CN1813424B - 移动通信系统中采用自适应天线阵列技术接收数据的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一移动通信系统接收一接收信号的解扩信号，并执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，使用一第一技术计算用于产生一接收束的一加权，以及执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前时刻的误差值小于第二阈值，使用一第二技术计算该加权。

Description

移动通信系统中采用自适应天线阵列技术接收数据的装置和方法

技术领域

本发明通常涉及移动通信系统中采用自适应天线阵列(AAA)技术接收数据的装置和方法，特别是涉及使用2步加权生成技术接收数据的装置和方法。

背景技术

下一代移动通信系统已演变成分组业务通信系统，其将突发分组数据传输给多个移动台(MS)。已将分组业务通信系统设计成适合于传输大量数据。一直在为高速分组业务开发这种分组业务通信系统。从这点上说，第三代合作项目(3GPP)、一异步通信技术的标准化组织，提出以高速下行链路分组接入(HSDPA)提供高速分组业务，而第三代合作项目2(3GPP2)、一同步通信技术的标准化组织，提出一lx Evolution Data Only/Voice(lx EV-DO/V)以提供高速分组业务。HSDPA和lx EV-DO/V都提出提供高速分组业务以平稳传输Web/Internet业务，且为提供高速分组业务，应优化峰值流量和平均流量以平稳传输分组数据以及电路数据如语音业务数据。

为支持高速传输分组数据，采用HSDPA的通信系统(下文称为“HSDPA通信系统”)近来引入3种数据传输技术：自适应调制和编码(AMC)技术、混合自动重传请求(HARQ)技术、以及快速蜂窝选择(FCS)技术。HSDPA通信系统使用AMC、HARQ和FCS技术增加数据速率。作为另一种增加数据速率的通信系统，还有一种使用lx EV-DO/V的通信系统(下文称为“lx EV-DO/V通信系统”)。lx EV-DO/V通信系统同样增加数据速率以保证系统性能。除新技术如AMC、HARQ和FCS之外，多天线技术是另一种解决所分配带宽有限即增加数据速率的技术。多天线技术可克服频域中的有限带宽资源，因为它利用空域。

下面将描述多天线技术。构造一通信系统，使多个MS通过一个基站(BS)相互通信。当BS将数据高速传输给MS时，由于无线信道的特性而出现衰落现象。为克服衰落现象，已提出传输天线分集技术，其为一种多天线技术。传输天线分集指一种使用至少2个传输天线即多天线来传输信号以使因衰落现象而丢失的传输数据最少从而增加数据速率的技术。下面将描述传输天线分集。

通常，与有线信道环境不同，在移动通信系统中的无线信道环境中，由于几个因素，如多径干扰、盲区、电波衰减、时变噪声、干扰等，传输信号实际上要失真。由多径干扰引起的衰落与反射体或用户(或MS)的移动性密切相关，且实际上接收到传输信号和干扰信号的混合体。因此，所收到的信号在实际传输过程中经历了严重的失真，从而降低了整个移动通信系统的性能。衰落可导致接收信号的幅度和相位的失真，从而阻止了无线信道环境中的高速数据通信。正在进行许多研究以解决衰落。总之，为了高速传输数据，移动通信系统必须使因移动通信信道特性如衰落以及单独用户的干扰引起的损失最小。作为一种防止因衰落引起不稳定通信的技术，使用一分集技术，且使用多天线实现空间分集技术，其为一种类型的分集技术。

传输天线分集广泛用作有效解决衰落现象的一种技术。传输天线分集接收无线信道环境中经历独立衰落现象的多个传输信号，从而解决因衰落引起的失真。传输天线分集分为时间分集、频率分集、多径分集、以及空间分集。换言之，移动通信系统为执行高速数据通信必须彻底解决严重影响通信性能的衰落现象。必须克服衰落现象，因为它将接收信号的幅度降低多达几dB至几十dB。为克服衰落现象，使用上述分集技术。例如，码分多址(CDMA)技术采用瑞克(Rake)接收机，其可使用信道的延迟分布来实现分集性能。瑞克接收机是一种用于接收多径信号的接收分集技术。可是，瑞克接收机中使用接收分集是不利的，因为当信道的延迟分布相对较小时，它不能获得所期望的分集增益。

时间分集技术使用交织和编码有效解决无线信道环境中出现的突发错误，且通常用于多普勒(Doppler)分布信道中。可是，不利的是，在低速多普勒分布信道中，时间分集难以获得分集效果。空间分集技术通常用于低延迟分布信道如室内信道、徒步信道等低速多普勒分布信道中。空间分集是一种使用至少2个天线获得分集增益的技术。在该技术中，当通过一个天线传输的信号因衰落而衰减时，接收通过另一个天线传输的信号，从而获得分集增益。空间分集分为接收天线分集，其使用多个接收天线、以及传输天线分集，其使用多个传输天线。

下面将描述接收自适应天线阵列(Rx-AAA)技术，其是一种接收天线分集技术。

在Rx-AAA技术中，通过计算一适当加权矢量与一通过由多个接收天线组成的天线阵列接收的接收信号的信号矢量的标量积，在接收机所期望的方向上接收的信号的强度最大，且在接收机所不期望的方向上接收的信号的强度最小。因此，Rx-AAA技术只将所期望的接收信号放大到最大强度，以维持高质量的呼叫，并使整个系统容量和服务区增大。

尽管可将Rx-AAA技术应用于频分多址(FDMA)移动通信系统和时分多址(TDMA)移动通信系统，这里假定将Rx-AAA技术应用于使用CDMA技术的通信系统(下文称为“CDMA通信系统”)。

图1是表示传统CDMA移动通信系统中BS接收机结构的方框图。参照图1，BS接收机由N个接收天线(Rx ANT)即一第一接收天线111、一第二接收天线121、...以及一第N接收天线131；与相应接收天线对应的N个射频(RF)处理器即一第一RF处理器112、一第二RF处理器122、...以及一第N RF处理器132；与相应RF处理器对应的N个多径搜索器即一第一多径搜索器113、一第二多径搜索器123、...以及一第N多径搜索器133；L个指状元件(finger)即一第一指状元件140-1、一第二指状元件140-2、...以及一第L指状元件140-L，用于处理多径搜索器搜索的L个多径信号；一多径组合器150，用于组合L个指状元件输出的多径信号；一解交织器160；以及一解码器170组成。

在N个接收天线处接收多个MS的发射机通过多径衰落无线信道传输的信号。第一接收天线111将所接收信号输出到第一RF处理器112。每个RF处理器由一放大器、一频率转换器、一滤波器、以及一模数(A/D)转换器组成，并处理RF信号。第一RF处理器112对第一接收天线111输出的信号作RF处理，以将该信号转换成基带数字信号，并将该基带数字信号输出到第一多径搜索器113。第一多径搜索器113从第一RF处理器112输出的信号中分离出L个多径分量，并将分离出的L个多径分量分别输出到第一指状元件140-1至第L指状元件140-L。

与L个多径一一对应的第一指状元件140-1至第L指状元件140-L处理L个多径分量。由于为通过N个接收天线接收的每个信号都要考虑L个多径，必须对NxL信号作信号处理，且在NxL信号中，将相同路径上的信号输出到同一指状元件中。

类似地，第二接收天线121将所接收信号输出到第二RF处理器122。第二RF处理器122对第二接收天线121输出的信号作RF处理，以将该信号转换成基带数字信号，并将该基带数字信号输出到第二多径搜索器123。第二多径搜索器123从第二RF处理器122输出的信号中分离出L个多径分量，并将分离出的L个多径分量分别输出到第一指状元件140-1至第L指状元件140-L。

以同样的方式，第N接收天线131将所接收信号输出到第N RF处理器132。第N RF处理器132对第N接收天线131输出的信号作RF处理，以将该信号转换成基带数字信号，并将该基带数字信号输出到第N多径搜索器133。第N多径搜索器133从第N RF处理器132输出的信号中分离出L个多径分量，并将分离出的L个多径分量分别输出到第一指状元件140-1至第L指状元件140-L。

这样，在通过N个接收天线接收的信号的L个多径信号中，将相同多径信号输入到同一指状元件中。例如，将来自第一接收天线111至第N接收天线131的第一多径信号输入到第一指状元件140-1中。以同样的方式，将来自第一接收天线111至第N接收天线131的第L多径信号输入到第L指状元件140-L中。第一指状元件140-1至第L指状元件140-L只是输入到其和从其输出的信号不同，但在结构和操作上是相同的。因此，为简单起见，只描述第一指状元件140-1。

第一指状元件140-1包括N个解扩器即一第一解扩器141、一第二解扩器142、...以及一第N解扩器143，其与N个多径搜索器相对应；一信号处理器144，其使用从N个解扩器接收的信号计算用于产生接收束的加权矢量；以及一接收束发生器145，其使用信号处理器144计算的加权矢量产生接收束。

将从第一多径搜索器113输出的第一多径信号输入到第一解扩器141。第一解扩器141用一预定扩频码解扩第一多径搜索器113输出的第一多径信号，并将解扩多径信号输出到信号处理器144和接收束发生器145。这里，解扩过程称为“时域处理”。类似地，将第二多径搜索器123输出的第一多径信号输入到第二解扩器142。第二解扩器142用一预定扩频码解扩从第二多径搜索器123输出的第一多径信号，并将解扩多径信号输出到信号处理器144和接收束发生器145。以相同的方式，将从第N多径搜索器133输出的第一多径信号输入到第N解扩器143。第N解扩器143用一预定扩频码解扩第N多径搜索器133输出的第一多径信号，并将从解扩多径信号输出到信号处理器144和接收束发生器145。

信号处理器144接收来自第一解扩器141至第N解扩器143输出的信号，并计算用于产生接收束的一组加权W _k。这里，将从第一多径搜索器113至第N多径搜索器133输出的一组第一多径信号定义为″X _k″。第一多径信号组X _k表示在第k点通过第一接收天线111至第N接收天线131接收的一组第一多径信号，且构成第一多径信号组X _k的第一多径信号都为矢量信号。加权组W _k表示应用于在第k点通过第一接收天线111至第N接收天线131接收的第一多径信号的一组加权，且构成加权组W _k的加权都为矢量信号。

将通过解扩第一多径信号组X _k中的所有第一多径信号确定的一组信号定义为y _k。第一多径信号的解扩信号组y _k表示通过解扩在第k点通过第一接收天线111至第N接收天线131接收的第一多径信号确定的一组信号，且构成第一多径信号的解扩信号组y _k的解扩信号都为矢量信号。这里，为便于解释，将省略术语“组”，且加下划线的参数表示一组相应部件。

第一解扩器141至第N解扩器143中的每个用一预定解扩码解扩第一多径信号X _k，从而所期望接收信号的接收功率比干扰信号的接收功率大一处理增益。这里，解扩码与MS的发射机中使用的扩频码相同。

如上所述，将第一多径信号X _k的解扩信号y _k输入到信号处理器144。信号处理器144用第一多径信号X _k的解扩信号y _k计算加权W _k，并将该加权W _k输出到接收束发生器145。这样，信号处理器144用从第一接收天线111至第N接收天线131输出的全部N个第一多径信号的解扩信号y _k计算包含应用于第一接收天线111至第N接收天线131输出的第一多径信号X _k的全部N个加权矢量的加权W _k。接收束发生器145接收全部N个第一多径信号X _k的解扩信号y _k以及全部N个加权矢量W _k。接收束发生器145用全部N个加权矢量W _k产生一接收束，计算第一多径信号X _k的解扩信号y _k与对应该接收束的加权W _k的标量积，并将结果作为第一指状元件140-1的输出z_k输出。第一指状元件140-1的输出z_k可表示为

z_k＝W _k ^H y _k    (1)

在方程(1)中，H表示Hermitian运算符，即共轭转置。最终，将BS接收机中L个指状元件的输出信号z_k的组z _k输入到多径组合器150。

尽管仅描述了第一指状元件140-1，其他指状元件在操作上与第一指状元件140-1相同。因此，多径组合器150组合第一指状元件140-1至第L指状元件140-L输出的信号，并将组合后的信号输出到解交织器(deinterleaver)160。解交织器160采用与发射机中使用的交织方法对应的解交织方法，对多径组合器150输出的信号解交织，并将解交织信号输出到解码器170。解码器170采用与发射机中使用的编码方法对应的解码方法，对解交织器160输出的信号解码，并将解码信号作为最终的接收数据输出。

信号处理器144计算加权W _k，使从MS发射机接收的、并期望通过一预定算法接收的一信号的均方误差(MSE)最小。接收束发生器145使用信号处理器144产生的加权W _k产生一接收束，且称产生一接收束使MSE最小的过程为“空域处理”。因此，当将Rx-AAA技术用于CDMA移动通信系统时，同时执行时域处理和空域处理。将同时执行时域处理和空域处理的操作称之为“时空处理”。

信号处理器144接收每个指状元件按上述方式解扩的多径信号，并计算根据预定算法能使Rx-AAA技术获得增益最大的加权。信号处理器144最小化MSE。因此，最近正在对自适应地使MSE最小化的加权计算算法作积极的研究。可是，自适应地使MSE最小化的加权计算算法是一根据参考信号降低误差的算法，且当没有参考信号时，该算法支持协商模数(CM)技术和决策导向(DD)技术等盲技术。

可是，根据参考信号降低误差的算法在一信道经历快速变化如快衰落信道的环境或的使用高阶调制方案如十六进制正交调幅(16QAM)的环境下难以收敛到系统所期望的最小MSE值。尽管它收敛到一特定MSE值之内，最小MSE值仍设为一相对大的值。当将最小MSE值设为一相对大的值时，降低了使用Rx-AAA技术带来的增益。因此，该算法不适合于高速数据通信系统。

发明内容

因此，本发明的一目的是提供一在移动通信系统中使用自适应天线阵列技术接收数据的装置和方法。

本发明的另一目的是提供一在使用自适应天线阵列技术的移动通信系统中使用2步加权生成技术接收数据的装置和方法。

本发明的另一目的是提供一在使用自适应天线阵列技术的移动通信系统中产生一含最小误差值的接收束的装置和方法。

根据本发明的第一方面，这里提供一装置，其使用一接收天线阵列，从通过多个接收天线接收的接收信号中产生一用于产生一接收束的加权。该装置包括一解扩器，用于通过解扩接收信号以产生一解扩信号；一信号处理器，用于接收该解扩信号、将该接收束应用于该解扩信号所产生的一输出信号、以及该加权，若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，使用一第一技术计算该加权，以及若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前时刻的误差值小于第二阈值，使用一第二技术计算该加权。

根据本发明的第二方面，这里提供一装置，其使用一接收天线阵列，从通过多个接收天线接收的接收信号中产生一用于产生一接收束的加权。该装置包括一解扩器，用于通过解扩接收信号以产生一解扩信号；一加权计算器，用于接收解扩信号并在一预定控制之下使用一第一技术和一第二技术中其一计算该加权；一收敛判决器，用于若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，其允许加权计算器使用第一技术，以及若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前时刻的误差值小于第二阈值，其允许加权计算器使用第二技术；以及一接收束发生器，用于接收解扩信号，使用所计算加权产生一接收束，以及通过将所产生接收束应用于解扩信号以产生一输出信号。

根据本发明的第三方面，这里提供一装置，其使用一接收天线阵列，从通过多个接收天线接收的接收信号中产生一用于产生一接收束的加权。该装置包括一解扩器，用于通过解扩接收信号以产生一解扩信号；一接收相关矩阵计算器，其使用所期望的接收信号和解扩信号计算接收相关矩阵；一加权计算器，用于接收解扩信号并在一预定控制之下使用一第一技术和一第二技术中其一计算该加权；一收敛判决器，用于若当前时刻的误差值，其表征将接收束应用于解扩信号和所期望的接收信号所产生的输出信号之差，与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，其允许加权计算器使用第一技术，以及若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前时刻的误差值小于第二阈值，其允许加权计算器使用第二技术；以及一接收束发生器，用于接收解扩信号，使用所计算加权产生一接收束，以及通过将所产生接收束应用于解扩信号以产生一输出信号。

根据本发明的第四方面，这里提供一装置，其使用一接收天线阵列，从通过多个接收天线接收的接收信号中产生一接收束信号。该装置包括一解扩器，用于通过解扩接收信号以产生一解扩信号；一接收束发生器，用于通过接收解扩信号和一加权信号以产生一接收束信号；以及一信号处理器，用于接收该解扩信号、将该接收束应用于该解扩信号所产生的一输出信号、以及该加权，若根据当前时刻迭代次数所对应的解扩信号产生的当前加权信号的误差值与根据前一时刻迭代次数所对应的解扩信号产生的前一加权信号的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前加权信号的误差值大于或等于一第二阈值，其使用一第一技术产生接收束信号，以及若当前加权信号的误差值与前一加权信号的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前加权信号的误差值小于第二阈值，使用一第二技术产生接收束信号。

根据本发明的第五方面，这里提供一方法，其使用一接收天线阵列，从通过多个接收天线接收的接收信号中产生一用于产生一接收束的加权。该方法包括步骤：通过解扩接收信号以产生一解扩信号；根据该解扩信号、将该接收束应用于该解扩信号所产生的一输出信号、以及该加权，使用一预定技术，计算用于产生该接收束的加权；执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，其使用一第一技术计算加权；以及执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前时刻的误差值小于第二阈值，其使用一第二技术计算加权。

根据本发明的第六方面，这里提供一方法，其使用一接收天线阵列，从通过多个接收天线接收的接收信号中产生一用于产生一接收束的加权。该方法包括步骤：通过解扩接收信号以产生一解扩信号；使用以一预定技术产生的加权产生一接收束，并将所产生的接收束应用于解扩信号以产生一输出信号；计算一代价函数，用于最小化表征所期望接收信号与输出信号之差的误差值；执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，使用一第一技术计算加权；以及执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前时刻的误差值小于第二阈值，使用一第二技术计算加权。

根据本发明的第七方面，这里提供一方法，其使用一接收天线阵列，从通过多个接收天线接收的接收信号中产生一用于产生一接收束的加权。该方法包括步骤：通过解扩接收信号以产生一解扩信号；使用以一预定技术产生的加权产生一接收束，并将所产生的接收束应用于解扩信号以产生一输出信号；使用所期望接收信号和解扩信号计算接收相关矩阵，并计算一代价函数，用于最小化表征输出信号与所期望接收信号之差的误差值；执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，使用一第一技术计算加权；以及执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前时刻的误差值小于第二阈值，使用一第二技术计算加权。

根据本发明的第八方面，这里提供一方法，其使用一接收天线阵列，从通过多个接收天线接收的接收信号中产生一接收束信号。该方法包括步骤：通过解扩接收信号以产生一解扩信号；使用解扩信号和一加权信号产生一接收束信号；以及若根据当前时刻迭代次数所对应的解扩信号产生的当前加权信号的误差值与根据前一时刻迭代次数所对应的解扩信号产生的前一加权信号的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前加权信号的误差值大于或等于一第二阈值，使用一第一技术产生接收束信号，以及若当前加权信号的误差值与前一加权信号的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前加权信号的误差值小于第二阈值，使用一第二技术产生接收束信号。

附图说明

从下面结合附图所作详细描述中，本发明的上述及其他目的、特性和优点将变得更明显，其中：

图1是表示传统CDMA移动通信系统中基站接收机结构的方框图；

图2是表示根据本发明第一实施例的基站接收机结构的方框图；

图3是表示根据本发明第一实施例的基站接收机采用的信号接收程序的流程图；

图4是表示根据本发明第二实施例的基站接收机结构的方框图；

图5是表示根据本发明第二实施例的基站接收机采用的信号接收程序的流程图；

图6表示OFDM移动通信系统中的CM技术；

图7是表示使用二进制相移键控(BPSK)的OFDM移动通信系统中的DD技术的示意图；

图8表示根据本发明实施例从收敛步骤到稳定步骤的转换条件；

图9表示一般加权生成技术和根据本发明实施例的2步加权生成技术的特性曲线；

图10表示针对根据本发明实施例的2步加权生成技术，随基站接收机的接收天线数变化的特性曲线；以及

图11是表示根据本发明实施例的OFDM移动通信系统结构的方框图。

具体实施方式

现在将参照附图详细描述本发明的几个优选实施例。在附图中，相同或类似部件用同一标号表示，即使在不同图中描绘它们。在下面的描述中，为简明起见，省略了对其中已知功能和结构的详细描述。

在描述本发明之前，将考虑基站(BS)的接收机处收到的接收信号模型。假定BS的接收机包括一含多个接收天线(Rx ANT)的接收天线阵列，而考虑到其费用和尺寸，该接收天线阵列通常只安装在BS的接收机中，且不安装在移动站(MS)的接收机中。即假定MS的接收机只包括一个接收天线。尽管可将本发明应用于使用频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)、以及正交频分复用(OFDM)的所有移动通信系统中，本发明将参照使用OFDM的移动通信系统(下文称为“OFDM移动通信系统”)描述。

从该BS所服务的一小区中的第m个MS传输的信号可表示为

$s_m\left(t\right)=\sqrt{p_m}{b}_m\left(t\right)c_m\left(t\right)---\left(2\right)$

在方程(2)中，s_m(t)表示第m个MS的传输信号，p_m表示第m个MS的传输功率，b_m(t)表示第m个MS的用户信息比特序列，和c_m(t)表示第m个MS的用户扩频码序列，其具有一为T_c的片状(chip)周期。

在BS的接收机处接收从MS发射机经多径矢量信道传输的传输信号。假定与比特周期T_b相比，多径矢量信道的信道参数缓慢变化。因此，假定多径矢量信道的信道参数对某些比特周期而言是不变的。在BS的接收机处接收的针对第m个MS的第一多径的复数基带接收信号可用方程(3)表示。应注意方程(3)的接收信号表示将在BS接收机处接收的射频(RF)信号降频转换所确定的一基带信号。

${\underset{\‾}{x}}_{m1}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{m1}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{m1}}{b}_m(t-{\mathrm{\τ}}_{m1})c_m(t-{\mathrm{\τ}}_{m1}){\underset{\‾}{a}}_{m1}---\left(3\right)$

在方程(3)中，x _m1表示通过第m个MS的第一多径接收的一组复数基带接收信号，α_m1表示应用于第m个MS的第一多径的衰落衰减，Φ_m1表示应用于第m个MS的第一多径的相位转移，τ_m1表示应用于第m个MS的第一多径的延迟，和a _m1表示应用于第m个MS的第一多径的一组阵列响应(AR)。由于BS接收机包括多个诸如N个接收天线，在BS接收机处通过N个接收天线接收由第m个MS传输的一信号。因此，通过第一多径接收的信号数为N，且通过第m个MS的第一多径接收的N个复数基带接收信号构成一组接收信号。这里，为便于说明，将省略术语“组”，且加下划线的参数表示一组相应部件。

当使用当前的线性天线阵列时，阵列响应a_m1定义为

${\underset{\‾}{a}}_{m1}=\begin{array}{}\end{array}{\left[\begin{array}{cccc}1& e^{j2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}\sin {\mathrm{\θ}}_{m1}}& \·\·\·& e^{j2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}(N-1)\sin {\mathrm{\θ}}_{m1}}\end{array}\right]}^T$

在方程(4)中，′d′表示分开的接收天线间的距离，λ表示使用频带的波长，N表示接收天线数，且θ_m1表示应用于第m个MS的第一多径的到达方向角(DOA)。

假定该BS所服务的一小区中存在的MS数为M，且对M个MS中的每个而言，有L个多径，在BS处接收的接收信号为从M个MS传输的传输信号与加性白噪声(AWN)之和，如表示为

$\underset{\‾}{x}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)+\underset{\‾}{n}\left(t\right)---\left(5\right)$

在方程(5)中，n(t)表示从M个MS传输的传输信号中增加的加性白噪声。

假定在方程(5)的接收信号中BS期望接收的信号为x ₁₁。x ₁₁表示第一MS通过第一多径传输的信号。因为假定BS期望接收的信号为x ₁₁，除信号x ₁₁外的所有信号被认为是干扰信号和噪声。因此，方程(5)可重写为

$\underset{\‾}{x}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{11}{e}^{{\mathrm{j\φ}}_{11}}{b}_1(t-{\mathrm{\τ}}_{11})c_1(t-{\mathrm{\τ}}_{11}){\underset{\‾}{a}}_{11}+\underset{\‾}{i}\left(t\right)+\underset{\‾}{n}\left(t\right)---\left(6\right)$

在方程(6)中，i(t)表示一干扰信号，其定义为

$\underset{\‾}{i}\left(t\right)=\underset{l=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{1l}\left(t\right)+\underset{m=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)---\left(7\right)$

方程(7)的第一项为该BS期望接收的一MS的传输信号，而通过该BS不期望接收的其他多个路径来表示径间干扰(IPI)。方程(7)的第二项通过其他MS来表示多个接入干扰(MAI)。

此外，用之前在一第一指状元件(1＝1)中为BS接收机的一相应信道卡，即分配给第一MS的一信道卡(m＝1)，中的一相应多径设置的一解扩码c₁(t-τ₁₁)解扩x(t)，且在方程(8)中定义解扩信号y(t)。解扩码c₁(t-τ₁₁)与信号传输期间BS发射机中使用的解扩码c₁(t-τ₁₁)相同。该BS包括图1中描述的多个接收机，每个接收机称为一“信道卡”，且将一个信道卡分配给一个MS。

如图1中所述，信道卡包括与多径数目相同的指状元件，且这些指状元件与相应的多径信号一一对应。

$\underset{\‾}{y}\left(t\right)={\∫}_{(k-1)T_b+{\mathrm{\τ}}_{11}}^{{\mathrm{kT}}_b+{\mathrm{\τ}}_{11}}\underset{\‾}{x}\left(t\right)c_1^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_{11})\mathrm{dt}---\left(8\right)$

在方程(8)中，′k′表示第k采样点。

当用解扩码c₁(t-τ₁₁)解扩预解扩前信号x(t)而产生信号y(t)时，根据解扩器的特性，将BS接收机期望从接收信号中接收的信号分量的功率放大了增益G。注意到尽管将BS接收机期望接收的信号分量的功率放大了增益G，但并没有改变BS接收机不期望接收的信号分量的功率。因此，可计算解扩前接收信号与解扩后接收信号间的相关矩阵。为计算解扩前接收信号与解扩后接收信号间的相关矩阵，在第k点对解扩前接收信号x(t)进行采样，其与解扩后接收信号y(t)的采样点相同。将在第k点对解扩前接收信号x(t)采样所获得的信号表示为

$\underset{\‾}{X}\left(k\right)={\mathrm{\α}}_{11}{e}^{{\mathrm{j\φ}}_{11}}{b}_{1k}{c}_{1k}{\underset{\‾}{a}}_{11}+{\underset{\‾}{i}}_k+{\underset{\‾}{n}}_k---\left(9\right)$

总之，为计算解扩前接收信号x(t)与解扩后接收信号y(t)间的相关矩阵，假定在第k点对解扩前接收信号x(t)采样以获得方程(9)的信号，其与解扩后接收信号y(t)的采样点相同，且解扩前接收信号x(t)与解扩后接收信号y(t)是平稳的。

现在对2步最小均方(LMS)技术和2步最小均方误差(MMSE)技术进行描述。

首先描述2步LMS技术。将一组解扩前接收信号，包括在一特定时刻通过N个接收天线接收的复数接收信号，即通过第一接收天线至第N接收天线接收的复数接收信号X₁至X_N，定义为x＝[X₁，X₂，...，X_N]^T。这里，′T′是表示转置操作的运算符。此外，将对通过N个接收天线接收的复数接收信号X₁，X₂，...，X_N解扩后的一组接收信号定义为y＝[Y₁，Y₂，...，Y_N]^T。解扩后接收信号y由BS接收机期望接收的一信号分量s和BS接收机不期望接收的一信号分量u之和确定，可表示为

y＝s+u    (10)

将欲与通过N个接收天线接收的复数接收信号X₁，X₂，...，X_N相乘的一组复数加权值，即欲与通过第一接收天线至第N接收天线接收的复数接收信号X₁至X_N相乘的复数加权W₁至W_N，定义为w＝[W₁，W₂，...，W_N]^T。

通过计算加权w与解扩后接收信号y的标量积来确定自特定用户卡(即分配给特定MS的信道卡)的指状元件中的输出信号z，可表示为

$\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{w}}^H\underset{\‾}{y}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i^{*}{y}_i---\left(11\right)$

在方程(11)中，′i′表示接收天线数。

使用方程(10)和方程(11)，可将输出信号z分为BS接收机期望接收的信号分量w ^H s和BS接收机不期望接收的信号分量w ^H u。LMS技术使已知参考信号和接收信号的误差最小，尤其是，使下面给出的代价函数J(w)最小。

J(w)＝(e_k)²

e_k＝d_k-z_k    (12)

在方程(12)中，“J”表示代价函数，且必须确定加权值w，使代价函数值J最小。此外，在方程(12)中，e_k表示接收信号与所期望接收信号之差或误差，且d_k表示所期望信号。例如，在使用非盲技术的束生成算法中，使用前导信号作为所期望信号d_k。然而，本发明提出使用盲技术的束生成算法，因此将省略对使用非盲技术的束生成算法的详细描述。

在方程(12)中，代价函数J是二阶凸函数类型。因此，为最小化代价函数J，必须对代价函数J求微分并使其值等于0。代价函数J的微分值为

$\▿J=-2{e^{*}}_k{\underset{\‾}{y}}_k---\left(13\right)$

然而，在实际信道环境中难于一步获得最优加权w ^opt，且因为每点输入解扩后接收信号y，应使用方程(14)的递归形式，以自适应或递归获得最优加权w ^opt。

w _k+1＝w _k+μv _k    (14)

在方程(14)中，′k′表示第k点，w _k表示第k点处的加权，μ表示恒定增益系数(constant gain)，和v _k表示第k点处的跟踪矢量。第k点处的跟踪矢量v _k表示使代价函数J的微分值向最小值如0收敛的矢量。

即，方程(14)说明在恒定增益系数μ之前或之后产生一值的过程，即沿跟踪矢量v _k的方向从当前点使用的给定加权w _k更新为下一点使用的加权w _k+1的过程。

此外，根据均方值(MS)理论，将方程(14)重写为

w _k+1＝w _k-μy _ke^* _k    (15)

接着描述2步MMSE技术。MMSE技术是一种最小化参考信号与接收信号之误差的技术，具体而言，最小化方程(16)的代价函数J(w)。

J(w)＝E[|w ^H y _k-d_k|²]    (16)

在方程(16)中，“J”表示代价函数，且必须计算值“w”，使代价函数值J最小。因为如2步LMS技术中所述在每点输入解扩后接收信号y，应使用方程(17)的递归形式，以自适应或递归获得最优加权w ^opt。

w _k+1＝w _k+μv _k    (17)

如2步LMS技术的递归公式即方程(14)的递归形式中所述，在方程(17)中，′k′表示第k点，w _k表示第k点处的加权，μ表示恒定增益系数，且v _k表示第k点处的跟踪矢量。即，方程(17)说明在恒定增益系数μ之前或之后产生一值的过程，即沿跟踪矢量v _k的方向从当前点使用的给定加权w _k更新为下一点使用的加权w _k+1的过程。

此外，根据均方误差(MSE)理论，将方程(17)重写为

${\underset{\‾}{w}}_{k+1}={\underset{\‾}{w}}_k-\frac{1}{2}\mathrm{\μ}\▿J\left(\underset{\‾}{w}\right)---\left(18\right)$

在方程(18)中，将代价函数J表示为

$\▿J\left(\underset{\‾}{w}\right)=2E\left[\underset{\‾}{y}\left(k\right){\underset{\‾}{y}}^H\left(k\right)\right]\underset{\‾}{w}-2E\left[\underset{\‾}{y}\left(k\right){d^{*}}_n\right]$

$=2R\underset{\‾}{w}-2P---\left(19\right)$

在方程(19)中，′R′表示接收信号的自相关矩阵R＝E[y(k)y ^H(k)]，且′P′表示接收信号与所期望接收信号之间的互相关矩阵P＝E[y(k)d^*(k)]。

获得上述最优加权w ^opt的操作是产生接收束的最重要因素。本发明使用2步LMS技术和2步MMSE技术最小化参考信号与接收信号的误差。即，本发明通过获得使方程(12)和(16)中所述的代价函数值最小的加权w来获得最优加权w ^opt。总之，本发明提出用于检测方程(12)和(16)中的所期望接收信号d(k)的新技术。

本发明中提出的检测所期望接收信号d(k)的技术称为“盲技术”。由于使用盲技术，接收信号使用特定估计值自适应收敛，且将2步d(k)用于使接收信号自适应收敛。使用2步d(k)意味着d(k)要通过和第一步即收敛步骤和第二步即稳定步骤来获得。

下面将详细描述第一步的收敛步骤。

首先，描述将恒定模(CM)技术用于接收信号的自适应收敛。CM技术由Godard提出，通常用于盲均衡器中，且也用于生成算法。当使用Godard提出的CM技术时，代价函数J表示为

J_Godard＝E[(|z_n|^p-R_p)²]    (20)

在方程(20)中，′p′表示特定正整数，且R_p表示Godard模。Godard模R_p定义为

$R_p=\frac{E\left[{\left|z_n\right|}^{2p}\right]}{E\left[{\left|z_n\right|}^p\right]}---\left(21\right)$

由于目前OFDM移动通信系统通常使用高阶调制方案，其阶数比四相键移(QPSK)调制高，将代价函数J分为实部和虚部，如方程(22)中所示。将代价函数J分为实部和虚部的原因是因为由于使用高阶调制方案，传输/接收信号有实部和虚部。

J＝J_R+J_I

$J_R=E\left[{(z_{n,R}^2-R_{2,R})}^2\right],J_I=E\left[{(z_{n,I}^2-R_{2,I})}^2\right]$

$R_{2,R}=\frac{E\left[z_{n,R}^4\right]}{E\left[z_{n,R}^2\right]},$ $R_{2,I}=\frac{E\left[z_{n,I}^4\right]}{E\left[z_{n,I}^2\right]}$ (22)

这里假定本发明使用2步LMS技术和2步MMSE技术，且p＝2。因此，d(k)＝R_2，R+jR_2，I。此外，假定起始点即k＝0点的代价函数值为0(J＝0)。将参照图6描述。

图6表示OFDM移动通信系统中的CM技术。参照图6，其表示k＝0点处p＝2，d(k)＝R_2，R+jR_2，I，且J＝0时的CM技术。即，若由方程(22)确定值R₂，在坐标平面上产生一圆。之后，将接收信号确定为一点，即从原点画的延长线与该圆相交。图6中，将所接收Z_k投影为一圆。

到目前为止描述收敛步骤。之后，描述获得d(k)的第二步即稳定步骤。

若通过收敛步骤使MSE收敛到预定值内，则在执行方程23的计算时，从收敛步骤到稳定步骤发生变化。之后将描述当MSE收敛到预定值时，从收敛步骤到稳定步骤发生变化的过程。

d_R(k)＝Pr[Re(z(k))]

d_I(k)＝Pr[Im(z(k))]    (23)

即使在稳定步骤中，如收敛步骤一样，分别计算实部和虚部。在方程(23)中，Pr表示通过决策导向(DD)技术将所接收信号投影为最接近所期望接收信号d(k)的一信号。DD技术是将d(k)作为最接近所接收信号的决策值反射的技术。这里将参照图7描述DD技术。

图7是表示使用二进制相移键控(BPSK)的OFDM移动通信系统中的DD技术的示意图。参照图7，由于假定OFDM移动通信系统使用BPSK，若I-Q域中的接收信号为(1.2，-0.2)，在计算其与+1和-1的距离之后，将所期望接收信号d(k)作为1的最大近似值投影。

图2是表示根据本发明第一实施例的BS接收机结构的方框图。在描述图2时，应注意到根据本发明第一实施例的BS接收机在结构上类似于图1中描述的BS接收机，但信号处理器确定加权的方法不同。为简单起见，将参照图2只描述BS接收机中与本发明直接相关的部件。本发明第一实施例相应于使用LMS技术的一实施例。

参照图2，当接收点k处的接收信号x _k时，解扩器210使用预定解扩码解扩接收信号x _k，并将解扩接收信号y _k输出到信号处理器230和接收束发生器220。信号处理器230由加权计算器231、存储器233、收敛判决器235组成。为简单起见，将只参照图1BS接收机中的第一指状元件140-1描述图2。因此，图2的解扩器210在操作上与第一指状元件140-1中的N解扩器即第一解扩器141至第N解扩器143大致相同。

信号处理器230中的加权计算器231通过接收解扩接收信号y _k、一预定恒定增益系数μ、一初始加权w ₀、以及接收束发生器220输出的一指状元件信号z _k计算加权w _k，并将所计算加权输出到存储器233。存储器233缓冲加权计算器231计算所得加权w _k，且当更新加权w _k时，加权计算器231使用存储器233中存储的加权w _k。即，加权计算器231使用点k处计算所得w _k更新下一点k+1的加权w _k+1。同时，加权计算器231在收敛判决器235的控制下计算加权。即收敛判决器235确定加权计算器231计算加权w _k时采用的技术。将计算加权w _k的技术分为CM技术和DD技术。下面将描述收敛判决器235选择CM技术或DD技术的过程。

如上所述，由于本发明使用2步d(k)，执行2个步骤，即收敛步骤和稳定步骤。CM技术的不足是其收敛速度低，而DD技术的不足是其收敛失败率高。因此，本发明执行一控制操作，以便根据它们的特性将CM技术和DD技术用于收敛步骤和稳定步骤，由此保证快速收敛到小的MSE值。因此，区分收敛步骤和稳定步骤的过程在性能提高上起重要作用。

本发明使用下列方法区分收敛步骤和稳定步骤。

将时域t＝1，2，3，4，...中的MSE定义为″S_t″。即S_t表示在特定时刻′t′接收的信号的MSE。在该情况下，作为区分收敛步骤和稳定步骤的参考值，将当前时刻t＝t的S_t与下一时刻t＝t-1的S_t-1之差定义为″d_t″。将S_t与S_t-1之差d_t定义为

$d_t=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{l=1}^{l=M}|z_{M\·(t-1)+l}-d_{M*(t-1)+l}|}{M}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{l=1}^{l=M}|z_{M\·(t-2)+l}-d_{M\·(t-2)+l}|}{M}---\left(24\right)$

即，在当d_t值小于或等于第一阈值d_p的绝对值之时(d_t≤|d_p|)时发生从收敛步骤到稳定步骤的转换。第一阈值d_p为一适合于OFDM移动通信系统的预定值。总之，当S_t与S_t-1之差d_t很小时，发生从收敛步骤到稳定步骤的转换。

图8表示根据本发明实施例从收敛步骤到稳定步骤的转换条件。参照图8，其表示前一段的特定时刻t-1所接收信号的MSE S_t-1 ^before与前一段的当前时刻t所接收信号的MSE S_t ^before之差，以及下一段的特定时刻t-1所接收信号的MSE S_t-1 ^after与下一段的当前时刻t所接收信号的MSE S_t ^after之差。图8中，纵轴表示误差大小，且横轴表示迭代数。因此，“前一段”表示具有较小迭代次数的时段，而“下一段”表示具有较大迭代次数的时段。由于前一段的S_t-1 ^before与S_t ^before之差d_t ^before值超过第一阈值d_p的绝对值，前一段仍处于收敛步骤中。由于下一段的S_t-1 ^after与S_t ^after之差d_t ^after值小于第一阈值d_p的绝对值，因此下一段中发生转换到稳定步骤。可是，当只根据第一阈值d_p的绝对值转换到稳定步骤时，未区分初始收敛域。为区分初始收敛域，定义第二阈值d_{p_reference}，且当S_t值小于第二阈值d_{p_reference}同时该d_t值小于或等于第一阈值d_p的绝对值时(d_t≤Id_pI，S_t＜d_{p_reference})，从收敛步骤转换到稳定步骤。

图2中，收敛判决器235使用S_t与S_t-1之差d_t根据是否所接收信号的MSE值收敛到第一阈值d_p以及S_t小于第二阈值d_{p_reference}确定加权计算器231采用CM技术还是DD技术。即，收敛判决器235允许加权计算器231在收敛步骤中使用CM技术，并允许加权计算器231在稳定步骤中使用DD技术。

图3是表示根据本发明第一实施例的BS接收机采用的信号接收程序的流程图。参照图3，在步骤311中，BS接收机设置初始加权w ₀、恒定增益系数μ、第一阈值d_p、以及第二阈值d_{p_reference}，并将接收信号x _k的初始自相关矩阵R(0)和接收信号x _k与所期望接收信号d_k之间的初始互相关矩阵P(0)设置为0，之后转到步骤313。在步骤313中，BS接收机确定通信是否结束。若确定通信结束，则BS接收机结束正在进行的流程。

若在步骤313中确定通信未结束，则BS接收机转到步骤315。在步骤315中，BS接收机接收接收信号x _k的解扩信号y _k，且之后转到步骤317。在步骤317中，BS接收机使用解扩信号y _k和加权w _k计算BS接收机的各个指状元件输出信号z_k的一组信号z _k(z _k＝w _k ^H y _k)，且之后转到步骤319。z _k表示使用采用加权w _k产生的接收束而产生的一组指状元件输出信号。在步骤319中，BS接收机根据CM技术计算误差函数e_k、以及接收信号x _k与所期望接收信号d_k之差(e_k＝d_k，CM-z_k)，因为BS接收机初始时处于收敛步骤中，且之后转到步骤321。

在步骤321中，BS接收机使用解扩信号y _k和误差函数e_k计算代价函数的微分值且之后转到步骤323。在步骤323中，BS接收机计算束生成系数，或加权(w _k＝w _k-1-μy _ke_k ^*)，且之后转到步骤325。在步骤325中，BS接收机确定S_t与S_t-1之差d_t是否满足收敛条件，即d_t是否小于或等于第一阈值d_p的绝对值，且S_t小于第二阈值d_{p_reference}(d_t≤Id_pI，S_t＜d_{p_reference})。若d_t大于第一阈值d_p的绝对值，或S_t大于或等于第二阈值d_{p_reference}，则BS接收机转到步骤327。在步骤327中，BS接收机保持所计算加权w _k，且转到步骤329。在步骤329中，BS接收机延迟预定单位时间，且之后转到步骤331。延迟预定单位时间的原因是要将第k点确定的值用在第(k+1)点上，即考虑到状态转换延迟。在步骤331中，BS接收机将k增加1，即从当前点k转换到下一点k+1，且之后返回到步骤313。

可是，若在步骤325中确定d_t小于或等于第一阈值d_p的绝对值，且S_t小于第二阈值d_{p_reference}，则BS接收机转到步骤333。在步骤333中，BS接收机延迟预定单位时间，且之后转到步骤335。同样，延迟预定单位时间的原因是考虑到状态转换延迟。在步骤335中，BS接收机将k增加1，即从当前点k转换到下一点k+1，且之后返回到步骤337。在步骤337中，BS接收机确定通信是否结束。若确定通信结束，则BS接收机结束正在进行的流程。

若在步骤337中确定通信未结束，则BS接收机转到步骤339。在步骤339中，BS接收机根据DD技术计算误差函数e_k、以及接收信号x _k与所期望接收信号d_k之差(e_k＝d_k，DD-z_k)，因为BS接收机目前处于稳定步骤中，且之后转到步骤341。在步骤341中，BS接收机使用解扩信号y _k和误差函数e_k计算代价函数的微分值

且之后转到步骤343。在步骤343中，BS接收机计算束生成系数，或加权(w _k＝w _k-1-μy _ke_k ^*)，且之后转到步骤345。在步骤345中，BS接收机保持所计算加权w _k，且转到步骤333。

图4是表示根据本发明第二实施例的BS接收机结构的方框图。在描述图4时，应注意到根据本发明第二实施例的BS接收机在结构上类似于图1中描述的BS接收机，但信号处理器确定加权的方法不同。为简单起见，将参照图4只描述BS接收机中与本发明直接相关的部件。本发明第二实施例相应于使用MMSE技术的实施例。

参照图4，当接收点k处的接收信号x _k时，解扩器410使用预定解扩码解扩接收信号x _k，并将解扩接收信号y _k输出到信号处理器430和接收束发生器420。信号处理器430由接收相关矩阵计算器431、加权计算器433、存储器435、收敛判决器437、以及存储器439组成。为简单起见，将只参照图1BS接收机中的第一指状元件140-1描述图4。因此，图4的解扩器410在操作上与第一指状元件140-1中的N个解扩器即第一解扩器141至第N解扩器143大致相同。接收处理器430的接收相关矩阵计算器431接收解扩接收信号y _k，使用预定恒定增益系数μ计算接收相关矩阵，并在存储器439中缓冲所计算的接收相关矩阵。存储器439缓冲接收由相关矩阵计算器431所计算的接收相关矩阵，且当更新那里缓冲的接收相关矩阵时，接收相关矩阵计算器431使用存储器439中存储的接收相关矩阵。相关矩阵指自相关矩阵R和互相关矩阵P。

加权计算器433通过接收解扩接收信号y _k、一预定恒定增益系数μ、一初始加权w ₀、以及接收束发生器420输出的一指状元件信号z _k计算加权w _k，并将所计算加权输出到存储器435。存储器435缓冲加权计算器433计算所得加权w _k，且当更新加权w _k时，加权计算器433使用存储器435中存储的加权w _k。即，加权计算器433使用计算所得点k的w _k，更新下一点k+1的加权w _k+1。同时，加权计算器433在收敛判决器437的控制之下按本发明第一实施例中描述的方法计算加权。即，如第一实施例中所述，收敛判决器437确定加权计算器433在计算加权w _k时使用的技术。

图5是表示根据本发明第二实施例的BS接收机采用的信号接收程序的流程图。参照图5，在步骤511中，BS接收机设置初始加权w ₀、恒定增益系数μ、第一阈值d_p、以及第二阈值d_{p_reference}，并将接收信号x _k的初始自相关矩阵R(0)和接收信号x _k与所期望接收信号d_k之间的初始互相关矩阵P(0)设置为0，之后转到步骤513。在步骤513中，BS接收机确定通信是否结束。若确定通信结束，则BS接收机结束正在进行的流程。

若在步骤513中确定通信未结束，则BS接收机转到步骤515。在步骤515中，BS接收机接收接收信号x _k的解扩信号y _k，且之后转到步骤517。在步骤517中，BS接收机使用解扩信号y _k和加权w _k计算BS接收机的各个指状元件输出信号z_k的一组信号z _k(z _k＝w _k ^H y _k)，且之后转到步骤519。z _k表示使用接收束产生的一组指状元件输出信号。在步骤519中，BS接收机根据CM技术计算接收相关矩阵即自相关矩阵R_k和互相关矩阵P_k，因为BS接收机初始时处于收敛步骤中，且之后转到步骤521。计算自相关矩阵R_k和互相关矩阵P_k的过程表示为

R_k＝f*R_k-1+y _k y ^H _k

P_k＝f*P_k-1+y _kd*_k，CM    (25)

在方程(25)中，‘f’为一遗忘因子，且只表示紧邻前一步的值。

在步骤521中，BS接收机使用自相关矩阵R_k和互相关矩阵P_k计算代价函数的微分值

且之后转到步骤523。在步骤523中，BS接收机计算束生成系数，或加权

)，且之后转到步骤525。在步骤525中，BS接收机确定S_t与S_t-1之差d_t是否满足收敛条件，即是否d_t小于或等于第一阈值d_p的绝对值，且是否S_t小于第二阈值d_{p_reference}(d_t≤Id_pI，S_t＜d_{p_reference})。若d_t小于或等于第一阈值d_p的绝对值，且S_t小于第二阈值d_{p_reference}，即若d_t大于第一阈值d_p的绝对值，或S_t大于或等于第二阈值d_{p_reference}，则BS接收机转到步骤527。在步骤527中，BS接收机保持所计算加权w _k，且转到步骤529。在步骤529中，BS接收机延迟预定一单位时间，且之后转到步骤531。延迟预定单位时间的原因是考虑到状态转换延迟。在步骤531中，BS接收机将k增加1，即从当前点k转换到下一点k+1，且之后返回到步骤513。

可是，若在步骤525中确定d_t小于或等于第一阈值d_p的绝对值，且S_t小于第二阈值d_{p_reference}，则BS接收机转到步骤533。在步骤533中，BS接收机延迟一预定单位时间，且之后转到步骤535。同样，延迟预定单位时间的原因是考虑到状态转换延迟。在步骤535中，BS接收机将k增加1，即从当前点k转换到下一点k+1，且之后返回到步骤537。在步骤537中，BS接收机确定通信是否结束。若确定通信结束，则BS接收机结束正在进行的流程。

若在步骤537中确定通信未结束，则BS接收机转到步骤539。在步骤539中，BS接收机根据DD技术计算接收相关矩阵即自相关矩阵R_k和互相关矩阵P_k，因为BS接收机目前处于稳定步骤中，且之后转到步骤541。计算自相关矩阵R_k和互相关矩阵P_k的过程表示为

R_k＝f*R_k-1+y _k y ^H _k

                                            (26)

P_k＝f*P_k-1+y _kd*_k，DD

在步骤541中，BS接收机使用自相关矩阵R_k和互相关矩阵P_k计算代价函数的微分值且之后转到步骤543。在步骤543中，BS接收机计算束生成系数，或加权

)，且之后转到步骤545。在步骤545中，BS接收机保持所计算加权w _k，且转到步骤533。

参照图9，下面描述对根据本发明实施例的2步加权生成技术与一般加权生成技术的模拟结果。

图9表示一般加权生成技术和根据本发明实施例的2步加权生成技术的特性曲线。参照图9，应注意到与传统加权技术如DD技术中的MSE值随迭代次数变化相比，根据本发明实施例的2步加权生成技术中的MSE值随迭代次数变化时收敛到一较小值。MSE值收敛到一较小值意味着可正确地生成接收束，从而使只正确接收所期望接收信号成为可能。

参照图10，现在将描述使用智能天线时，根据接收天线数的2步加权生成技术特性的模拟结果。

图10表示针对根据本发明实施例的2步加权生成技术，随BS接收机的接收天线数变化的特性曲线。参照图10，其表示有6个接收天线的BS接收机和有10个接收天线的BS接收机的辐射模式。例如，若假定一特定BS位于57°，注意到与有6个接收天线的BS接收机相比，有10个接收天线的BS接收机有大约0.2的归一化天线增益，且更能正确地生成接收束。总之，对OFDM移动通信系统的容量而言，接收天线数的增加使能够正确通信的接收信号幅度增加，从而使系统容量增加。

图11是表示根据本发明实施例的OFDM移动通信系统结构的方框图。参照图11，OFDM移动通信系统由一发射机或MS发射机1100、以及一接收机或BS接收机1150组成。

首先描述MS发射机1100。MS发射机1100包括一码元映射器1111、一串并(S/P)转换器1113、一前导模式插入器1115、一逆向快速变换(IFFT)部件1117、一并串(P/S)转换器1119、一保护间隔插入器1121、一数模(D/A)转换器1123、以及一射频(RF)处理器1125。

当有信息数据位要传输时，将信息数据位输入到码元映射器1111中。码元映射器1111按预定的码元映射调制方案对输入信息数据位调制，并将经码元映射后的数据位输出到串并转换器1113中。这里，可使用四相相移键控(QPSK)或16进制正交调幅(16QAM)作为调制方案。串并转换器1113对码元映射器1111输出的串行调制码元作并行转换，并将经并行转换后的调制码元输出到前导模式插入器1115中。前导模式插入器1115在串并转换器1113输出的经并行转换后的调制码元中插入前导模式，且之后将插入前导模式的调制码元输出到IFFT部件1117中。

IFFT部件1117对前导模式插入器1115输出的信号执行N点IFFT，并将所得信号输出到并串转换器1119中。并串转换器1119对IFFT部件1117输出的信号作串行转换，并将串行转换后的信号输出到保护间隔插入器1121中。保护间隔插入器1121接收并串转换器1119输出的信号，在其中插入保护间隔，并将插入保护间隔的信号输出到数模转换器1123中。插入保护间隔以消除OFDM通信系统中前一OFDM码元时刻传输的前一OFDM码元与当前OFDM码元时刻欲传输的当前OFDM码元之间的干扰。对于插入保护间隔，可使用循环前缀方法或循环后缀方法。在循环前缀方法中，在时域中将预定数目的最后OFDM码元采样复制并插入有效OFDM码元中。在循环后缀方法中，在时域中将预定数目的第一OFDM码元采样复制并插入有效OFDM码元中。

数模转换器1123对保护间隔插入器1121输出的信号作模拟转换，并将经模拟转换后的信号输出到RF处理器1125中。RF处理器1125包括一滤波器和一前端单元，对数模转换器1123输出的信号作RF处理，使能通过空中实际传输该信号，并通过传输天线将经RF处理后的信号经空中传输。

接着描述BS接收机1150。BS接收机1150包括一RF处理器1151、一模数(A/D)转换器1153、一接收束发生器1155、一信号处理器1157、一保护间隔去除器1159、一串并(S/P)转换器1161、一快速Fourier变换(FFT)部件1163、一均衡器1165、一前导码元提取器1167、一同步和信道估计单元1169、一并串(P/S)转换器1171、以及一码元解映射器1173。

通过BS接收机1150的接收天线接收MS发射机1100传输的信号，所接收信号经历多径信道并含有噪声分量。将通过接收天线接收的信号输入到RF处理器1151中，RF处理器1151将通过接收天线接收的信号降频转换成中频(IF)信号，并将IF信号输出到模数转换器1153中。模数转换器1153对RF处理器1151输出的模拟信号作数字转换，并将经数字转换后的信号输出到接收束发生器1155和信号处理器1157。接收束发生器1155和信号处理器1157的操作已在本发明的第一和第二实施例中描述，因此将省略对其作详细描述。

将接收束发生器1155输出的信号输入到保护间隔去除器1159中。保护间隔去除器1159从接收束发生器1155输出的信号中去除保护间隔，并将所得信号输出到串并转换器1161中。串并转换器1161对保护间隔去除器1159输出的串行信号作并行转换，并将所得信号输出到FFT部件1163中。FFT部件1163对串并转换器1161输出的信号作N点FFT，并将所得信号输出到均衡器1165和前导码元提取器1167。均衡器1165对FFT部件1163输出的信号作信道均衡，并将所得信号输出到并串转换器1171中。并串转换器1171对均衡器1165输出的并行信号作串行转换，并将所得信号输出到码元解映射器1173中。码元解映射器1173使用与MS发射机1100中使用的调制方案相应的解调方案，对并串转换器1171输出的信号进行解调，并将所得信号作为所接收信息数据位输出。

此外，将FFT部件1163输出的信号输入到前导码元提取器1167中，且前导码元提取器1167从FFT部件1163输出的信号中提取前导码元，并将所提取前导码元输出到同步和信道估计单元1169中。同步和信道估计单元1169对前导码元提取器1167输出的前导码元执行同步和信道估计，并将结果输出到均衡器1165。

正如从上面的描述所理解到的，移动通信系统在收敛步骤中使用2步加权生成技术产生一加权以及在稳定步骤中使用DD技术产生一加权，因此使快速生成一具有最小MSE值的加权成为可能。因此，有可能生成一正确的接收束，且接收束的正确接收允许接收机只正确接收所期望的信号，从而提高了系统性能。

尽管参照其中的某些优选实施例对本发明作了展示和描述，本领域的技术人员应理解可作形式和细节上的变化而不偏离正如权利要求中所定义的本发明的实质和范围。

Claims (16)

1.一种用于从通过使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生用于产生一接收束的加权的方法，该方法包括步骤：

通过解扩接收信号产生一解扩信号；根据该解扩信号和将该接收束应用于该解扩信号所产生的一输出信号，使用恒定模(CM)技术和决策导向(DD)技术之一，计算用于产生该接收束的加权；

执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值，或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，则使用恒定模技术计算该加权；以及

执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值，且当前时刻的误差值小于第二阈值，则使用决策导向技术计算该加权，

其中，所述误差值中的每一个表征所期望接收信号与输出信号之差。

2.根据权利要求1的方法，其中误差值是均方(MS)值和均方误差(MSE)值之一。

3.一种用于从通过使用接收天线阵列的多个接收天线接收的一接收信号中产生用于产生一接收束的加权的方法，该方法包括步骤：

通过解扩接收信号产生一解扩信号；

使用以恒定模(CM)技术和决策导向(DD)技术之一产生的加权产生一接收束，并将所产生的接收束应用于解扩信号以产生一输出信号；

计算一代价函数，用于最小化表征所期望接收信号与输出信号之差的误差值；

执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值，或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，则使用恒定模技术计算该加权；以及

执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值，且当前时刻的误差值小于第二阈值，则使用决策导向技术计算该加权。

4.根据权利要求3的方法，其中所述误差值为一均方(MS)值。

5.一种从通过使用接收天线阵列的多个接收天线接收的一接收信号中产生用于产生一接收束的加权的方法，该方法包括步骤：

通过解扩接收信号产生一解扩信号；

使用以恒定模(CM)技术和决策导向(DD)技术之一产生的加权产生一接收束，并将所产生的接收束应用于解扩信号以产生一输出信号；

使用所期望接收信号和解扩信号计算接收相关矩阵，包括解扩信号的自相关矩阵和解扩信号与所期望接收信号之间的互相关矩阵，并使用该自相关矩阵和互相关矩阵计算一代价函数，用于最小化表征输出信号与所期望接收信号之差的误差值；

执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值，或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，则使用恒定模技术计算该加权；以及

执行一控制操作，以便若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值，且当前时刻的误差值小于第二阈值，则使用决策导向技术计算该加权。

6.根据权利要求5的方法，其中所述误差值为一均方误差(MSE)值。

7.一种用于从通过使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生用于产生一接收束的加权的装置，该装置包括：

一解扩器，其通过解扩接收信号产生一解扩信号；

一信号处理器，其接收该解扩信号、将该接收束应用于该解扩信号所产生的一输出信号、以及该加权，若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，则使用恒定模(CM)技术计算该加权，以及若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值，且当前时刻的误差值小于第二阈值，则使用决策导向(DD)技术计算该加权，

其中，所述误差值中的每一个表征所期望接收信号与输出信号之差。

8.根据权利要求7的装置，其中所述误差值中的每一个是均方(MS)值和均方误差(MSE)值之一。

9.一种用于从通过使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生用于产生一接收束的加权的装置，该装置包括：

一解扩器，其通过解扩接收信号产生一解扩信号；

一加权计算器，其接收解扩信号并在一收敛判决器的控制之下使用恒定模(CM)技术和决策导向(DD)技术中其一计算该加权；

收敛判决器，若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，其允许加权计算器使用恒定模技术，以及若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前时刻的误差值小于第二阈值，其允许加权计算器使用决策导向技术；以及

一接收束发生器，其接收解扩信号，使用所计算加权产生一接收束，以及通过将所产生接收束应用于解扩信号以产生一输出信号，

其中，所述误差值中的每一个表征所期望接收信号与输出信号之差。

10.根据权利要求9的装置，其中所述误差值中的每一个是均方(MS)值。

11.一种从通过使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生用于产生一接收束的加权的装置，该装置包括：

一解扩器，其通过解扩接收信号产生一解扩信号；

一接收相关矩阵计算器，其使用所期望的接收信号和解扩信号计算接收相关矩阵，包括解扩信号的自相关矩阵和解扩信号与所期望接收信号之间的互相关矩阵；

一加权计算器，其接收解扩信号并在一收敛判决器的控制之下使用恒定模(CM)技术和决策导向(DD)技术之一计算该加权；

一收敛判决器，若当前时刻的误差值，其表征将接收束应用于解扩信号所产生的输出信号和所期望的接收信号之差，与前一时刻的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前时刻的误差值大于或等于一第二阈值，则其允许加权计算器使用恒定模技术，以及若当前时刻的误差值与前一时刻的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前时刻的误差值小于第二阈值，则其允许加权计算器使用决策导向技术；以及

一接收束发生器，其接收解扩信号，使用所计算加权产生一接收束，以及通过将所产生接收束应用于解扩信号以产生一输出信号。

12.根据权利要求11中的装置，其中，所述误差值中的每一个为一均方误差(MSE)值。

13.一种用于从通过使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生一接收束信号的装置，该装置包括：

一解扩器，其通过解扩接收信号产生一解扩信号；一接收束发生器，其通过将加权信号应用于解扩信号来产生一接收束信号；以及

一信号处理器，若根据当前时刻迭代次数所对应的解扩信号产生的当前加权信号的误差值与根据前一时刻迭代次数所对应的解扩信号产生的前一加权信号的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前加权信号的误差值大于或等于一第二阈值，则其允许所述接收束发生器使用恒定模(CM)技术产生接收束信号，以及若当前加权信号的误差值与前一加权信号的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前加权信号的误差值小于第二阈值，则其允许所述接收束发生器使用决策导向(DD)技术产生接收束信号，

其中，所述误差值中的每一个表征所期望接收信号与输出信号之差。

14.根据权利要求13的装置，其中所述误差值中的每一个为均方(MS)值和均方误差(MSE)值之一。

15.一种用于从通过使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生一接收束信号的方法，该方法包括步骤：

通过解扩接收信号产生一解扩信号；

通过将加权信号应用于解扩信号来产生一接收束信号；以及

若根据当前时刻迭代次数所对应的解扩信号产生的当前加权信号的误差值与根据前一时刻迭代次数所对应的解扩信号产生的前一加权信号的误差值之差大于一第一阈值的绝对值或当前加权信号的误差值大于或等于一第二阈值，则使用恒定模(CM)技术产生接收束信号，以及若当前加权信号的误差值与前一加权信号的误差值之差小于或等于第一阈值的绝对值且当前加权信号的误差值小于第二阈值，则使用决策导向(DD)技术产生接收束信号，

其中，所述误差值中的每一个表征所期望接收信号与输出信号之差。

16.根据权利要求15的方法，其中所述误差值中的每一个为均方(MS)值和均方误差(MSE)之一。

Images