CN101098176A - 一种dtx或hsdpa模式下的智能天线实现方法及装置 - Google Patents

Abstract

一种DTX或HSDPA模式下的智能天线实现方法及装置，该方法包括：1)判断系统配置是否为上行DTX或HSDPA模式；2)根据用户上行信号信息，计算当前时刻用户专用信道的波束赋形权值；3)判断上、下行时间间隔是否超过时间门限；4)当前时刻的波束赋形权值采用公共信道的波束赋形权值；5)判断当前时刻是否存在用户上行信号；6)当前时刻的波束赋形权值采用上一时刻的历史业务波束权值；7)根据波束赋形权值，实现下行波束赋形。本发明能有效地适应无线信道环境的实时变化，改善上行DTX或HSDPA模式下的智能天线性能，提高系统的稳健性和可靠性。

Description

一种DTX或HSDPA模式下的智能天线实现方法及装置

技术领域

本发明涉及一种码分多址(Code-Division Multipl Access)(以下简称CDMA)通信系统在非连续发射(Discontinuous Transmit)(以下简称DTX)或高速下行链路分组接入(High Speed Downlink Package Access)(以下简称HSDPA)模式下的智能天线实现方法及装置，尤其涉及同步码分多址(Synchronous Code Division Multiple Access)(以下简称SCDMA)通信系统中上行DTX模式或HSDPA模式下的波束赋形方法及装置。

背景技术

智能天线利用信号传输的空间特性和数字信号处理技术，通过在特定的角度方向上实现波束赋形，从而达到降低噪声干扰、增加容量、扩大覆盖、改善通信质量、降低发射功率和提高无线数据传输速率的目的。

针对采用智能天线技术的通信系统而言，如时分双工(Time DivisionDuplex)(以下简称TDD)方式的SCDMA通信系统，其上、下行信道需要满足对称性的要求。对于DTX或HSDPA模式，某一用户的上、下行链路的时间间隔可能较大，在无线信道环境复杂或用户切向移动速度较快时，通过上行链路估计的波达角或波束赋形权值可能难以适用于下行链路，从而直接影响到智能天线的系统性能，造成系统的稳健性下降。

中国发明专利申请“无线信道的下行波束赋形方法和装置”(申请号：20041000360.5，公开号：CN1658526A，公开日：2005年8月24日)的基本原理为利用波达角度、接收功率最大增益或波束宽度的变化情况对赋形波束进行优化或从多级波束中选择一种赋形波束，在一定程度上用以补偿信道环境复杂性的影响，但是该方法对无线信道变化的实时适应性以及对系统性能的改善程度均较为有限，特别在上行DTX模式或HSDPA模式下难以体现智能天线的性能。

发明内容

本发明的目的在于提供一种CDMA通信系统在DTX或HSDPA模式下的智能天线实现方法及装置，通过不同的系统配置或系统状态采用对应的波束赋形权值或估计算法，以实现DTX或HSDPA模式下的波束赋形。

本发明的一种CDMA通信系统在DTX或HSDPA模式下的智能天线实现方法，包括以下步骤：

步骤S1：判断系统配置是否为上行DTX模式或HSDPA模式。若是，转至步骤S3；若否，则进行步骤S2；

步骤S2：根据用户的上行信号信息，计算当前时刻用户专用信道的波束赋形权值(即业务波束权值)，转至步骤S7；

步骤S3：判断上、下行时间间隔是否超过时间门限。若是，进行步骤S4；若否，则转至步骤S5；

步骤S4：当前时刻的波束赋形权值采用公共信道的波束赋形权值(即广播波束权值)，转至步骤S7；

步骤S5：判断当前时刻是否存在用户上行信号。若是，转至步骤S2；若否，则进行步骤S6；

步骤S6：当前时刻的波束赋形权值采用上一时刻的历史业务波束权值，进行步骤S7；

步骤S7：根据波束赋形权值，实现下行波束赋形。

上述步骤S2的根据用户的上行信号信息，计算当前时刻用户专用信道的波束赋形权值，即业务波束权值，方法为：针对基站天线阵列，第k个用户、第n个时刻的上行信号或信道估计矩阵为

$X^{\left(k\right)}\left(n\right)={\left[\begin{array}{cccc}{x}_1^{(k,1)}\left(n\right)& x_2^{(k,1)}\left(n\right)& ...& x_W^{(k,1)}\left(n\right)\\ x_1^{(k,2)}\left(n\right)& x_2^{(k,2)}\left(n\right)& ...& x_W^{(k,2)}\left(n\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ x_1^{(k,\mathrm{Ka})}\left(n\right)& x_2^{(k,\mathrm{Ka})}\left(n\right)& ...& x_W^{(k,\mathrm{Ka})}\left(n\right)\end{array}\right]}_{\mathrm{Ka}\×W}---\left(1\right)$

式中K_a表示天线数，W表示上行信号的数据长度或信道估计窗长，其空间协方差矩阵为

R^(k)(n)＝X^(k)(n)·(X^(k)(n))^H    (2)

式中(·)^H表示共轭转置运算，

第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\underset{\mathrm{\θ}}{f}\left[R^{\left(k\right)}\left(n\right)\right]---\left(3\right)$

式中函数

表示利用R^(k)(n)进行业务波束权值矢量估计的算法。

上述步骤S2的波束赋形权值，即业务波束权值矢量估计方法可以是基于上行波达角估计和阵列导向矢量的业务波束权值矢量估计方法：

第k个用户、第n个时刻的上行波达角估计为

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{DOA}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\underset{\mathrm{\θ}}{\arg }\left[\max \left(\frac{{\left(a\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^H\·R^{\left(k\right)}\left(n\right)\·a\left(\mathrm{\θ}\right)}{{\left(a\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^H\·a\left(\mathrm{\θ}\right)}\right)\right]---\left(4\right)$

$=\underset{\mathrm{\θ}}{\arg }\left[\max ({\left(a\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^H\·R^{\left(k\right)}\·a\left(\mathrm{\θ}\right))\right]$

式中a(θ)表示θ方向上的导向矢量，第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=a\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{DOA}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\right)---\left(5\right)$

也可以是基于最大信干噪比准则或最大信噪比准则的的业务波束权值矢量估计方法：

第k个用户、第n个时刻的信干噪比表示为

${\mathrm{SINR}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\frac{{\left({\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}\right)}^H\·R^{\left(k\right)}\left(n\right)\·{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}{{\left({\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}\right)}^H\·R_I^{\left(k\right)}\left(n\right)\·{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}---\left(6\right)$

式中R_I ^(k)(n)表示干扰和噪声的空间协方差矩阵，根据最大信干噪比准则，满足最大SINR^(k)(n)所对应的

为

${\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}=\underset{{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}{\arg }\left(\max \right[{\mathrm{SINR}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\left]\right)={\left\{{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_l^{\left(k\right)}\right\}|}_{l=\mathrm{0,1},...,K_a-1}---\left(7\right)$

即为矩阵(R_I ^(k))^-1·R^(k)的最大征值所对应的特征矢量，如果 $R_I^{\left(k\right)}={\mathrm{\σ}}_n^2\·I,$ 则最大信干噪比准则演变为最大信噪比准则，而

即为矩阵R^(k)的最大特征值所对应的特征矢量，

对

进行归一化处理，则第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量表示为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\frac{{\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}}{\sqrt{\frac{1}{K_a}\underset{l=0}{\overset{K_a-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_l^{\left(k\right)}\right|}^2}}=\frac{{\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}\·\sqrt{K_a}}{\left|\right|{\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}\left|\right|}---\left(8\right)$

上述步骤S4的当前时刻的波束赋形权值采用公共信道的波束赋形权值，即广播波束权值，方法为：第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=w_{\mathrm{CCH}}---\left(9\right)$

式中w_CCH表示广播波束权值矢量。

上述步骤S6的当前时刻的波束赋形权值采用上一时刻的历史业务波束权值的方法为：

第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量表示为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}(n-1)---\left(10\right)$

上述步骤S7的根据波束赋形权值，实现下行波束赋形的方法为：第k个用户经过波束赋形后的下行发射数据表示为

$T^{\left(k\right)}\left(t\right)={\left[w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\right]}^H\·s^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(11\right)$

式中s^(k)(t)第k个用户的原始发射数据序列。

另外，本发明还提供一种在DTX或HSDPA模式下的智能天线装置，包括：

天线阵列、多通道放大单元、多通道收发信机单元、信道估计单元、上行基带处理单元、赋形权值生成单元、下行波束赋形单元；

无线信号由上述天线阵列接收，经过上述多通道放大单元放大后传送至上述多通道收发信机单元；上述多通道收发信机单元至少对射频信号进行滤波、下变频、模数变换处理后转换成数字基带信号；上述多通道收发信机单元分别连接于上述信道估计单元、上行基带处理单元和赋形权值生成单元，上述信道估计单元用来实现各个用户的信道冲激响应估计，从而得到信道的幅度、相位、多径信息；上述上行基带处理单元用以实现上行链路接收数据的解调工作；上述赋形权值生成单元根据系统配置或系统状态生成各用户相应的下行波束赋形权值；上述下行波束赋形单元基于赋形权值对各用户的下行发射基带数据进行波束赋形处理；上述多通道收发信机单元至少对下行波束赋形单元输出的基带赋形数据进行数模变换、上变频、滤波处理后转换成模拟射频信号；射频信号经过上述多通道放大单元放大后由上述天线阵列发射。

本发明的一种CDMA通信系统在DTX或HSDPA模式下的智能天线实现方法，通过不同的系统配置或系统状态采用对应的波束赋形权值或估计算法，以实现DTX或HSDPA模式下的波束赋形。该方法能够有效地适应无线信道环境的实时变化，改善上行DTX模式或HSDPA模式下的智能天线性能，提高系统的稳健性和可靠性。

下面结合附图，对本发明的具体实施作进一步的详细说明。对于熟悉本技术领域的人员而言，从对本发明的详细说明中，本发明的上述和其他目的、特征和优点将显而易见。

附图说明

图1是本发明的一较佳实施例的CDMA通信系统在DTX或HSDPA模式下的智能天线实现装置的结构框图。

图2是本发明的一较佳实施例的CDMA通信系统在DTX或HSDPA模式下的智能天线实现方法的流程图。

具体实施方式

如图1所示，本发明的一较佳实施例的CDMA通信系统在DTX或HSDPA模式下的智能天线实现装置包括：

1)天线阵列(101)

2)多通道放大单元(102)

3)多通道收发信机单元(103)

4)信道估计单元(104)

5)上行基带处理单元(105)

6)赋形权值生成单元(106)

7)下行波束赋形单元(107)

对于上行链路而言，多通道放大单元(102)工作在低噪放大模式，无线信号由天线阵列(101)接收，经过多通道放大单元(102)放大后传送至多通道收发信机单元(103)；多通道收发信机单元(103)对射频信号进行滤波、下变频、模数变换等处理后转换成数字基带信号；多通道收发信机单元(103)分别连接于信道估计单元(104)、上行基带处理单元(105)和赋形权值生成单元(106)，信道估计单元(104)用来实现各个用户的信道冲激响应估计，从而得到信道的幅度、相位、多径等信息；上行基带处理单元(105)用以实现上行链路接收数据的解调工作；赋形权值生成单元(106)根据系统配置或系统状态生成各用户相应的下行波束赋形权值；下行波束赋形单元(107)基于赋形权值对各用户的下行发射基带数据进行波束赋形处理；多通道收发信机单元(103)对下行波束赋形单元(107)输出的基带赋形数据进行数模变换、上变频、滤波等处理后转换成模拟射频信号；对于下行链路而言，多通道放大单元(102)工作在功率放大模式，射频信号经过多通道放大单元(102)放大后由天线阵列(101)发射。

如图2所示，本发明的一较佳实施例的CDMA通信系统在DTX或HSDPA模式下的智能天线实现方法如下：

步骤201，判断系统配置是否为上行DTX模式或HSDPA模式。若是，转至步骤203；若否，则进行步骤202。

步骤202，根据用户的上行信号信息，计算当前时刻用户专用信道的波束赋形权值，即业务波束权值，转至步骤207。

针对基站天线阵列，第k个用户、第n个时刻的上行信号或信道估计矩阵为

$X^{\left(k\right)}\left(n\right)={\left[\begin{array}{cccc}{x}_1^{(k,1)}\left(n\right)& x_2^{(k,1)}\left(n\right)& ...& x_W^{(k,1)}\left(n\right)\\ x_1^{(k,2)}\left(n\right)& x_2^{(k,2)}\left(n\right)& ...& x_W^{(k,2)}\left(n\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ x_1^{(k,\mathrm{Ka})}\left(n\right)& x_2^{(k,\mathrm{Ka})}\left(n\right)& ...& x_W^{(k,\mathrm{Ka})}\left(n\right)\end{array}\right]}_{\mathrm{Ka}\×W}---\left(1\right)$

式中K_a表示天线数，W表示上行信号的数据长度或信道估计窗长。其空间协方差矩阵表示为

R^(k)(n)＝X^(k)(n)·(X^(k)(n))^H    (2)

式中(·)^H表示共轭转置运算。

第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量表示为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\underset{\mathrm{\θ}}{f}\left[R^{\left(k\right)}\left(n\right)\right]---\left(3\right)$

式中函数

表示利用R^(k)(n)进行业务波束权值矢量估计的算法。

为了容易理解步骤202，下面通过本发明的两个较佳实施例描述两种具体的业务波束权值矢量估计方法，包括：

在本发明的一较佳实施例中，业务波束权值矢量估计方法采用方法1，即基于上行波达角估计和阵列导向矢量的业务波束权值矢量估计方法：

第k个用户、第n个时刻的上行波达角估计表示为

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{DOA}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\underset{\mathrm{\θ}}{\arg }\left[\max \left(\frac{{\left(a\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^H\·R^{\left(k\right)}\left(n\right)\·a\left(\mathrm{\θ}\right)}{{\left(a\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^H\·a\left(\mathrm{\θ}\right)}\right)\right]---\left(4\right)$

$=\underset{\mathrm{\θ}}{\arg }\left[\max ({\left(a\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^H\·R^{\left(k\right)}\·a\left(\mathrm{\θ}\right))\right]$

式中a(θ)表示θ方向上的导向矢量。

那么，第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量表示为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=a\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{DOA}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\right)---\left(5\right)$

在本发明的另一较佳实施例中，业务波束权值矢量估计方法采用方法2，即基于最大信干噪比准则或最大信噪比准则的的业务波束权值矢量估计方法：

第k个用户、第n个时刻的信干噪比表示为

${\mathrm{SINR}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\frac{{\left({\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}\right)}^H\·R^{\left(k\right)}\left(n\right)\·{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}{{\left({\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}\right)}^H\·R_I^{\left(k\right)}\left(n\right)\·{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}---\left(6\right)$

式中R_I ^(k)(n)表示干扰和噪声的空间协方差矩阵。根据最大信干噪比准则，满足最大SINR^(k)(n)所对应的

表示为

${\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}=\underset{{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}{\arg }\left(\max \right[{\mathrm{SINR}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\left]\right)={\left\{{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_l^{\left(k\right)}\right\}|}_{l=\mathrm{0,1},...,K_a-1}---\left(7\right)$

即为矩阵(R_I ^(k))^-1·R^(k)的最大特征值所对应的特征矢量。如果 $R_I^{\left(k\right)}={\mathrm{\σ}}_n^2\·I,$ 则最大信干噪比准则演变为最大信噪比准则，而

即为矩阵R^(k)的最大特征值所对应的特征矢量。

对

进行归一化处理，则第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量表示为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\frac{{\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}}{\sqrt{\frac{1}{K_a}\underset{l=0}{\overset{K_a-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_l^{\left(k\right)}\right|}^2}}=\frac{{\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}\·\sqrt{K_a}}{\left|\right|{\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}\left|\right|}---\left(8\right)$

步骤203，判断上、下行时间间隔是否超过时间门限。若是，进行步骤204；若否，则转至步骤205。

时间门限T的选取通常需要考虑系统配置与状态、无线信道环境、用户的移动速度以及与基站天线之间的距离等诸多因素，一般情况下T≤500ms。

步骤204，当前时刻的波束赋形权值采用公共信道的波束赋形权值(即广播波束权值)，转至步骤207。

第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量表示为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=w_{\mathrm{CCH}}---\left(9\right)$

式中w_CCH表示广播波束权值矢量。

步骤205，判断当前时刻是否存在用户上行信号。若是，转至步骤202；若否，则进行步骤206。

步骤206，当前时刻的波束赋形权值采用上一时刻的历史业务波束权值，进行步骤207。

第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量表示为

$w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}(n-1)---\left(10\right)$

步骤207，根据波束赋形权值，实现下行波束赋形。

第k个用户经过波束赋形后的下行发射数据表示为

$T^{\left(k\right)}\left(t\right)={\left[w_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\right]}^H\·s^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(11\right)$

式中s^(k)(t)第k个用户的原始发射数据序列。

综上所述，本发明给出了一种CDMA通信系统在DTX或HSDPA模式下的智能天线实现方法，通过不同的系统配置或系统状态采用对应的波束赋形权值或估计算法，以实现DTX或HSDPA模式下的波束赋形。该方法能够有效地适应无线信道环境的实时变化，改善上行DTX模式或HSDPA模式下的智能天线性能，提高系统的稳健性和可靠性。

本发明适用于CDMA通信系统，尤其适用于第三代移动通信系统中的TDD CDMA系统，包括TD-SCDMA(1.28Mcps TDD)系统和3.84McpsTDD系统，但是也同样适用于采用CDMA的频分多址和时分多址的系统，任何具有信号处理、通信等知识背景的技术人员，根据本发明设计的等同的智能天线实现方法，其均应包含在本发明的思想和范围中。

当然，本发明还可有其他实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明的权利要求的保护范围。

Claims (8)

1.一种在非连续发射或高速下行链路分组接入模式下的智能天线实现方法，包括以下步骤：

步骤S1：判断系统配置是否为上行非连续发射或高速下行链路分组接入模式；若是，转至步骤S3；若否，则进行步骤S2；

步骤S2：根据用户的上行信号信息，计算当前时刻用户专用信道的波束赋形权值，即业务波束权值，转至步骤S7；

步骤S3：判断上、下行时间间隔是否超过时间门限；若是，进行步骤S4；若否，则转至步骤S5；

步骤S4：当前时刻的波束赋形权值采用公共信道的波束赋形权值，即广播波束权值，转至步骤(7)；

步骤S5：判断当前时刻是否存在用户上行信号；若是，转至步骤S2；若否，则进行步骤S6；

步骤S6：当前时刻的波束赋形权值采用上一时刻的历史业务波束权值，进行步骤S7；

步骤S7：根据波束赋形权值，实现下行波束赋形。

2.根据权利要求1所述的非连续发射或高速下行链路分组接入模式下的智能天线实现方法，其特征在于：

上述步骤S2的根据用户的上行信号信息，计算当前时刻用户专用信道的波束赋形权值，即业务波束权值，方法为：针对基站天线阵列，第k个用户、第n个时刻的上行信号或信道估计矩阵为

$X^{\left(k\right)}\left(n\right)={\left[\begin{array}{cccc}{x}_1^{(k,1)}\left(n\right)& x_2^{(k,1)}\left(n\right)& ...& x_W^{(k,1)}\left(n\right)\\ x_1^{(k,2)}\left(n\right)& x_2^{(k,2)}\left(n\right)& ...& x_W^{(k,2)}\left(n\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ x_1^{(k,\mathrm{Ka})}\left(n\right)& x_2^{(k,\mathrm{Ka})}\left(n\right)& ...& x_W^{(k,\mathrm{Ka})}\left(n\right)\end{array}\right]}_{\mathrm{Ka}\×W}---\left(1\right)$

式中K_a表示天线数，W表示上行信号的数据长度或信道估计窗长，其空间协方差矩阵为

R^(k)(n)＝X^(k)(n)·(x^(k)(n))^H    (2)

式中(·)^H表示共轭转置运算，

第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量为

$W_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\underset{\mathrm{\θ}}{\text{f}}\left[R^{\left(k\right)}\left(n\right)\right]---\left(3\right)$

式中函数

表示利用R^(k)(n)进行业务波束权值矢量估计的算法。

3.根据权利要求2所述的非连续发射或高速下行链路分组接入模式下的智能天线实现方法，其特征在于：

上述步骤S2的波束赋形权值，即业务波束权值矢量估计方法为基于上行波达角估计和阵列导向矢量的业务波束权值矢量估计方法：

第k个用户、第n个时刻的上行波达角估计为

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{DOA}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\underset{\mathrm{\θ}}{\arg }\left[\max \left(\frac{{\left(a\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^H\·R^{\left(k\right)}\left(n\right)\·a\left(\mathrm{\θ}\right)}{{\left(a\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^H\·a\left(\mathrm{\θ}\right)}\right)\right]---\left(4\right)$

$=\underset{\mathrm{\θ}}{\arg }\left[\max ({\left(a\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^H\·R^{\left(k\right)}\·a\left(\mathrm{\θ}\right))\right]$

式中a(θ)表示θ方向上的导向矢量，第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量为

$W_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=a\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{DOA}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\right)---\left(5\right).$

4.根据权利要求2所述的非连续发射或高速下行链路分组接入模式下的智能天线方法，其特征在于：

上述步骤S2的波束赋形权值，即业务波束权值矢量估计方法为基于最大信干噪比准则或最大信噪比准则的的业务波束权值矢量估计方法：

第k个用户、第n个时刻的信干噪比表示为

${\mathrm{SINR}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\frac{{\left({\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}\right)}^H\·R^{\left(k\right)}\left(n\right)\·{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}{{\left({\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}\right)}^H\·R_I^{\left(k\right)}\left(n\right)\·{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}---\left(6\right)$

式中R_I ^(k)(n)表示干扰和噪声的空间协方差矩阵，

根据最大信干噪比准则，满足最大SINR^(k)(n)所对应的

为

${\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}=\underset{{\mathrm{\ω}}^{\left(k\right)}}{\arg }\left(\max \right[{\mathrm{SINR}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\left]\right)=\left\{{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_l^{\left(k\right)}\right\}{|}_{l=\mathrm{0,1},...,K_a-1}---\left(7\right)$

即为矩阵(R_I ^(k))^-1·R^(k)的最大特征值所对应的特征矢量，如果 $R_l^{\left(k\right)}={\mathrm{\σ}}_n^2\·I,$ 则最大信干噪比准则演变为最大信噪比准则，而 即为矩阵R^(k)的最大特征值所对应的特征矢量，

对

进行归一化处理，则第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量表示为

$W_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\frac{{\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}}{\sqrt{\frac{1}{K_a}\underset{l=0}{\overset{K_a-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_l^{\left(k\right)}\right|}^2}}=\frac{{\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}\·\sqrt{K_a}}{\left|\right|{\widetilde{\mathrm{\ω}}}^{\left(k\right)}\left|\right|}---\left(8\right).$

5.根据权利要求1所述的非连续发射或高速下行链路分组接入模式下的智能天线方法，其特征在于：

上述步骤S4的当前时刻的波束赋形权值采用公共信道的波束赋形权值，即广播波束权值，方法为：第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量为

$W_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=W_{\mathrm{CCH}}---\left(9\right)$

式中w_CCH表示广播波束权值矢量。

6.根据权利要求1所述的非连续发射或高速下行链路分组接入模式下的智能天线方法，其特征在于，

上述步骤S6的当前时刻的波束赋形权值采用上一时刻的历史业务波束权值的方法为：

第k个用户、第n个时刻的业务波束权值矢量表示为

$W_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=W_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}(n-1),---\left(10\right).$

7.根据权利要求1所述的非连续发射或高速下行链路分组接入模式下的智能天线方法，其特征在于：

上述步骤S7的根据波束赋形权值，实现下行波束赋形的方法为：第k个用户经过波束赋形后的下行发射数据表示为

$T^{\left(k\right)}\left(t\right)={\left[W_{\mathrm{DCH}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\right]}^H\·S^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(11\right)$

式中s^(k)(t)第k个用户的原始发射数据序列。

8.一种在非连续发射或高速下行链路分组接入模式下的智能天线装置，包括：

天线阵列、多通道放大单元、多通道收发信机单元、信道估计单元、上行基带处理单元、赋形权值生成单元、下行波束赋形单元；

无线信号由上述天线阵列接收，经过上述多通道放大单元放大后传送至上述多通道收发信机单元；上述多通道收发信机单元至少对射频信号进行滤波、下变频、模数变换处理后转换成数字基带信号；上述多通道收发信机单元分别连接于上述信道估计单元、上行基带处理单元和赋形权值生成单元，上述信道估计单元用来实现各个用户的信道冲激响应估计，从而得到信道的幅度、相位、多径信息；上述上行基带处理单元用以实现上行链路接收数据的解调工作；上述赋形权值生成单元根据系统配置或系统状态生成各用户相应的下行波束赋形权值；上述下行波束赋形单元基于赋形权值对各用户的下行发射基带数据进行波束赋形处理；上述多通道收发信机单元至少对下行波束赋形单元输出的基带赋形数据进行数模变换、上变频、滤波处理后转换成模拟射频信号；射频信号经过上述多通道放大单元放大后由上述天线阵列发射。

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