CN1264969A

CN1264969A - 通信系统中基于插入导频符号的信干比估测方法和装置

Info

Publication number: CN1264969A
Application number: CN00114113A
Authority: CN
Inventors: 张峻峰; 王宇
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp; Research Institute of Telecommunications Transmission of Ministry Information Industry
Priority date: 2000-03-11
Filing date: 2000-03-11
Publication date: 2000-08-30
Anticipated expiration: 2020-03-11
Also published as: CN1141810C

Abstract

一种通信系统中基于插入导频符号的信干比估测方法和装置,首先对导频符号进行补偿,再测量其均值模值的平方S,测量其平均干扰功率I;然后计算信干比过渡值SIR_mid;再对信干比过渡值值进行补偿,获得准确的信干比SIR值;最后对SIR值进行分析。本发明在达到一定的估测的精度要求下,实现的算法较为简单,占用的硬件资源少;并对估测结果进行分析,实现了在信号质量极度恶劣的情况下,不需系统网络的反馈,就可快速进行质量控制的目的。

Description

通信系统中基于插入导频符号的信干比估测方法和装置

本发明涉及移动通信系统，具体涉及在宽带码分多址通信功率控制中信干比(SIR)的测量方法和装置。

宽带码分多址(WCDMA)是第三代移动通信系统标准化组织(3^rdGenerationPartnership Project(3GPP))提出的无线传输技术(RTT)方案。其它多址技术，如时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)在本领域是人们所熟知的，付诸实用的码分多址(CDMA)调制技术是存在大量系统用户的时候进行通信的技术。但是使用这些技术的业务主要局限于话音和低速率数据传输，而第三代移动通信系统能在移动通信中提供与固定网络类似的多媒体业务，支持全球漫游并具有良好服务质量。

宽带码分多址(WCDMA)系统是一种同频自干扰系统，存在着“远近效应”问题，同时“快慢衰落”对移动通信系统也造成了不良影响。如果各移动台以相同的功率发射信号，则信号到达基站时，靠近基站的移动台发射的信号比远离基站的移动台的信号强，从而将其淹没，这就是所谓的“远近效应”。

一般在蜂窝无线环境中，无线电传播的条件是不断变化的。移动台接收信号的和基站接收的信号都处在持续变化之中，即衰落。衰落可快可慢，并且通常同步发生。信号的快衰落一般由无线环境的多径传播引起，其中信号沿发射机和接收机之间的若干不同路径传播，形成的信号分量具有不同的相位和幅度，信号分量在接收机中累加，或者放大，或者衰减，衰落最多可达数十分贝；信号的慢衰落是由于在无线传输环境中存在着引起额外衰减的因素，比如建筑物等，它以快衰落中值为中心变化，且比快衰落引起的变化要慢得多。闭环功率控制监控接收信号由快慢衰落引起的持续强度变化，使基站接收到的功率尽可能相同，以解决“远近效应”问题，并在保证质量的条件下，使发射机的发射功率尽可能低。

在宽带码分多址(WCDMA)系统中，闭环功率控制是功率控制中基于质量的一种功率控制方式，系统网络通过比较接收到的信号的误帧率与系统的服务质量要求(用误帧率表示)的不同，实时设定目标信干比SIR并下传到基站，目标信干比SIR与基站中对接收符号估测出的信干比SIR比较，以确定传输功率控制(TPC)命令，并传回移动台，从而达到控制移动台功率发射的目的；同时，网络也给移动台下传目标SIR，目标SIR与移动台中对接收符号估测出的SIR比较，以确定传输功率控制(TPC)命令，并传回基站，从而达到控制基站功率发射的目的。

现有的宽带码分多址(WCDMA)估测信干比(SIR)的技术研究集中利用信道估计值来进行SIR估测，这种方法估测的准确度较高，但是由于需要额外的计算信道估计值，造成复杂度较高，占用的资源也比较多。同时传统的SIR估测在提供了SIR的结果后，还需要系统网络的反馈才能达到质量控制的目的，这一过程是一个缓慢的过程，从而导致极低的信噪比时，接收信号的误帧率不能满足质量要求，而此时又无法快速进行质量控制。

针对上述现有技术的不足，本发明的第一个目的是，提出一种在宽带码分多址(WCDMA)系统中利用插入在数据信道的非连续导频符号实现估测信干比(SIR)的方法，达到进行快速质量控制的目的。

本发明的第二个目的是，基于上述方法，提出一种在宽带码分多址(WCDMA)系统中利用插入在数据信道的非连续导频符号实现估测信干比(SIR)的装置。

为实现第一个发明目的，WCDMA中基于非连续导频的信干比SIR估测方法，包括以下步骤：

1.对导频(pilot)符号进行补偿；

2.测量导频符号的均值模值的平方S；

3.测量导频符号的平均干扰功率I；

4.计算信干比过渡值SIR_mid；

5.对信干比过渡值SIR_mid值进行补偿，获得准确的信干比SIR值；

6.对信干比SIR值进行分析。

为实现第二个发明目的，WCDMA中基于非连续导频的SIR估测装置包括：导频符号补偿模块、导频符号均值模值的平方S测量模块、当前周期干扰功率平均值测量模块、长时间干扰功率平均值I测量模块、信干比计算模块、结果分析模块。

所述的导频符号补偿模块将补偿后的导频符号分别送入导频符号均值模值的平方S测量模块、当前周期干扰功率平均值测量模块，导频符号均值模值的平方S测量模块将其结果也送入当前周期干扰功率平均值测量模块，获得的当前周期干扰功率平均值接着进入长时间干扰功率平均植I测量模块，之后再将得到的导频符号平均干扰功率I送入信干比计算模块，另外，导频符号均值模值的平方S测量模块将得到S也送入信干比计算模块，计算得到信干比，再进入结果分析模块进行分析。

本发明提供的WCDMA中基于插入导频符号的SIR估测方法和装置，它有效地利用了插入数据信道的插入导频符号实现SIR估测，在达到一定的估测的精度要求下，实现的算法较为简单，占用的硬件资源少；并对估测结果进行分析，实现了在信号质量极度恶劣的情况下，不需系统网络的反馈，就可快速进行质量控制的目的，能够在“远近效应”、“快慢衰落”情况下，提供更好的通信质量，提高系统的容量。本发明是一个综合的手段，可以针对不同的协议要求、通信质量和数据速率进行调整与改变。

下面结合附图和实施例进一步说明本发明。

图1是本发明应用于WCDMA系统中的实施框图；

图2是图1中的本发明SIR估测装置16的组成结构图。

图1是本发明的装置及方法应用于WCDMA系统中的实施框图。

在该实例中，进入射频前端装置10的是扩展频谱通信信号，经A/D变换器11、滤波器12后成为基带信号，并由解扰解扩装置13进行解扰解扩输出符号值，然后经RAKE符号合并器14将多径符号合并后的数据传送给导频提取器15，导频提取器15从合并后的符号中提取导频符号传送给估测SIR装置16，进行计算；算出的估测SIR值再与由高层来的目标SIR值一起进入TPC命令产生装置17进行比较，并产生TPC控制命令比特，送给基带发射机。而最低门限值(其最佳取值为3dB)也进入估测SIR装置16，产生质量指示标志同样送入TPC命令发生装置17，控制产生TPC控制命令比特的过程，若质量指示标志为1，则TPC控制命令比特恒为1。

以上过程完成了信干比SIR的估测，又对信干比SIR的估测的结果进行了分析，使得在信号质量极度恶劣的情况下，不需系统网络的反馈，就可快速进行质量控制。

估测SIR装置16是本发明的重点所在，下面先介绍该装置如何完成信干比SIR值估测的方法和步骤：

1.对导频(pilot)符号进行补偿，补偿方法如下：

补偿后的导频符号＝输入的导频符号×标准导频符号，

输入的导频符号是从接收机接收的信号解复用而来，标准导频符号为已知确定的符号，它是接收的导频符号在扩频调制发射之前的原形。

在后续步骤中，导频符号都是指补偿后的导频符号。

2.测量导频符号的均值模值的平方S：

导频符号均值模值的平方S的获得一般是针对n个时隙内的导频符号，n可以取1～15中任意自然数。一个周期的时间就是n个时隙的时间长度，一个周期估测一次信干比SIR。时隙是WCDMA系统中传送多个符号的时间度量单位，一个时隙占2/3毫秒。

导频符号均值模值的平方S＝n个时隙内所有符号的均值的模值的平方。

3.测量导频符号的平均干扰功率I，平均干扰功率反映的是很长一段时间

内的干扰信号功率的均值。步骤如下：

①求得n个时隙的干扰信号功率的均值：

n个时隙的干扰信号功率的均值＝n个时隙内所有符号模值的平方和的

均值-导频符号均值模值的平方S；

②求平均干扰功率I：

平均干扰功率I＝α×前一周期平均干扰功率+(1-α)×本周期n个

时隙的干扰信号功率的均值；

这里α称为遗忘因子，其取值范围是0～1之间的实数，最佳值为0.98和

0.999。遗忘因子的设置是使前面求得的平均干扰功率影响本次求得的平

均干扰功率，从而使得平均干扰功率更加平滑，上下变化的幅度减少。

4.计算信干比过渡值SIR_mid：

SIR_mid＝10LOG10(导频符号均值模值的平方S÷导频符号平均干扰功率I)

5.对信干比过渡值SIR_mid值进行补偿，获得准确的信干比SIR值：

SIR＝SIR_mid+F(SIR_mid，N_pilot，α)

其中F(SIR_mid，N_pilot，α)是对SIR_mid进行的补偿值，与计算出的过渡值SIR_mid、本周期内的导频符号个数N_pilot和遗忘因子α有关，通过实际测量，获得在不同条件下的数据，构成数据库，在计算SIR过程中调用即可，其取值范围在-10dB～10dB。

6.对信干比SIR值进行分析：

信干比SIR估测结果的分析必须设定最低门限值，因为当SIR低于一定值时，信道译码后的误码率太高，已达不到通信质量要求，当估测的信干比SIR低于此门限值时，认为估测的SIR无效，反馈的分析结果使产生的TPC命令恒为1，此时发射机的发射功率一直增加，导致接收符号的估测SIR不断升高，从而达到系统规定的误码率要求。最低门限值随着不同数据速率、不同服务质量的要求可变，是一个高层可设定的参数，可取-20dB～20dB。

为实现上面介绍的步骤方法，本发明信干比SIR估测装置如图2所示。图2亦即图1中的估测SIR装置16的详细结构组成，下面结合图2介绍本发明SIR估测装置。

本实施例中，是按照时隙最佳值n为1个时隙来实现的。SIR估测装置包括：导频符号补偿模块1、当前周期干扰功率平均值测量模块2、导频符号均值模值的平方S测量模块3、长时间干扰功率平均值测量模块4、信干比SIR计算模块5、结果分析模块6。

其中导频(pilot)符号补偿模块1包括：第一乘法器100；

当前周期干扰功率平均值测量模块2包括：第一复数模值计算装置200、第一平方器202、第一N_pilot符号积分平均器204、减法器206；

导频符号均值模值的平方S测量模块3包括：第二N_pilot符号积分平均器300、第二复数模值计算装置302、第二平方器304；

长时间干扰功率平均值测量模块4包括：第二乘法器400、第三乘法器406、加法器402、延时器404；

信干比计算模块5包括：除法器500、10倍对数器502和SIR补偿模块504。

结果分析模块6中只有结果分析装置600。

接收的导频符号和标准导频符号进入导频(pilot)符号补偿模块1相乘获得补偿后的导频符号。

补偿后的导频符号分别进入当前周期干扰功率平均值测量模块2和导频符号均值模值的平方S测量模块3：首先在第一复数模值计算装置200里求模，然后进入第一平方器202求平方，再送入第一N_pilot符号积分平均器203求平均值，N_pilot是一个时隙内的导频符号数，求得的均值，送入减法器206减去导频符号均值模值的平方S(k)获得本周期平均干扰功率，k表示测量周期的序号，S(k)是由导频符号均值模值的平方S测量模块3送来的。在本实施例中，一个周期为一个时隙长度，后面不再另外说明。

S(k)的获得是这样的：补偿后的导频符号进入导频符号均值模值的平方S测量模块3，首先在第二N_pilot符号积分平均器300求平均值(N_pilot是一个时隙内的导频符号数)，求得的均值进入第二复数模值计算装置302里求模，然后进入第二平方器304求平方，获得S(k)，再将其送入上述减法器206中做减数，S(k)还送入信干比计算模块5中的除法器500做被除数。

以上获得的本周期平均干扰功率再送入长时间干扰功率平均值测量模块4：首先进入第二乘法器400，相乘因子是1-α，这里α称为遗忘因子，其取值范围是0～1之间的实数，最佳值为0.98和0.999；乘积送入加法器402做被加数，加法器402的结果——平均干扰功率I(k)分为两路：一路送入信干比计算模块5中的除法器500做除数，一路送入延时器404，延时一个时隙后进入第三乘法器406，与α相乘后的结果再送入加法器402做加数，完成一个闭环反馈，求得导频符号的平均干扰功率I(k)。从中可以看出，实际的递推关系如下：I(k)＝αI(k-1)+(1-α)I(k)。

以上获得的I(k)进入信干比计算模块5中：除法器500每时隙获得一个被除数，即上述S(k)，一个除数，即上述I(k)，相除的结果送入10倍对数器502，求对数的十倍即得到信干比过渡值SIR_mid，SIR_mid进入SIR补偿模块504进行补偿获得信干比SIR，补偿参数来自数据库。因为无法对需要的补偿参数的进行精确函数定义，而且如果给出一个近似的函数定义，也影响了精度。因此这个数据库是通过仿真和实地测量，根据计算出的过渡值SIR_mid、本周期内的导频符号个数N_pilot和遗忘因子α等参数取不同值的条件下，获得的精确数据库。

SIR进入结果分析模块6中的结果分析装置600与输入的最低门限值比较，输出质量指示标志；当SIR低于此门限值时，质量指示标志为1，当SIR高于门限值时，质量指示标志为0。

本发明装置利用了专用数据信道中插入的非连续导频符号来估计噪声能量，从而求得SIR；同时也完成了对SIR的门限限制。

Claims

1、一种通信系统中基于插入导频符号的信干比估测方法，包括以下步骤：

(1)对导频(pilot)符号进行补偿；

(2)测量导频符号均值模值的平方S；

(3)测量导频符号的平均干扰功率I；

(4)计算信干比过渡值SIR_mid；

(5)对信干比过渡值SIR_mid值进行补偿，获得准确的信干比SIR值；

(6)对信干比SIR值进行分析。

2、如权利要求1所述的信干比估测方法，其特征在于：所述步骤(1)中补偿后的导频符号＝输入的导频符号×标准导频符号。

3、如权利要求1所述的信干比估测方法，其特征在于：所述步骤(2)中的导频符号均值模值的平方S等于n个时隙内所有符号的均值的模值的平方。

4、如权利要求1所述的信干比估测方法，其特征在于：所述步骤(3)测量导频符号的平均干扰功率I，包括以下过程：

①计算n个时隙的干扰信号功率的均值；

均值-导频符号均值模值的平方S；

②计算平均干扰功率I；

平均干扰功率I＝α×前一周期平均干扰功率+(1-α)×本周期n个

时隙的干扰信号功率的均值。

5、如权利要求1所述的信干比估测方法，其特征在于：所述步骤(4)中的信干比过渡值SIR_mid＝10LOG10(导频符号均值模值的平方S÷导频符号的平均干扰功率I)。

6、如权利要求1所述的信干比估测方法，其特征在于：所述步骤(5)中的信干比SIR＝SIR_mid+F(SIR_mid，N_pilot，α)，其中F(SIR_mid，N_pilot，α)是对SIR_mid进行的补偿值。

7、如权利要求1所述的信干比估测方法，其特征在于：所述步骤(6)中，首先设定最低门限值，然后由所述步骤(5)获得的信干比SIR与此门限值进行比较，产生质量指示标志，控制传输功率控制命令比特的产生过程。

8、一种通信系统中基于插入导频符号的信干比估测装置，包括：导频符号补偿模块(1)、导频符号均值模值的平方S测量模块(3)、当前周期干扰功率平均值测量模块(2)、长时间干扰功率平均值I测量模块(4)、信干比计算模块(5)、结果分析模块(6)；

所述的导频符号补偿模块(1)将补偿后的导频符号分别送入导频符号均值模值的平方S测量模块(3)、当前周期干扰功率平均值测量模块(2)，导频符号均值模值的平方S测量模块(3)将其结果也送入当前周期干扰功率平均值测量模块(2)，获得的当前周期干扰功率平均值接着进入长时间干扰功率平均植I测量模块(4)，之后再将得到的导频符号平均干扰功率I送入信干比计算模块(5)，另外，导频符号均值模值的平方S测量模块(3)将得到S也送入信干比计算模块(5)，计算得到信干比，再进入结果分析模块(6)进行分析。

9、如权利要求8所述的信干比估测装置，其特征在于：

所述导频符号补偿模块(1)包括：第一乘法器(100)；其输入为接收导频符号和标准导频符号，输出为补偿后的导频符号；

所述当前周期干扰功率平均值测量模块(2)包括：第一复数模值计算装置(200)、第一平方器(202)、第一N_pilot符号积分平均器(204)、减法器(206)；所述补偿后的导频符号首先进入所述第一复数模值计算装置(200)里求模，然后进入所述第一平方器(202)求平方，再送入所述第一N_pilot符号积分平均器(203)求平均值，再送入所述减法器(206)做被减数；

所述导频符号均值模值的平方S测量模块(3)包括：第二N_pilot符号积分平均器(300)、第二复数模值计算装置(302)、第二平方器(304)；所述补偿后的导频符号进入所述第二N_pilot符号积分平均器(300)求平均值，再进入所述第二复数模值计算装置(302)里求模，然后进入所述第二平方器(304)求平方，再送入所述减法器(206)中做减数；

所述长时间干扰功率平均值测量模块(4)包括：第二乘法器(400)、第三乘法器(406)、加法器(402)、延时器(404)；所述减法器(206)的输出首先进入所述第二乘法器(400)，乘积送入所述加法器(402)做被加数，所述加法器(402)的结果送入所述延时器(404)，延时后进入所述第三乘法器(406)，乘积再送入所述加法器(402)做加数；

所述信干比计算模块(5)包括：除法器(500)、10倍对数器(502)和SIR补偿模块(504)；所述第二平方器(304)的结果送入所述除法器(500)做被除数，所述加法器(402)的结果送入所述除法器(500)做除数，相除的结果送入所述10倍对数器(502)，再进入所述SIR补偿模块(504)。

所述结果分析模块(6)包括结果分析装置(600)；所述SIR补偿模块(504)的结果进入所述结果分析装置(600)，输出质量指示标志。