CN101098123A - 一种低压低功耗伪两级Class-AB OTA结构 - Google Patents

Abstract

本发明属于低压低功耗运算放大器领域特的一种低压低功耗伪两级Class-AB OTA结构。该结构为交互控制的运算放大器的电流镜Class-AB输出级，由交互控制输入级、Class-AB输出级、偏置输出级以及频率补偿四部分组成；采用伪两级Class-AB结构，通过精确控制尾电流源和偏置电流可以不改变输入晶体管尺寸增加开环直流增益。本发明解决了在低压低功耗系统中，如何实现针对开关电容应用的高增益高带宽大输出摆幅设计。电流镜Class-AB输出级在增加输出摆幅的同时降低了电路的功耗。偏置电路的引入增加了电路的电源抑制比。利用双输入交互控制进行频率补偿，增加了电路的稳定性，并且降低了补偿电容的容值。

Description

一种低压低功耗伪两级Class-AB OTA结构

技术领域

本发明属于开关电容电路范围，特别涉及直接应用于低压低功耗开关电容电路，适用于低压低功耗积分器电路的一种低压低功耗伪两级Class-AB OTA结构。

背景技术

高性能运算放大器是开关电容电路的最基本模块，在模拟滤波器以及过采样sigma-delta模数转换器中应用非常广泛。而随着工艺的不断进步，电源电压不断降低，为了满足带宽要求，常常需要增加电路的电流，这就使得电路总功耗增加。

图1、图2分别为传统的电流镜输出OTA结构和两级Class-AB输出OTA结构，它们广泛应用于各种开关电容电路中。对于电流镜输出OTA结构，该电路可以通过增加NMOS晶体管M5和M6与M3和M4的宽长比增加运放的开环直流增益，并且电流镜输出级可以保证低压情况下的高输出摆幅目标。但由于大的静态输出电流使得电路的总功耗增加，这对于低功耗设计是不利的。而对于两级Class-AB输出OTA结构，与电流镜输出OTA结构类似，由于采用两级输入因此可以得到较高的开环直流增益，Class-AB输出级可以实现低压情况下高输出摆幅的目标。另外Class-AB结构使得输出静态电流较低，从而降低电路的功耗。但两级结构引入一个较小的非主极点使电路的相位裕度降低，电路不易稳定。Class-AB输出级的输入晶体管M5--M8与电源和地直接相连密切相关，这样在整个芯片中来自电源和地的噪声直接影响到电路的性能，造成电路性能的不稳定，甚至失效。

发明内容

本发明的目的是提出一种针对低压低功耗应用的交互控制的伪两级Class-AB输出级OTA结构(pseudo-two-stage Class-AB OTA)。其特征在于，所述伪两级Class-AB输出级OTA结构是运算放大器的电流镜Class-AB输出级，在传统电流镜输出上加入Class-AB输出级，并通过对偏置电路电流的控制实现不同的开环直流增益和不同的电源抑制比，该输出级包括下列各管组成：

PMOS管M17和M18，该管的源极和衬底接电源VDD，而栅极和漏极接在一起；

PMOS管M7和M8，该管的源极和衬底接电源VDD，栅极与M18的栅极相连，而漏极接到输出端；

PMOS管M15和M16，该管的源极和衬底接电源VDD，栅极接共模反馈输入，而漏极接到输出端；

NMOS管M19和M20，该管的源极接到M3和M4的漏极，衬底接地VSS，栅极接偏置输入，而漏极与M17和M18的漏极相连；

NMOS管M3和M4，该管的源极和衬底接地VSS，而栅极和漏极接在一起，并与M19和M20的源极相连；

NMOS管M5和M6，该管的源极和衬底接地VSS，栅极与M3和M4的漏极相连，漏极接到输出端；并在NMOS晶体管M5和M6的漏极接的输出端与交互控制的NMOS晶体管M13和M14的漏极跨接补偿电容，由于交互控制的双输入晶体管的相互作用使得系统引入一个负零点，从而改善电路的相位裕度，增加电路的稳定性。

本发明的好处在于：在传统的电流镜输出和Class-AB输出基础上，综合考虑功耗、电源抑制比、输出摆幅等问题，与传统的电流镜输出OTA结构和两级Class-AB输出OTA结构相比，本发明专利提出的伪两级Class-AB输出级OTA结构具有如下性能优势：伪两级电流镜Class-AB结构既保证低压低功耗设计目标又改善了电源抑制比问题。另外，充分利用双输入交互控制进行频率补偿，既避免了补偿的电阻的使用又降低了对补偿电容大小的要求，更进一步降低电路面积和功耗。本发明所提出的伪两级Class-AB输出级OTA结构非常适合深亚微米情况下低压低功耗开关电容电路设计中。

附图说明

图1为传统的电流镜输出OTA结构。

图2为传统的两级Class-AB输出OTA结构。

图3为本发明所述的低压低功耗交互控制伪两级Class-AB输出级OTA结构。

图4(A)为本发明所述结构采用的输出级，(B)为传统的Class-AB输出级。

图5为本发明所述结构的交流仿真结果。

图6为本发明所述结构的瞬态仿真结果。

具体实施方式

本发明的目的是提出一种针对低压低功耗应用的交互控制的伪两级Class-AB输出级OTA结构。所述交互控制的伪两级Class-AB输出级OTA结构为运算放大器的电流镜Class-AB输出级，如图3所示，该电路主要有四部分组成：交互控制输入级、Class-AB输出级、偏置输出级以及频率补偿部分。其中M1-M4、M9-M14构成了交互控制输入级，M5-M8、M15-M16构成了Class-AB输出级，M17-M20实现偏置输出级，频率补偿由Ca完成。其中在NMOS晶体管下的字母代表各晶体管的宽长比。

该输出级包括：

PMOS管(M17和M18)，该管的源极和衬底接电源VDD，而栅极和漏极接在一起；

PMOS管(M7和M8)，该管的源极和衬底接电源VDD，栅极与M18的栅极相连，而漏极接到输出端；

PMOS管(M15和M16)，该管的源极和衬底接电源VDD，栅极接共模反馈输入，而漏极接到输出端；

NMOS管(M19和M20)，该管的源极接到M3/4的漏极，衬底接地VSS，栅极接偏置输入，而漏极与M17/M18的漏极相连；

NMOS管(M3和M4)，该管的源极和衬底接地VSS，而栅极和漏极接在一起，并与M19/M20的源极相连；

NMOS管(M5和M6)，该管的源极和衬底接地VSS，栅极与M3/M4的漏极相连，漏极接到输出端；

图4(A)所示为其等效电路。在传统的电流镜输出和Class-AB输出基础上，综合考虑功耗、电源抑制比、输出摆幅等问题，本电路在传统电流镜输出上加入Class-AB输出级，并通过对偏置电路电流的控制实现不同的开环直流增益和不同的电源抑制比，在图4中，(A)为本发明所述结构采用的输出级，(B)为传统的Class-AB输出级。

在上述电路A的电源输入端和传统电路B的电源输入端分别接入一个交流小信号，可以得到输出增益分别为：

${\left(\frac{V_{\mathrm{po}}}{V_{\mathrm{pi}}}\right)}_A=\frac{{\mathrm{\γ}}_{08}^{-1}+g_{m8}\frac{g_{m18}^{-1}}{{\mathrm{\γ}}_{06}+g_{m18}^{-1}}}{{\mathrm{\γ}}_{08}^{-1}+{\mathrm{\γ}}_{06}^{-1}}---\left(1\right)$

${\left(\frac{V_{\mathrm{po}}}{V_{\mathrm{pi}}}\right)}_B=\frac{{\mathrm{\γ}}_{08}^{-1}+g_{m8}}{{\mathrm{\γ}}_{08}^{-1}+{\mathrm{\γ}}_{06}^{-1}}---\left(2\right)$

从上式可以看到，由于γ₀₆远大于g_m8 ^-1，所以新结构电路A中的增益远小于传统结构电路B从而有效抑制电源与地的噪声对电路性能的影响。

所述利用双输入交互控制输入晶体管，在控制晶体管M13和M14的漏极与输出晶体管M5和M6的漏极引入补偿电容Ca。这样由于双输入交互控制输入的存在，使得电路在无需补偿电阻情况下引入一个负零点，增加相位裕度。

从图3不难得到，在NMOS管M14和M4漏极处的寄生电容分别为：

C_M14＝C_GS12+C_GS14+C_DS14+C_GS9＝(C+3D)C_unit    (3)

C_M4＝C_GS2+C_DB9+C_GS4+C_DS4+C_GS20+C_GS6＝(A+3B+2C)C_unit+C_GS20    (4)

因此，为了增加直流增益需要增加晶体管的尺寸，而这样就会增加寄生电容，降低非主极点，影响电路的稳定性。传统的miller补偿方法一般在M3和M4漏极与输出级M5和M6的漏极引入补偿电容，本电路充分利用双输入交互控制输入晶体管，通过在控制晶体管M13和M14的漏极与输出晶体管M5和M6的漏极引入补偿电容Ca使得电路在无需补偿电阻的情况下实现极点分离，增加相位裕度。而且由于M11和M12的跨导远小于M1和M2，这也降低了相同补偿效果需要的补偿电容，对于电路的总面积和功耗都是有利的。

上述电路的工作原理：在小信号输入情况下，由于流过M3和M4的电流很小，则由电流镜镜像到输出端的电流很小，所以输出电阻很大提高运算放大器的直流增益，同时较小的输出电流保证了电路的低功耗设计目标。而大信号输入情况下，流过M0的所有电流仅经过M1和M11或M2和M12，由于交互控制输入级使得M9和M10截止，所以流过M1或M2的电流全部流经M3或者M4，则此时镜像到输出端电流非常大，实现了电路的高摆率。偏置电路使得Class-AB输入晶体管M5和M6的栅极电压与源极电压都与地VSS低压密切相关，M7和M8的栅极电压与源极电压都与电源电压密切相关，从而降低由于电源或地上噪声对电路性能的影响。另外可以通过控制偏置电流改变M7和M8的跨导改变电路的总直流增益。利用交互控制输入级的双输入特性，在控制晶体管M13和M14的漏极与输出晶体管M5/M6的漏极引入补偿电容Ca使得电路在无需补偿电阻的情况下实现极点分离，增加相位裕度。

首先，通过改变偏置电路改善Class-AB输出级的电源抑制比问题。其次，充分利用交互控制双输入级的特点改变频率补偿电容的连接，实现极点分离增加相位裕度。最后，电路可以在1.0v以下电源电压下实现。

为了说明本发明所提出的伪两级Class-AB输出OTA结构的可行性，图5和图6分别给出了采用SMIC0.13um工艺实现的电路的交流和瞬态的仿真结果。电路电源电压为1.0V。各晶体管的宽长比A、B、C、D分别为2、1、18、1，负载电容为5pF；为了更好的说明，表1对所有仿真结果进行了归纳总结。

表1(A＝2  B＝1  C＝18   D＝1  V_DD＝1.0V  C_L＝5pF)

从图中可以看到本发明所示电路在63.5°相位裕度情况下可以得到64dB直流增益。1％误差的稳定输出建立时间为113.5ns，输出压摆率为90V/us，而电路的总功耗只有82uw。从表1对所有仿真结果进行了归纳总结结果可以看出，本发明所述的伪两级Class-AB输出OTA结构既保证低压低功耗设计目标又改善了电源抑制比问题。另外，充分利用双输入交互控制进行频率补偿，既避免了补偿的电阻的使用又降低了对补偿电容大小的要求，更进一步降低电路面积和功耗。因此，本发明所提出的伪两级Class-AB输出级OTA结构非常适合深亚微米情况下低压低功耗开关电容电路设计中。

Claims (3)

1.一种低压低功耗伪两级Class-AB OTA结构，其特征在于，所述低压低功耗伪两级Class-AB OTA结构为交互控制的运算放大器的电流镜Class-AB输出级，该电路由交互控制输入级、Class-AB输出级、偏置输出级以及频率补偿四部分组成；其中M1-M4、M9-M14构成了交互控制输入级，M5-M8、M15-M16构成了Class-AB输出级，M17-M20实现偏置输出级，频率补偿由Ca完成。

2.根据权利要求1所述低压低功耗伪两级Class-AB OTA结构，其特征在于，在传统电流镜输出上加入Class-AB输出级，并通过对偏置电路电流的交互控制，实现不同的开环直流增益和不同的电源抑制比，该输出级包括下列各管组成：

PMOS管M17和M18，该管的源极和衬底接电源VDD，而栅极和漏极接在一起；

PMOS管M7和M8，该管的源极和衬底接电源VDD，栅极与M18的栅极相连，而漏极接到输出端；

PMOS管M15和M16，该管的源极和衬底接电源VDD，栅极接共模反馈输入，而漏极接到输出端；

NMOS管M19和M20，该管的源极接到M3和M4的漏极，衬底接地VSS，栅极接偏置输入，而漏极与M17和M18的漏极相连；

NMOS管M3和M4，该管的源极和衬底接地VSS，而栅极和漏极接在一起，并与M19和M20的源极相连；

NMOS管M5和M6，该管的源极和衬底接地VSS，栅极与M3和M4的漏极相连，漏极接到输出端。

3.根据权利要求1所述低压低功耗伪两级Class-AB OTA结构，其特征在于，所述对偏置电路电流的交互控制是在NMOS晶体管M5和M6的漏极接的输出端与交互控制的NMOS晶体管M13和M14的漏极跨接补偿电容，由于交互控制的双输入晶体管的相互作用使得系统引入一个负零点，从而改善电路的相位裕度，增加电路的稳定性。

Images