CN101106323A - 一种低电压、高增益电荷泵电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电荷泵电路结构，包括辅助电荷泵、电平移位器和主电荷泵，辅助电荷泵为电平移位器提供次高电平(VDD)，并用于改善主电荷泵低阶开关(P1，P2)控制时钟的摆幅，加速其启动过程；主电荷泵启动后又反过来为电平移位器提供最高电平(VCP)，最终改善了主电荷泵高阶开关(P3，P4)控制时钟的摆幅。本发明能有效控制开关管的电导，提高电压增益，避免了高阶电荷泵通常遇到的低效率、启动时间长等缺陷，具有高电源增益，启动时间短等特征，并且适合于低电压应用环境。

Description

一种低电压、高增益电荷泵电路

技术领域

本发明涉及一种从低电压到高电压的转变电路，具体地说是一种低电压、高增益电荷泵电路。

背景技术

电荷泵在模拟电路领域占有重要的地位，它可以实现从低电压到高电压的转变，因此可以降低对系统电源电压输入摆幅的要求，而不影响系统内对较高电压应用的需求。这一点在深亚微米集成电路设计时代显得尤为重要。

低压降线性调制器(Low Dropout voltage regulator，LDO)属于电源管理芯片中最常用的一类DC-DC电源调制器，在设计低压降线性调制器(Low Dropoutvoltage regulator，LDO)芯片时，需要解决LDO的超低压降问题。

图1给出了一种常用的LDO系统结构，由误差放大器，参考电路，功率管，反馈电路和保护电路构成，利用环路的负反馈调制能力来实现稳定的电压输出。

这里所说的压降即漏失电压，定义为当LDO系统反馈环路失去调整能力时，最小的输入输出电压差值。可表示为：

V_drop-out＝V_out-V_in＝I_Load*R_o-pass    (1)

式中，V_drop-out为漏失电压，I_Load为功率管驱动的电流，R_o-pass为功率管的等效电阻。V_drop-out越小，LDO可调的输出电压范围就越宽，这是LDO的关键指标。

由于I_Load取决于应用的需求，不能通过减小I_Load来达到减小V_drop-out的目的，因此，减小R_o-pass将是不可避免的选择。MOS管的等效导通电阻可表示为：

$R_O=\frac{1}{u{C}_{\mathrm{OX}}\frac{W}{L}\left(\right|V_{\mathrm{GS}}|-|V_{\mathrm{TH}}|-|V_{\mathrm{DS}}\left|\right)},\left|V_{\mathrm{GS}}\right|\≥\left|V_{\mathrm{TH}}\right|---\left(2\right)$

式(2)中，u为载流子迁移率，C_OX为栅氧电容，(W/L)为MOS管的宽长比，V_GS为MOS管的栅源(V_G-V_S)电压，NMOS管为正值，PMOS管为负值，V_GS＝-V_SG，通常NMOS管用V_GS，PMOS管用V_SG，避免用绝对值或者负号。V_TH为MOS管的阈值电压，NMOS管为正值(V_THN)，PMOS管为负值(V_THP)。V_DS为漏源电压。

先简单考虑一下功率管的类型，通常LDO芯片中功率管占据了四分之一以上的面积，驱动同样的负载，采用NMOS管可以比PMOS管节省一半以上的面积(主要因为载流子迁移率的差别)。因此，设计中采用NMOS管作为功率管。在功率管类型和尺寸确定的情况下，要进一步改善导通电阻，唯一的方案只能增加V_GS。

在LDO系统引入电荷泵，系统如图2所示。

系统中增加了电荷泵，伺服放大器和耦合电容(C_OFFSET)，未在图中画出保护模块。这样，VGATE摆幅可以接近VCP，比原先高出N倍(近3倍)，由(2)式可知，电阻下降更多。为了防止电荷泵噪声耦合至输出端，电荷泵和伺服放大器只提供很小的电流(为5uA，它直接影响LDO的启动时间)。

至此，余下的问题就是要设计一个高电压增益、短启动时间、适合于低压环境的电荷泵。要设计高效率的电荷泵，首先要考察一下输出电压与相关参数的关系。以N阶电荷泵为例，记入节点寄生电容，可以得到以下关系式：

VOUT＝VCC+N·V_g    (3)

$V_g=\mathrm{VCC}\·\frac{C}{C+C_{\mathrm{par}}}-R_{\mathrm{out}}\·\mathrm{IL}---\left(4\right)$

$R_{\mathrm{out}}=\frac{1}{f\·C}+R_{\mathrm{switch}}---\left(5\right)$

将(4)、(5)式代入(3)式，可以得到

$\mathrm{VOUT}=\mathrm{VCC}+N\·[\mathrm{VCC}\·\frac{C}{C+C_{\mathrm{par}}}-(\frac{1}{f\·C}+R_{\mathrm{switch}})\·\mathrm{IL}]---\left(6\right)$

式中，VCC为输入电源电压，Vg为单级增益，N为级数，C为时钟耦合电容，Cpar为节点寄生电容，Rout为输出阻抗，IL为负载电流，f为时钟频率，Rswitch为开关平均电阻(它与开关开启电阻Ron成正比，与关闭电阻Roff成反比，理想情况下：Rswitch＝0，Ron＝0，Roff＝∞)。由(6)式可知，减小Rswitch是提高电源增益的最有效方法(其它项受到客观条件限制)。开关电阻表达式如(2)式所示，可见要减小Rswitch就要尽可能减小Ron，并且增大Roff，即开关在导通周期要尽可能增大|V_GS|，在截止周期要尽可能减小|V_GS|。

发明内容

为了给LDO提供高效率的电荷泵，本发明的目的是提供一种低电压、高增益电荷泵电路，采用开关等效电阻控制的方法设计相应的电荷泵。开关等效电阻的有效控制关键在于V_GS的有效控制，而V_GS的有效控制最终归结为控制时钟摆幅的控制，因此，控制时钟摆幅成了本发明的直接目标。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：

一种低电压、高增益电荷泵电路，其特征在于：它包括辅助电荷泵、电平移位器和主电荷泵，辅助电荷泵为电平移位器提供次高电平(VDD)，并用于改善主电荷泵低阶开关(P1，P2)控制时钟的摆幅，加速其启动过程；主电荷泵启动后又反过来为电平移位器提供最高电平(VCP)，最终改善了主电荷泵高阶开关(P3，P4)控制时钟的摆幅。

本发明给各级开关提供合适的控制时钟，并对开关控制时钟进行精心控制，从而保障了开关能够有效地导通和截止，为电荷泵的高增益奠定了基础。

辅助电荷泵(见图4)是一阶Dickson电荷泵，其阶数小于等于2。P5和P6为开关，C4为时钟耦合电容，COUT1为输出电容，CLK1和CLK2为不交叠时钟(由其它电路产生，本发明中未描述)。如果输入电压和时钟的摆幅均为VIN，那么，一旦上电，一阶Dickson电荷泵会迅速完成启动并稳定输出，使得VDD处在2VIN附近。

阶数小于等于2的原因在于：Dickson电荷泵随着其阶数增加单级增益明显下降，启动时间逐渐增加。阶数小于等于2时，Dickson电荷泵在效率、启动时间和实现复杂度方面都有很大的优势，满足作为辅助电荷泵的要求。在上电时，辅助电荷泵能迅速启动并稳定其输出，加速主电荷泵的启动，并使得开关(P1，P2)的时钟具有较高的摆幅，防止电流回流至电源，保证了效率。

电平移位器(见图5)要同时实现两种摆幅(VCP，VDD)的同向控制时钟的输出。控制时钟由VIN(VIN为输入电源V_IN摆幅)至VDD摆幅的转变是通过一标准的反向器实现的，而由VIN至VCP摆幅的转变是通过一共源放大级实现的。输出时钟CLK_H1与CLK_H2之间通过一电容耦合，具有相同的相位，分别为开关P1和P3(或者P2和P4)提供控制时钟。电平移位器由反向器(INV)，MOS管(P7，P8，N1)，三极管(Q1)，和电容(C5，C6)组成。INV实现了摆幅为VIN的控制时钟(CLK)到摆幅为VDD(近2VIN)的控制时钟(CLK_H1)的转变，CLK_H1用于控制P1或P2。电路的其余部分实现了摆幅为VIN的控制时钟(CLK)到摆幅为VCP(近4VIN)的控制时钟(CLK_H2)的转变，CLK_H2用于控制P3或P4。C5和C6为同向时钟间的耦合电容，耦合电压为2VIN左右。N1为电流源，提供静态电流和直流偏置。Q1为电流源负载，起到隔离作用，也造成一定的电压损失(由静态电流决定)。

这里电平移位器采用二极管方式连接可以节省对偏置电压的要求；起到电压耦合的作用，抑制VCP受到控制时钟翻转的影响。不采用MOS器件，是因为三极管可以减少电压损失(对应于uA级驱动电流，通常尺寸的三极管Vbe≈0.2-0.3V，MOS管V_GS＞0.7V)。

主电荷泵的开关管采用PMOS管，PMOS管在传递高电平(只要V_S＞|V_THP|，开关导通时V_G通常为0)时无阈值电压损失。PMOS管的衬底端与源端相连接，抑制体效应，保持各开关阈值电压相对稳定。主电荷泵(见图6)为三阶电荷泵，P1，P2，P3和P4为开关，C1，C2和C3为时钟耦合电容，COUT为输出电容。CLK1和CLK2是摆幅为VIN的不交叠耦合时钟，CLK1_H1和CLK2_H1是摆幅近2VIN的不交叠控制时钟，CLK1_H2和CLK2_H2是摆幅近VCP的不交叠控制时钟。受到辅助电荷泵和电平移位器的协助，主电荷泵能迅速完成启动，并将输出VCP稳定在4VIN附近。

本发明中的电荷泵，实现了对开关电阻的有效控制，促进了正向电流，抑制了反向电流，保证了电压增益，电源效率，适用于低压环境；而且，采用低阶辅助电荷泵，加速了主电荷泵的启动过程，启动时间短。

附图说明

图1是典型的传统LDO系统图。

图2是目标LDO系统图。

图3是发明中所述的电荷泵系统图。

图4是辅助电荷泵电路结构图。

图5是电平移位器电路结构图。

图6是主电荷泵电路结构图。

图7是主电荷泵电荷转移过程图。

图8是VIN＝1.8V时，主电荷泵各级开关电导(电阻倒数)周期性变化曲线图。

图9是VIN＝1.8V时，电荷泵输出瞬态特性曲线图。

图10是输出电压随输入电源(VCP vs.VIN)变化曲线图。

具体实施方式

为了对本发明电路的结构和原理有更进一步的了解，下面结合附图进行详细介绍。

图3是本发明电荷泵电路的一个实例。它包括辅助电荷泵、电平移位器和主电荷泵三部分。辅助电荷泵为电平移位器提供次高电平(VDD)，并用于改善主电荷泵低阶开关(P1，P2)控制时钟的摆幅，加速其启动过程；主电荷泵启动后又反过来为电平移位器提供最高电平(VCP)，最终改善了主电荷泵高阶开关(P3，P4)控制时钟的摆幅。

辅助电荷泵产生一两倍增电平(VDD＝2VIN)，主电泵产生一四倍增电平(VCP＝4VIN)，中间两个电平转移电路实现了时钟由摆幅VIN到VDD和VCP的转变，而其产生的时钟将用来控制主电荷泵开关的工作。

1理想情况下的工作过程

假设VIN＝VCC，时钟CLK1、CLK2为反相不交叠时钟，幅值为VCC。理想情况下，分析图4的电路可知，辅助电荷泵可以将VDD抬升至2VCC；由图5电路可知，电平转移电路实现了时钟(CLK)摆幅的提升：CLK_H1摆幅为VDD，CLK_H2摆幅为VCP-Vbe，且两时钟与CLK反相；由图6可知，V1在VCC和2VCC之间作周期性变化，V2在2VCC和3VCC之间作周期性变化，V3在3VCC和4VCC之间作周期性变化，而VCP基本稳定在4VCC。

主电荷泵的电荷转移过程如图7所示。将时钟周期分为两个阶段：阶段1(CLK1为VCC，CLK2为0)和阶段2(CLK1为0，CLK2为VCC)。阶段1：P1、P3导通，P2、P4截止，输入电源给C1充电，C2给C3充电；阶段2：P1、P3截止，P2、P4导通，C1给C2充电，C3给COUT充电。两个阶段交替进行，电荷沿着路线：输入源(VIN)-＞C1-＞C2-＞C3-＞COUT(VCP)不断传递，平衡状态时各节点电压要低于理想值，其差值跟负载电流和开关等效电阻有关(见式(6))。

2导通/截止周期各开关的状态

开关管处在导通/截止状态时各端点的状态如表1所示。

表1开关管处在不同状态时各端点的电压情况

状态	端点	开关
						P1	P2	P3	P4
		导通	D	VCC	2VCC					3VCC	4VCC
G	0					0	2VCC-Vbe	2VCC-Vbe
			S(B)	VCC	2VCC				3VCC	4VCC
Max(-VGS，VGD)	VCC					2VCC	VCC+Vbe	2VCC+Vbe
			截至	D	VCC				VCC	2VCC	2VCC
G	2VCC	2VCC				4VCC-Vbe	4VCC-Vbe
				S(B)	2VCC			3VCC	4VCC	4VCC
Max(-VGS，VGD)	0	VCC				Vbe	Vbe

对于PMOS管而言，其导通条件为：V_OV＝Max(-VGS，-VGD)-|VTP|≥0。通常情况：VCC＞|VTP|，Vbe＜|VTP| 。

由表1可知：P1-P4都能保证有效导通(V_OV都较大，表明开关管导通状态时的电导有了很大的改善)，P1、P3和P4能保证有效截止(V_OV都小于0)，P2在截止周期也将处在弱导通状态。P2的状态会导致节点V2至V1的反向电流，影响电压增益，但是由于P1、P4的有效截止使得从输出端(VCP)至输入端(VIN)的反向通路受阻，不会对电压增益造成很大的影响，而且P2正向导通电导远大于反向导通电导；另外，开关时钟频率越高，其影响也越小。

图8是VIN＝1.8V时，主电荷泵各级开关电导(电阻的倒数)周期性变化曲线(由于开关电阻差值太大，不便于显示)。从图中可以看出各开关导通周期的等效电导远大于截止周期的等效电导(近似为0)，而开关P1、P3的导通电阻近似为10KΩ，P2、P4的导通电阻近似为5KΩ，而各开关截止电阻都在GΩ之上，这说明发明中提出的方法能有效地控制开关的电导。

图9是VIN＝1.8V时，电荷泵输出瞬态特性曲线，其中VOUT1为3阶Dickson电荷泵的输出电压，VOUT2为发明中电荷泵的输出电压。从图中可以看出，VOUT2比VOUT1高75％以上，平均单级增益达到74.5％VIN，充分体现了高电压增益和高电源效率的特点。在输出电压高许多的情况下，启动时间甚至还比Dickson电荷泵短(达到同等电压的时间少一半以上)，只有15uS。

图10是输出电压随输入电源(VOUT vs.VIN)变化曲线，其中VOUT1为3阶Dickson电荷泵的输出电压，VOUT2为发明中电荷泵的输出电压。从图中可以看出，无论从输出电压幅度还是单级增益，VOUT2都远高于VOUT1。而且，在VIN＝1.2V附近，VOUT2还具有相当高的摆幅和增益，因此发明中的电荷泵适合于低压应用环境。

本发明采用低阶辅助电荷泵、电平转移电路结构来产生不同摆幅的控制时钟，该时钟被用来驱动主电荷泵相应开关管的栅极，以有效控制开关管的电导，提高电压增益，避免了高阶电荷泵通常遇到的低效率、启动时间长等缺陷。而且采用PMOS管作为开关管，传输过程中避免了阈值电压损失。本发明所述的电荷泵具有高电源增益，启动时间短等特征，并且适合于低电压应用环境。

Claims (6)

1.一种低电压、高增益电荷泵电路，其特征在于：它包括辅助电荷泵、电平移位器和主电荷泵，辅助电荷泵为电平移位器提供次高电平(VDD)，并用于改善主电荷泵低阶开关(P1，P2)控制时钟的摆幅，加速其启动过程；主电荷泵启动后又反过来为电平移位器提供最高电平(VCP)，最终改善了主电荷泵高阶开关(P3，P4)控制时钟的摆幅。

2.根据权利要求1所述的一种低电压、高增益电荷泵电路，其特征在于：所述辅助电荷泵是一个低阶Dickson电荷泵，其阶数小于等于2。

3.根据权利要求1所述的一种低电压、高增益电荷泵电路，其特征在于：所述电平移位器同时实现两种摆幅(VCP，VDD)的同向控制时钟输出。

4.根据权利要求3所述的一种低电压、高增益电荷泵电路，其特征在于：所述电平移位器采用二极管连接的NPN管(Q1)作为电流源负载。

5.根据权利要求1所述的一种低电压、高增益电荷泵电路，其特征在于：所述主电荷泵的开关管采用在传递高电平时无阈值电压损失的PMOS管；PMOS管的衬底端与源端相连接，以保持各开关阈值电压相对稳定。

6.根据权利要求1所述的一种低电压、高增益电荷泵电路，其特征在于：所述电荷泵电路是3阶电荷泵或4阶电荷泵或5阶电荷泵。

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