为普通时隙的功率包络，中间突起部分对应了长为848个码片的数据和中导码部分；下半部分为对应该时隙的利用本发明所提特征值计算方法计算得到的特征值序列——可以看到它们的幅度普遍很低，并且在时隙边界没有明显的突起(左图下半部分实线)。另一方面，将本发明所提出的一种特征值计算方法与“另一种特征窗方法”相比，有以下改善：

(1)在DwPTS附近，用本发明计算所得特征值序列的旁瓣更低(比较图7左子图下半部分的实线与虚线)；因此相对而言应用本发明可以提高DwPTS位置的检测精度；

(2)在其它位置上，用本发明计算所得特征值序列在时隙开始和结束位置附近，不存在突起的峰(比较图7右子图下半部分的实线与虚线)；因为在信噪比比较低的条件下，这些突起的峰可能会高过DwPTS附近存在的特征值峰值，而造成DwPTS的位置错误检测，所以相对而言应用本发明还可以提高低信噪比下DwPTS位置的检测准确度。

如图8所示，为应用本发明提出的特征值计算方法与另一种特征值计算方法的DwPTS检测性能仿真曲线比较。仿真条件和前面相同，并且只采用一个子帧的功率包络。由该图可见，采用本发明提出的特征值计算方法，与“另一种特征窗方法”相比，可获得1个dB左右的性能增益，这也验证了上述针对图7的比较分析。事实上，在某些情况下(例如当上行时隙干扰总功率高于DwPTS功率10个dB以上时)，采用本发明提出的特征值计算方法，与“另一种特征窗方法”相比，还可获得更多的性能增益。

如图9所示为应用本发明采用不同子帧数进行功率合并时的性能仿真曲线图。仿真假设条件同前面相同。图中横坐标为DwPTS部分的信噪比，纵坐标为DwPTS的错误检测概率。一般的，随着信噪比的上升，DwPTS的错误检测概率也会逐步下降。并且，这里假设未采用多子帧功率合并方式。由图9可见，相同条件下，随着功率合并子帧数的增加，DwPTS的错误检测概率会逐步下降，亦即DwPTS检测性能会逐步提升。而且，用于合并的子帧数每增加一倍，所获得的性能增益大约为2个dB左右。另一方面，当只使用一个子帧时(即不采用多子帧的特征值合并)，当信干噪比低于零时，DwPTS的错误检测概率高达0.3以上；而采用了两个子帧特征值合并后，当信干噪比等于零时，DwPTS的错误检测概率相比可下降约一个数量级，大约在0.03左右。

本发明所举的最佳实施例仅用以说明本发明，而并不用于限制本发明，本发明所举各实施例中的技术特征，可以任意组合，而并不脱离本发明的思想。本发明的权利范围由权利要求书限定。

Claims (11)

1.一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、接收滤波器对数字信号采样进行匹配滤波，滤除带外噪声和干扰；

步骤2、计算功率：对滤波后的数字信号进行功率计算，得到每个输入数字信号的功率值；

步骤3、合并功率：根据步骤2的输出功率值序列，在连续若干个帧或者子帧长度内进行合并；

步骤4、计算特征值；

步骤5、合并特征值：将连续若干个帧或者子帧长度内的步骤4的输出，按对应位置进行累加，得到特征值合并后的特征值序列；

步骤6、比较特征值，找到出现一个或者若干个最大特征值所在的位置，作为下行导频时隙位置输出。

2.如权利要求1所述的一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，其特征在于，所述的步骤1中接收滤波器对数字信号采用Q倍过采样，接收滤波器的输出可表示为：{d₁，d₂，…，d_Q×i+1，d_Q×i+2，…，d_Q×(i+1)，…}，其中，对应于第i个码片的Q个采样为{d_Q×i+1，d_Q×i+2，…，d_Q×(i+1)}。

3.如权利要求2所述的一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，其特征在于，所述的过采样倍数Q的取值是2、4或8。

4.如权利要求1所述的一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，其特征在于，所述的步骤3按功率合并功率：

将连续M个帧或子帧长度内的功率值按对应位置分别直接相加，即对于位置k有， $P_k=\underset{f=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{p}_k^f,$ 其中P_k是指连续M个帧长度内的功率值的总和，p_k ^f是连续M个帧长度内各个不同位置的p_k，1≤k≤6400×Q，Q是过采样倍数，M是一个正整数。

5.如权利要求1所述的一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，其特征在于，所述的步骤3按幅值合并功率：

将连续M个帧或子帧长度内的功率值按对应位置分别取幅度值后再相加， $P_k=\underset{f=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{p_k^f},$ 其中P_k是指连续M个帧长度内的功率值的总和，p_k ^f是连续M个帧长度内各个不同位置的p_k，1≤k≤6400×Q，Q是过采样倍数，M是一个正整数。

6.如权利要求1所述的一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，其特征在于，所述的步骤4包括以下步骤：

步骤4.1、对于连续128码片内的功率值序列，分别计算前32个码片内的功率和a_n、中间64个码片的功率和b_n、以及末尾32个码片的功率和c_n，n是指在连续128码片内的位置；

步骤4.2、按如下公式计算特征值e_n，

$e_n=\frac{b_n}{\max (a_n,c_n)}$

其中函数max(x，y)返回变量x与y中的较大者。

7.如权利要求6所述的一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，其特征在于，所述的步骤4中，位置下标n按照S/Q个码片的间隔来选取，则计算特征值的位置下标n的取值存在于集合：中，S是一个正整数。

8.如权利要求7所述的一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的方法，其特征在于，所述的S取值是4、8或16。

9.一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的装置，其包括依次电路连接的接收滤波器(50)、功率计算器(51)、功率合并器(52)、特征值计算器(53)、特征值合并器(54)和比较器(55)；

所述的功率计算器(51)，用于在一个帧或者子帧的长度内，对于来自接收滤波器(50)的输入信号序列，计算每个信号的功率值，得到对应于输入信号序列的功率值序列；

所述的功率合并器(52)，用于在连续若干个帧或者子帧长度内，将功率计算器(51)输出的功率值序列按对应位置累加，得到多帧合并后的功率值序列；

所述的特征值计算器(53)，用于在一个帧或者子帧的长度内，根据其中每个时间点后连续128个码片范围内的由功率合并器(52)计算得到的功率值序列，计算相应的特征值；

所述的特征值合并器(54)，用于将连续若干个帧或者子帧长度内的特征值计算器(53)的输出，按对应位置进行累加，得到特征值合并后的特征值序列。

10.如权利要求9所述的一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的装置，其特征在于，

所述的接收滤波器(50)对输入信号序列进行匹配滤波，滤除带外噪声和干扰；

所述的比较器(55)，用于将由特征值合并器(54)输出的一批特征值进行比较，找到其中最大的一个或者多个特征值，并选取与它们相对应的时间点，作为粗略的下行导频时隙位置输出。

11.如权利要求9所述的一种时分双工同步码分多址系统中用于初始同步的装置，其特征在于，所述特征值计算器(53)又包括：

子模块一，用于对于连续128码片内的功率值序列，分别计算前32个码片内的功率和a_n、中间64个码片的功率和b_n、以及末尾32个码片的功率和c_n；

子模块二，计算特征值e_n： $e_n=\frac{b_n}{\max (a_n,c_n)};$

其中函数max(x，y)返回变量x与y中的较大者。

Images