CN101090383A - 均衡器和均衡方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种均衡器和均衡方法，其能够均衡单载波调制方法和多载波调制方法两者中的传输帧，其中，在发射机用于确定调制方法的标识符被插入在传输帧中，接收机使用用于在频域中均衡的ZF(迫零)均衡均衡该接收的传输帧，检测该包括在接收的传输帧中的标识符以确定调制方法，和响应于确定的调制方法输出ZF均衡的频域传输帧作为最后均衡传输帧，或者将ZF均衡的频域传输帧转换为时域传输帧以作为最后均衡传输帧输出。

Description

均衡器和均衡方法

相关申请的交叉引用

该申请基于，并要求于2006年6月13日提交的，韩国申请号10-2006-0052993的优先权，将该公开在此完全包括并作为参考。

技术领域

当前的总的发明概念涉及均衡器和均衡方法，以及更加具体地，涉及能够均衡由接收机经由单载波调制方法接收的传输帧以及经由多载波调制方法的传输帧的均衡器和均衡方法。

已知用于发送地面数字电视广播信号的几个调制方法。例如，高级电视系统委员会(ATSC)残留边带(VSB)系统是美国(北美)的地面波数字电视(DTV)广播系统，其是单载波系统，其中以单载波方式发送传输帧。

当前用于欧洲的数字视频广播(DVB)调制方法是作为多载波调制技术的正交频分多路复用(OFDM)系统。

存在非线性的判定反馈均衡器作为用于单载波传输系统，比如当前VSB系统的接收机中采用的最多的信道均衡器，用于均衡在时域中接收的传输帧(时域传输帧)。

由发射机发送的传输帧通过多路径信道并由接收机接收，以使得由接收机接收的传输帧在其间具有大的时间差。为了从以大的时间差进入的多路径信号恢复原始信号，时域均衡器，比如非线性的判定反馈均衡器的滤波器的长度应该基于中心标记(tab)最小大于数百标记。

在通过多载波调制技术调制和发送传输帧时，发射机在频域的传输帧上执行快速傅里叶逆变换(快速傅里叶逆变换)并转换成时域传输帧并发送。接收多载波调制技术的传输帧的接收机使用ZF(迫零)频域信道均衡器以均衡该接收的时域传输帧。然而，ZF均衡器就像非线性的判定反馈均衡器一样，需要滤波器的长度具有数百标记，以均衡长延时的传输帧。与用于均衡时域传输帧的非线性的判定反馈均衡器(时域非线性的判定反馈均衡器)的硬件相比，能够更容易地实现接收机中用于均衡频域传输帧的ZF均衡器的硬件。

因此，在均衡接收的时域传输帧时，优选地首先执行快速傅里叶变换以转换时域传输帧为频域传输帧，并由ZF频域均衡器均衡转换的频域传输帧。

发明内容

一个目的是提供一种均衡器和均衡方法，其能够均衡由接收机经由单载波调制方法接收的传输帧，以及多载波调制方法的传输帧。

另一目的是提供一种均衡器和均衡方法，其能够将接收的时域传输帧快速傅里叶变换为频域传输帧并均衡该频域传输帧。

在一个总的方面中，一种均衡器包括：频域均衡器，其均衡接收的传输帧的码元u(n)并产生均衡的频域码元X(K)，快速傅里叶逆变换(IFFT)单元，其转换由频域均衡器均衡的频域码元X(K)为时域码元x(n)，多路复用器，其选择频域码元X(K)和时域码元x(n)的任何一个作为最终均衡结果码元，和调制方法区分单元，其检测包含在接收码元u(n)中的标识符以确定调制方法，并响应于该区分的调制方法控制该多路复用器。

该方面的实现可以包括一个或多个以下特征。

可以采用在频域中均衡的ZF(迫零)均衡器(频域ZF均衡器)，以使用单一均衡器均衡通过单载波调制方法的传输帧和通过多载波调制方法的传输帧。

在通过单载波调制方法的传输帧的情况下，可以作为最后均衡信号输出时域传输帧，且在通过多载波调制方法的传输帧的情况下，可以作为最后均衡信号输出频域传输帧。

为此，在发射机中将用于识别调制方法的标识符插入在传输帧中。导频信号可以被插入在传输帧中作为标识符，或者预定数目的调制方法确定码元可以被插入在传输帧中作为标识符。

当标识符被插入在传输帧中时，可以在接收机中从传输帧提取标识符，并使用该提取的标识符确定调制方法，且可以响应于该确定的调制方法输出时域传输帧或者频域传输帧作为最后均衡信号。

在另一总的方面中，一种均衡方法包括：均衡频域中接收的码元以输出均衡的频域码元；转换频域码元为时域中的码元；从接收的码元检测导频信号，根据是否检测到导频信号确定调制方法，和输出该码元作为频域码元和时域码元当中的最后均衡码元。

附图说明

将参考附图具体描述不限制示例性实现的当前总的发明概念。无论在何处，相同的参考数字将被用在用于各附图中表示相同或相似的部分。

图1是示出了应用于本发明的通信系统的配置的示意图；

图2是示出了为了确定调制方法其中插入导频信号的传输帧的功率谱密度的示意图；

图3是示出了应用于本发明的均衡器的接收机的示例性配置的示意图；

图4是示出了均衡器的示例性实现的示意图；

图5是示出了均衡器中的调制方法确定单元的示例性实现的示意图；

图6是示出了均衡器中的导频信号检测器的示例性实现的示意图；

图7是示出了均衡方法的示例性实现的工作的流程图。

具体实施方式

在下面描述中，相同的附图参考数字甚至在不同附图中用于相同的元件。在描述中定义的主题，比如具体构造与元件仅是为了帮助全面理解该总的发明概念而提供的。由此，很明显能够执行当前总的发明概念而没有定义的主题。而且，由于它们将以不必要的细节模糊该总的发明概念，不具体描述众所周知的功能或者结构。

参考图1，通信系统包括发射机110和接收机120。发射机110能够使用单载波调制方法，比如高级电视系统委员会(ATSC)残留边带(VSB)系统，和多载波调制方法，比如正交频分多路复用(OFDM)系统调制传输帧。然而，发射机110不同时使用单载波调制方法和多载波调制方法。

接收机120确定接收的传输帧是由单载波调制方法调制的或者由多载波调制方法调制的，并基于该确定结果处理该接收的传输帧。接收机120可以是地面数字广播接收机或者置顶盒。如果接收机120是地面数字广播接收机或者置顶盒，发射机110仅使用已知为单载波调制技术和多载波调制技术的调制方法之一。

接收机120包括用于均衡频域中接收的传输帧(频域传输帧)的均衡器。在频域中均衡的均衡器恢复在通过加性高斯白噪声(AWGN)信道或者具有多普勒效应的多路径衰落信道发送的过程中失真的传输帧的性能(到初始状态)。此外，该均衡器确定按照原样输出该均衡的频域传输帧或者通过转换成时域传输帧而输出均衡的传输帧，并响应于确定结果输出相关域的传输帧。

发射机110预先插入标识符到传输帧中，以使得接收机120能够确定调制方法。

假定根据nQAM(正交幅值调制)技术通过3780个码元映射由发射机110发送的传输帧以解释标识符。可以由OFDM方法使用3780个载波调制映射后的码元，且可以使用单载波由VSB方法对其进行调制。

存在插入标识符的几个方法。例如，包含在传输帧中的3780个码元中的某些码元，例如，4个码元是预先确定的，并作为调制方法确定码元发送。如果调制方法确定码元的数目是4，可以使用0000-1111中的任意值。

优选地，根据单载波调制方法和多载波调制方法预先确定调制方法确定码元的值具有每码元分别相对的值，以使用该标识符精确地确定单载波调制方法和多载波调制方法。例如，在0000建立调制方法确定码元的值的情况下，优选地在1111建立通过多载波调制方法的调制方法确定码元的值。

多载波调制方法中的发射机110在频域传输帧上执行快速傅里叶逆变换(IFFT)，并通过转换成时域的(时域传输帧)进行发送。结果，接收机120必须转换时域传输帧为频域传输帧以检测调制方法确定码元。

此外，由于在单载波调制系统中调制方法确定码元被插入在时域传输帧中，接收机120能够从接收的时域传输帧检测调制方法确定码元。

作为插入标识符的另一方法，导频信号被插入在单载波调制方法的传输帧中且导频信号不被插入在多载波调制方法的传输帧中。随后，接收机120从接收的传输帧检测导频信号，并基于是否已经检测到导频信号，区分单载波调制方法的传输帧和多载波调制方法的传输帧。

图2是示出了为了确定调制方法其中插入导频信号的传输帧的功率谱密度的示意图。

在单载波调制方法中，发射机110插入导频信号(a1，a2)到传输帧的±fc位置中，且在多载波调制方法的调制中不插入导频信号。

继续地，接收机120接收传输帧，且如果从接收的传输帧检测到该导频信号(a1，a2)，能够确定由单载波调制方法调制传输帧，且如果没有从接收的传输帧检测到导频信号(a1，a2)，能够确定由多载波调制方法调制该传输帧。

可以一起使用通过标识符的方式插入调制方法确定码元的方法和插入导频信号的方法。例如，如果从接收的传输帧检测到导频信号，接收机120最初确定传输帧的调制方法是单载波调制方法。如果没有从接收的传输帧检测到导频信号，接收机120检测调制方法确定码元，并通过检测的调制方法确定码元的值确定调制方法。这是由于即使导频信号被插入在通过单载波调制方法调制和由发射机110发送的传输帧中，可能没有从由接收机120接收的传输帧检测到导频信号。

图3是示出了应用于本发明的均衡器的接收机的示例性配置的示意图。

调谐器300接收由发射机110发送的传输帧。由调谐器300接收的传输帧由ADC(模拟数字转换器)302转换为数字信号，并由信号同步装置304同步其频率和码元时序。

信号同步装置304使得从ADC302输入的传输帧由分相器350划分为同相信号和正交信号，其中该分开的同相信号和正交信号被输入到乘法器352中。

信号同步装置304主要地由三个部分构成。第一部分是AFC(自动频率控制器)360，其用于补偿频率误差，第二部分是时序同步装置362，用于同步由发射机发送的PN顺序，且该第三部分包括跟踪器364和再采样器354，用于补偿当采样率不同时产生的符号差错，也就是说，用于由接收机和发射机转换模拟信号为数字信号。

上述三个工作都是作为PN相关器358的相关性结果获得的。换言之，AFC 360从输入的传输帧确定PN顺序的相关性，和作为PN相关器358的相关性结果产生用于由AFC 360补偿频率误差的AFC信号。由AFC 360产生的AFC信号在乘法器352乘以由分相器3 50划分的同相信号和正交信号，由此补偿频率误差。

此外，该时序同步装置362同步PN顺序作为PN相关器358的相关性结果，且跟踪器364响应于时序同步装置362的输出信号除去再采样器354以补偿其中从乘法器352输出的频率已经被补偿的传输帧的码元误差。

其码元误差已经由再采样器354补偿的传输帧由SQRC(平方根升余弦)滤波器356滤波，以输入PN相关器358，其中PN相关器358使用从SQRC滤波器3 56输入的传输帧以确定PN顺序的相关性。

由SQRC滤波器356滤波的传输帧被输入到信号重新配置单元306中，且由PN相关器356相关的结果信号被输入到信号重新配置单元306中。重新配置单元306响应于相关性结果信号，在从SQRC滤波器354输入的各种路由中除去传输帧的帧同步(syn)分段，并重新配置帧主体分段以具有周期的关系。

由信号重新配置单元306重新配置的传输帧由离散傅里叶变换(DFT)单元308离散傅里叶变换，并被转换为频域传输帧。由DFT单元308转换的频域传输帧由均衡器310均衡并被输出到信道解码器。

图4是示出了均衡器的示例性实现的示意图。

均衡器310接收并均衡由发射机110发送的传输帧，以使得传输帧能够被恢复到由发射机110发送的传输帧的初始状态。由发射机110发送的传输帧可能由码元间干扰(ISI)或者由多路径信道和通过加性高斯白噪声(AWGN)信道所引起的幻像信号失真，且这样失真的传输帧由均衡器310恢复为原始传输帧。

均衡器310能够均衡由单载波调制方法和由多载波调制方法调制的传输帧。为此，均衡器310确定接收的传输帧是由单载波调制方法调制的或者由多载波调制方法调制的，并响应于确定结果输出频域传输帧或者时域传输帧到信道解码器。

此外，单一均衡器310能够均衡由两个调制方法调制的传输帧而不依靠对应于调制方法的两个均衡器。出于该目的，迫零(ZF)均衡器用于本发明的均衡器。ZF均衡器能够实现均衡而不管时域与频域。

与用于在时域中均衡的非线性的判定反馈均衡器(时域非线性的判定反馈均衡到器)相比，用于在频域中均衡的ZF均衡器(频域ZF均衡器)能够更容易地均衡由多载波调制方法调制的传输帧。此外，频域ZF均衡器使得存在其中根据传输帧和信道之间的关系，以循环卷积代替时域线性卷积的处理。因此，与时域的横向滤波器相比，频域ZF均衡器能够更简单地实现硬件，且能够除去包含在接收的传输帧中的幻像信号。

图4是示出了均衡器的示例性实现的示意图，其中基于频域ZF均衡器示出了均衡器310。在由单载波调制方法均衡传输帧时，频域ZF均衡器由信道脉冲响应估算值划分在频域中的接收的传输帧，且将划分的结果反转换为时域。

可以通过以下公式1获得用于均衡单载波调制方法的传输帧的ZF均衡。

【等式1】

$x\left(n\right)=Z^{-1}\left(\frac{U\left(K\right)}{H\left(K\right)}\right)$ $Z^{-1}\left(\frac{X\left(K\right)\·H\left(K\right)}{H\left(K\right)}\right)$

其中，X(n)表示由发射机110发送的传输帧的码元，U(K)表示在频域中由接收机120接收的传输帧码元，H(K)表示频率范围内的信道脉冲响应的估算值，X(K)表示频域中的均衡的码元，且Z^-1表示从频域到时域的逆转换算法。

通过多载波调制方法均衡传输帧的频域ZF均衡器省略以上述公式1中逆转换到时域的处理，且可以被表示为以下公式2。

【等式2】

$x\left(n\right)=\frac{X\left(K\right)\·H\left(K\right)}{H\left(K\right)}$

公式1和2之间ZF均衡的仅有的差别是存在或者不存在将在频域中均衡的码元X(K)逆转换为在时域中的码元x(n)的处理。

再次参考图4，均衡器310包括频域均衡单元400，快速傅里叶逆变换(IFFT)单元410，多路复用器420和调制方法确定单元430。

图4示出了确定其中导频信号和模式确定码元都用于确定载波调制方法的示例性实现。然而，如上所述，导频信号或者模式确定码元的任何一个用于确定调制方法。

频域均衡单元400包括第一快速傅里叶变换(FFT)单元401，信道脉冲响应(CIR)估算器403，第二FFT单元405，因数(或者系数)计算单元407和乘法器409。

第一FFT单元401使用FFT算法以转换输入的时域传输帧的输入码元u(n)为频域码元U(K)，和输出转换的频域码元U(K)到乘法器409，其中K是当使用N点FFT转换时域码元为频域码元时对应于1到N的频率指数。

信道脉冲响应估算器403基于输入码元u(n)估算通信信道的脉冲响应h(n)。第二FFT单元405使用FFT算法以转换估算的脉冲响应h(n)为频域脉冲响应H(K)。

因数计算单元407获得H(K)^-1，其是从第二FFT单元405输出的脉冲响应H(K)的求逆，并将其输出到乘法器409。

乘法器409将从第一FFT单元401输出的频域码元U(K)乘以从因数计算单元407输出的H(K)^-1以产生均衡的频域码元X(K)，并输出产生的频域码元X(K)到IFFT单元410，多路复用器420和调制方法确定单元430。

如果由接收机120接收的码元u(n)是由多载波调制方法调制的码元，频域码元X(K)可以是最后输出符号。然而，如果由接收机120接收的码元u(n)是由单载波调制方法调制的码元，频域码元X(K)必须被转换为时域码元x(n)并输出。

IFFT单元410在由乘法器409输出的频域码元X(K)上执行IFFT以转换为时域码元x(n)，并输出到多路复用器420和调制方法确定单元430。IFFT单元410的性能结果只有当由接收机120接收的码元是由单载波调制方法调制的码元时才有效。

响应于调制方法确定单元430的控制，多路复用器420选择性地输出从乘法器409输入的频域码元X(K)和从IFFT单元410输入的时域码元x(n)。多路复用器420的输出必须由哪个调制方法，即，单载波调制方法或者多载波调制方法确定，已经调制由接收机120接收的码元。由调制方法确定单元430实现该确定。

通过多路复用器420选择性地输出频域码元X(N)和时域码元x(n)，均衡器310能够均衡单载波调制方法的码元和多载波调制方法的码元，由此使得能够恢复到由发射机110发送的初始码元。

调制方法确定单元430输入由乘法器409输出的时域码元u(n)，频域码元X(K)，和由IFFT单元410输出的时域码元x(n)以确定输入码元u(n)的调制方法。

图5是示出了均衡器中调制方法确定单元430的示例性实现的示意图，其中调制方法确定单元430是使用导频信号和调制方法确定码元两者的示例性实现。

调制方法确定单元430包括导频信号检测器500和控制器510。导频信号检测器500检测是否已经将导频信号输入到在预定第一参考周期期间输入的传输帧的码元u(n)中，和输出相关信息到控制器510。之后将参考图6解释导频信号检测器500的具体工作。

如果从导频信号检测器500输入在预定第一参考周期内已经检测导频信号的信息，控制器510确定输入码元u(n)是由单载波调制方法调制的传输帧的码元，以可控制地允许多路复用器420输出由IFFT单元410进行快速傅里叶逆变换的时域码元x(n)。

如果没有从导频信号检测器500输入在预定第一参考周期内已经检测到导频信号的信息，控制器510使用被包括频域码元X(K)中或者时域码元x(n)中的调制方法确定码元确定调制方法。

换言之，控制器510确定在预定第二参考周期期间是否已经从频域码元X(K)检测调制方法确定码元(即，1111)超过预定参考时间。控制器510还确定在预定第二参考周期期间是否从时域码元x(n)检测调制方法确定码元(即，0000)多于预定参考时间。

通过调制方法确定码元的检测处理，控制器510能够仅从频域码元X(K)或者时域码元x(n)检测多于参考时间的调制方法确定码元，且可以通过检测的调制方法确定码元的值确定传输帧的调制方法。

可以同时地实现或者可以基于预定次序顺序地实现调制方法确定码元的检测。在顺序地检测调制方法确定码元时，控制器510首先确定在预定第二参考周期期间是否已经从时域码元x(n)检测调制方法确定码元多于参考时间，以检测单载波调制方法。例如，关于是否已经检测到具有值0000的调制方法确定码元来进行确定。作为确定的结果，如果已经检测到具有值0000的调制方法确定码元多于参考时间，控制器510确定接收的传输帧通过单载波调制方法调制的。

如果从时域码元x(n)没有检测到具有值0000的调制方法确定码元，或者如果检测的时间小于参考时间，进行关于在预定第二参考周期期间是否已经从频域码元X(K)检测到调制方法确定码元多于参考时间的确定。例如，关于是否已经检测到具有值1111的调制方法确定码元来进行确定。作为确定的结果，如果已经检测到具有值1111的调制方法确定码元多于参考时间，控制器510确定接收的传输帧是通过多载波调制方法调制的。在顺序地检测调制方法确定码元的情况下，可以以与上述方法的相反的方式执行该检测。

通过上述处理，控制器510确定传输帧的调制方法并响应于确定结果控制多路复用器420，以允许选择性地输出频域码元X(K)或者时域码元x(n)。

作为调制方法确定单元430的另一示例性实现，可以使用调制方法确定码元的值确定调制方法，且如果使用调制方法确定码元的值不能确定调制方法，导频信号可以用于简单地确定调制方法。在这种情况下，可以改变调制方法确定单元430的配置。

此外，可以构造调制方法确定单元430从而如上所述地使用调制方法确定码元或者导频信号确定该调制方法。在这种情况下，调制方法确定单元430可以包括导频信号检测器500或者控制器510。

图6是示出了均衡器中的导频信号检测器的示例性实现的示意图。导频信号检测器500检测导频信号的方法可以使用图2所示的导频信号(a1，a2)之一，或者可以使用两个导频信号(a1，a2)。不管使用上述两个方法的任何一个，导频信号检测器500以这种方式改变频率，以使得首先检测的导频信号频率变为0Hz，且频率变化的导频信号被积分以提取直流分量。此外，获得复数输出的绝对值以测量功率，且比较该获得的绝对值和预设参考值以检测导频信号。

图6是示出了用于检测具有-fc的频率的导频信号(a1)的导频信号检测器500的示例性实现的示意图。导频信号检测器500包括乘法器600，积分器610，绝对值计算单元620和确定单元630。

乘法器600将输入码元u(n)乘以e^j2πfct以允许具有频率-fc的导频信号被改变为0Hz。积分器610将乘法器600的输出信号积分以提取DC分量，和将提取的DC分量输入到绝对值计算单元620，由此计算绝对值。

将计算的绝对值输入到确定单元630以与预设的参考值相比较。

作为比较的结果，如果从绝对值计算单元620输出的绝对值大于预设参考值，确定单元630确定已经检测到导频信号。换言之，确定单元630通过检测的导频信号确定传输帧的调制方法是单载波调制方法。

尽管上述实现显示其中检测到具有频率-fc的导频信号(a1)的配置，也可以配置检测具有频率-fc的导频信号的导频信号检测器500。在这种情况下，乘法器600将u(n)乘以e^-j2πfct而不是e^j2πfct就足够了。

此外，如果通过使用具有+fc和-fc的两个导频信号(a1，a2)确定调制方法，乘法器600将u(n)乘以e^j2πfct+e^-j2πfct/2而不是e^j2πfct，即，输入cos2πfct以乘以输入码元u(n)。

同时，可能有其中任何一个导频信号减少和不能在多路径信道干扰或者时间改变移动信道中检测到的情况，以使得使用两个导频信号(a1，a2)使得能够检测更精确的调制方法检测。

图7是示出了均衡方法的示例性实现的工作的流程图。

参考图7，导频信号检测器500首先执行检测导频信号的工作(S700)，并输出产生的检测的信号大盘控制器510。控制器510确定在预定第一参考周期期间是否已经从导频信号检测器500输入导频信号的信号通知检测(S702)。

作为确定的结果，如果确定已经检测到导频信号，控制器510确定传输帧的调制方法作为第一步骤(S704)。换言之，控制器510确定接收的传输帧是通过单载波调制方法调制的。控制器510响应于确定结果控制多路复用器420以使得从IFFT单元410输出的时域码元x(n)被输出到信道解码器。

作为确定的结果，如果确定未检测出导频信号，控制器510提取码元以从频域码元X(K)和时域码元x(n)确定调制方法(S708)。换言之，控制器510提取码元以确定其每一值是1111的调制方法，且还提取时域码元x(n)以确定其每一值是0000的调制方法。

此外，控制器510确定是否经过第二参考周期(S710)，且如果没有经过第二参考周期，重复用于从频域码元X(K)和时域码元x(n)提取用于确定调制方法的码元的工作。

作为确定的结果，如果确定经过第二参考周期，控制器510判明已经提取用于确定调制方法的码元多于预设参考时间(S712)，和使用该判明的用于确定调制方法的码元确定传输帧的调制方法作为第二步骤(S714)。换言之，控制器510确定在第二参考周期期间其每一值是1111而且已经检测多于参考时间的模式确定码元为多载波调制方法，和如果每一值是0000，控制器510确定为单载波调制方法。

控制器510响应于确定结果控制多路复用器420，以输出对应于调制方法的码元(S716)。换言之，如果该调制方法被确定为多载波调制方法，控制器510以如下方式控制多路复用器420输出频域码元X(K)，且确定调制方法为单载波调制方法，控制器510以这种方式控制使得多路复用器420输出时域码元x(n)。

从上述明显地看出，根据当前总的发明概念的均衡器和均衡方法能够均衡和输出全部接收的传输帧，而不管由单载波调制方法或者多载波调制方法调制传输帧。此外，能够对于全部频域实现均衡，而不管时域传输帧或者频域传输帧，以由此使得能够简单地形成硬件。

虽然参考其示例性实现具体地示出和描述本发明的方法，本领域普通技术人员理解在不背离本发明的如以下权利要求定义的精神和保护范围的情况下，可以在形式和细节上做出各种改变，修改和变化。

Claims (19)

1.一种均衡器，包括：频域均衡单元，其均衡接收的传输帧的码元u(n)并产生均衡的频域码元X(K)；快速傅里叶逆变换(IFFT)单元，其转换由频域均衡单元均衡的频域码元X(K)为时域码元x(n)；多路复用器，其选择频域码元X(K)和时域码元x(n)的任何一个作为最终均衡结果码元；和调制方法区分单元，其检测包含在接收的码元u(n)中的标识符以确定调制方法，并响应于该区分的调制方法控制该多路复用器。

2.如权利要求1的均衡器，其中，该传输帧的接收的码元u(n)是地面数字广播信号。

3.如权利要求1的均衡器，其中，该频域均衡单元在频域中通过迫零(ZF)均衡器均衡接收的码元u(n)。

4.如权利要求1的均衡器，其中，该频域均衡单元包括：第一FFT(快速傅里叶变换)单元，其在接收的码元u(n)上进行快速傅里叶变换；信道脉冲响应估算器，其通过接收的码元u(n)估算信道脉冲响应；第二FFT单元，其快速傅里叶变换估算的信道脉冲响应；因数计算单元，其获得由第二FFT输出的信道脉冲响应的相反数和输出该获得的相反数作为用于均衡的因数；和乘法器，其将由第一FFT单元输出的码元乘以由因数计算单元输出的因数以输出通过频域均衡的码元X(K)。

5.如权利要求1的均衡器，其中，该调制方法确定单元包括导频信号检测器，其检测插入到接收的码元u(n)中的导频信号作为标识符，和通过检测的导频信号的存在或者不存在确定调制方法。

6.如权利要求5的均衡器，其中，该导频信号检测器包括：乘法器，其将接收的码元u(n)乘以预设值以改变导频信号的频率；积分器，其对乘法器的输出信号积分以提取直流分量；绝对值计算单元，其计算积分器的输出信号的绝对值；和确定单元，其比较由绝对值计算单元计算的绝对值和预设参考值，并作为比较的结果确定是否检测到导频信号。

7.如权利要求6的均衡器，其中，该乘法器改变导频信号的频率为0Hz。

8.如权利要求5的均衡器，其中，该接收的码元包括用于调制方法确定的码元，该调制方法确定用于通过标识符确定调制方法，且均衡器进一步包括控制器，如果导频信号检测器不能检测导频信号，该控制器从频域码元X(K)和时域码元x(n)提取用于确定调制方法的码元，以由此确定调制方法，并响应于确定的调制方法控制多路复用器。

9.如权利要求8的均衡器，其中，如果从频域码元X(K)提取用于确定调制方法的码元，该控制器确定调制方法为多载波调制方法，且如果从时域码元x(n)提取用于确定调制方法的码元，确定调制方法为单载波调制方法。

10.如权利要求9的均衡器，其中，从频域码元X(K)提取的用于确定调制方法的每个码元X(K)和从时域码元x(n)提取的用于确定调制方法的每个码元x(n)具有相对的值。

11.如权利要求1的均衡器，其中，该标识符包括包含在接收的码元x(n)中的用于确定调制方法的码元，且其中，该用于确定调制方法的码元被插入在单载波调制方法中的时域传输帧中，同时用于确定调制方法的码元被插入在多载波调制方法中的频域传输帧中。

12.如权利要求11的均衡器，其中，当接收的码元u(n)的数目是3780时，该用于确定调制方法的码元包括3780个码元中的4个码元。

13.一种均衡方法包括：均衡频域中接收的码元u(n)以输出均衡的频域码元X(K)；转换频域码元X(K)为时域码元x(n)；从接收的码元u(n)检测导频信号，根据是否检测到导频信号确定调制方法，和输出该码元作为频域码元X(K)和时域码元x(n)当中的最后均衡码元。

14.如权利要求13的方法，其中，该在频域中的均衡是在频域中执行迫零均衡。

15.如权利要求13的方法，其中，如果检测到导频信号，该最后均衡码元的输出是输出时域码元x(n)，确定调制方法为单载波调制方法。

16.如权利要求15的方法，进一步包括如果没有检测到导频信号，从频域码元X(K)和时域码元x(n)提取用于确定调制方法的码元，和通过提取的用于确定调制方法的码元的值确定调制方法。

17.如权利要求16的方法，其中，该从频域码元X(K)提取的用于确定调制方法的码元的值和该从时域码元x(n)提取的用于确定调制方法的码元的值对于每个码元是分别相对的。

18.如权利要求16的方法，其中，该调制方法的确定使得，如果从频域码元X(K)提取用于确定调制方法的码元，该方法被确定为多载波调制方法，同时如果从时域码元x(n)提取用于确定调制方法的码元，该方法被确定为单载波调制方法。

19.如权利要求16的均衡器，其中，当接收的码元u(n)的数目是3780时，该用于确定调制方法的码元包括3780个码元中的4个码元。

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