CN101997813A - Ofdm接收 - Google Patents

Abstract

通过对连续时刻的OFDM信号进行采样并计算时刻块的采样的傅里叶变换来解调接收到的OFDM信号。此外，在每一个新的输入采样处计算滑动傅里叶变换来提取导频音。根据滑动傅里叶变换的结果，检测频率误差信号。在频率同步反馈回路中反馈该信号。频率同步反馈回路可以用于通过调节相位校正信号来跟踪导频音或跟踪采样时钟频率变化。

Description

OFDM接收

技术领域

本发明涉及正交频分复用(OFDM)接收机、OFDM接收机的跟踪回路以及OFDM接收方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是当今在现代通信系统中最广泛使用的技术。OFDM不仅提供宽带高效的信息传输方式，而且在无线通信的多路衰减方面也非常有效。在OFDM中通过以下方式来实现这一点：将主数据流分成低速率并行流，每个并行流占用其自己的子信道带宽而不干扰其他并行流；以及插入保护间隔以吸收任何信道频散。OFDM在以下方面也已经非常有吸引力：提供为其子载波选择数字调制技术的灵活性，以在给定信道条件下实现功率-带宽权衡，从而允许自适应调制。

由于上述特征，OFDM也同样可以应用在窄带无线系统中，如，世界数字广播(DRM)、数字音频广播(DAB)和诸如WiMax、地面数字视频广播(DVB-T)。在广播系统中，OFDM提供了单频网络(SFN)的关键优点，从而节约大量带宽。

OFDM的性能对载波频率和采样时钟偏移非常敏感，非常依赖于同步算法的可靠性和质量。因此，希望将这些同步算法开发为具有最优性能。

为了同步和均衡，DRM系统提供了参考导频载波(或单元，如在其标准中称作的)。图1示出了导频鲁棒性模型B的导频单元和数据单元的分布。增益参考单元散布在连续的不同频率位置(图中具有黑点的对角线)。散布的参考导频用于信道估计，而频率参考导频可以用于频率同步。如从图1可以看到的这些频率导频在频域具有固定位置(图中具有黑点的列)，它们的位置与鲁棒性模型和信道带宽无关。这些导频还在增益方面有所提高(与数据单元相比)，并且选择这些导频的相位以提供连续音调。

OFDM系统中的频率偏移具有两个效果；首先，OFDM系统中的频率偏移使FFT解调器输出处的数据符号衰减并旋转；其次，OFDM系统中的频率偏移破坏OFDM载波的正交性，从而导致信道间干扰(ICI)。频率偏移引起的ICI所导致的SNR劣化已被研究并在图2中被给出。可以看出，频率偏移需要小于载波间隔的1％，以便使劣化在25dB的输入SNR下小于0.5dB。

这种情况尤其在以消费者为主的应用中对于频率同步算法有非常严格的要求，其中，载波频率和时钟频率可以不仅具有大的偏移，还由于更廉价的模拟前端而具有更大的波动。

M.Speth等人在题为“Optimum Receiver Design for Wireless Broad-Band Systems Using OFDM-Part I/II”的文献.IEEE Trans.Com.，Vol.COM-47(11)，1668-1677，1999和IEEE Trans.Com.，Vol.COM-49(4)，571-578，2001中已经描述了OFDM系统的频率同步。Speth等人针对OFDM系统的频率同步而研究的算法属于预FFT类别和后FFT类别。预FFT算法用于粗略估计。后FFT算法用于精细跟踪。预FFT算法是时域的并且基于周期前缀，而后FFT算法在频域。基于时域保护间隔的算法的性能一般并不足够。为此，这些算法仅用于粗略估计。预FFT同步和后FFT同步之间的切换基于某种形式的统计信息，所述统计信息可能由于偶尔的错误切换判定而导致突发错误。

如果信道变化和RF前端相位噪声没有引起快速的频率变化，则这种布置是适用的。通常，例如在固定无限访问中情况也是如此。然而，在具有廉价RF前端和较差移动性的移动无线应用中，这种布置不允许补偿快速的频率变化(与RF振荡器的PPM和相位噪声有关)。这是因为，如Speth等人提出的OFDM接收机结构中所示的，后FFT频率估计用在长反馈回路中以实现补偿。

V.Fisher等人在7th International OFDM-Workshop(InOWo′02)，Hamburg，2002公开的题为“Frequency Synchronization Strategy for a PC-based DRM Receiver”的文献中已经描述了使用导频，利用谱估计和校正技术来获取频率。然而，这些导频在预FFT阶段尚未用于精细频率跟踪。

在U.Mengali等人的题为Synchronization Techniques for Digital Receivers.Plenum Press，1997，pages 391-395的书中以及L.Erup等人的题为“Interpolation in Digital Modems-Part II：Implementation and Performance.IEEE Transaction on Communications，Vol.COM-41(6)，998-1008.1993”的文献中已经描述了单载波系统中的频率误差检测方法。可以根据信道中的中心信号强度与频段两侧的边带中信号强度之差的乘积，来估计频段的频率误差。然而，这种类型的检测器尚未被推荐用于OFDM信号的频率同步。

除了需要具有最佳性能的同步算法以外，还希望同时需要最小的计算量以使便携式应用的功率需求最小化。

发明内容

本发明的目的是提供一种具有最佳性能同时具有最小计算量的同步过程。

提供了一种方法，包括：

-对在连续时刻接收到的OFDM信号的输入采样进行采样；

-计算时刻块处的输入采样的傅里叶变换；

-使用块中时刻的连续的输入采样，在每一个新的输入采样处计算滑动傅里叶变换，以提取导频音；

-根据滑动傅里叶变换的结果来检测频率误差信号；

-在频率同步反馈回路中反馈检测到的频率误差信号。

传统上用于OFDM接收的块的傅里叶变换仅在已处理块中所有输入采样之后产生傅里叶频率分量。可以使用DFT(数字傅里叶变换)或FFT(快速傅里叶变换)。滑动傅里叶变换在每个新输入采样处产生的结果比连续地使用块中连续时刻的新输入采样的块的傅里叶变换早。这使得可以以比块持续时间快的时标来估计快速频率估计。频率误差检测结果用于使频率与用于快速频率跟踪的反馈回路同步。可以使用频率误差检测器，即，基于来自滑动DFT的采样来估计输入OFDM信号的载波频率的任何变化。

在实施例中，将采样与复正弦信号相乘以在块的傅里叶变换之前旋转数据信号。可以使用通过近似而得到的实质上正弦信号。例如，可以使用泰勒级数近似。在反馈回路中适配正弦信号以跟踪采样的频率变化。还可以通过使用滑动傅里叶变换的频率同步来同步采样时钟，以跟踪采样频率偏移。反馈回路可以用于控制重新采样器和采样时钟调节器。

在OFDM信号中可以将滑动傅里叶变换调谐到导频音。例如可以使用DRM信号的导频音。在实施例中，使用频率误差检测器，频率误差检测器计算针对中心频率“k”在连续时刻“n”的滑动傅里叶变换与中心频率两侧频率的滑动傅里叶变换之差的乘积。在实施例中，中心频率和中心频率两侧的频率可以位于频率“k/N”、“(k-1)/N”和“(k+1)/N”处，其中，N是滑动傅里叶变换的窗尺寸。对于不同时刻“n”的该计算结果可以用于控制用于旋转采样的实质上的复正弦信号。

可以使用多组中心和相邻频率，每组针对不同的导频音。例如可以使用其中的两组或三组。针对不同组的频率误差检测结果之和可以用于频率同步。这在频率选择性衰减信道的情况下提高了性能。

可以通过对输入采样连续应用梳状滤波器和谐振器来实现滑动傅里叶变换。使用多个频率的滑动傅里叶变换时，单个梳状滤波器操作的输出可以用作所有频率的谐振器的输入。在实施例中，梳状滤波器被配置为计算当前采样与延迟了多个采样周期N的采样之差，其中N限定了滑动傅里叶变换滤波器的窗尺寸。这产生了在与窗口尺寸N成反比的基频的整数倍处具有零值的频率响应函数。在实施例中，可以使用反馈回路来实现频率的谐振器，其中，在对输出施加相移因子exp(j*2*pi*k*n/N)之后将谐振器的输出与输入信号相加(这里，k/N是谐振频率，n是施加了因子的采样时刻的数目)。这产生了在相移因子所限定的频率处具有极点的频率响应函数。使极点与梳状滤波器的零值之一一致，以产生消除该零值的总频率响应。

在实施例中，根据第一和第二频率极点的滑动傅里叶变换的抽取输出来估计采样计时误差，通过将第一频率的滑动傅里叶变换的复共轭与第二频率的滑动傅里叶变换的复共轭相乘来实现这一操作。可以计算乘积的反正切以根据乘积来确定相位值。在得到反正切之前，可以求和以降低噪声的效应。在实施例中，反馈回路被配置为仅使用相隔M个采样的所选抽取时刻的乘积，其中，M与第一频率和第二频率之差成反比。这样，不需要更复杂的计算来补偿结果对频率的相依性。

可以使用可编程计算机(例如，信号处理器)来实现计算，所述可编程计算机被编程为执行所需的计算。可以以承载程序指令的计算机程序产品(例如，在半导体存储器、磁盘或光盘上的调制数据信号)的形式来提供程序。

同步技术的实施例简化了接收机架构，从而无需切换。仅一个算法就足够了。该实施例的简化接收机结构显著减小了计算量(不需要同时运行两个不同的算法)，从而更适于低功率便携式应用。

附图说明

使用以下附图，通过描述示例实施例，本发明的这些和其他有利方面将变得显而易见：

图1示出了DRM(模型B)中的参考导频分布。

图2示出了频率偏移和OFDM劣化。

图3示出了滑动DFT滤波器。

图4示出了SDFT响应函数。

图5示出了频率检测器S曲线。

图6示出了来自DRM系统的SDFT滤波器和FED。

图7示出了DRM AFC回路。

图8示出了SDFT AFC回路响应。

图9示出了OFDM接收机结构。

图10示出了简化的接收机结构。

图11示出了DRM信号的STD S曲线。

图12示出了SDFT采样计时检测器。

图13示出了采样时钟频率跟踪回路。

图14示出了采样时钟频率跟踪回路响应。

具体实施方式

图9示出了现有技术的OFDM接收机结构，包括内部接收机和外部接收机。内部接收机包括具有模数转换器的模拟前端、采样时钟调节器/抽取器、乘法器模块、信道滤波器、预FFT估计器、保护去除器、FFT模块、后FFT估计器、信道均衡器、预-后开关以及相位因子施加器。模拟前端经由采样时钟调节器/抽取器耦合至乘法器模块的第一输入。乘法器模块的输出相继地经由信道滤波器、保护间隔去除器、FFT模块和信道均衡器耦合至外部接收机。预FFT估计器和后FFT估计器的输入分别耦合至信道滤波器-保护去除器之间的连接以及FFT模块-信道均衡器之间的连接。后FFT估计器的输出耦合至信道均衡器的控制输入。预-后开关的输入耦合至预FFT估计器和后FFT估计器的输出，预-后开关的输出耦合至采样时钟调节器/抽取器的控制输入和乘法器模块的第二输入，其中经由相位因子施加器耦合至乘法器模块的第二输入。因此，实现了一阶和二阶回路。

图10示出了简化的OFMD接收机结构，所述OFDM接收机结构包括内部接收机和外部接收机。内部接收机包括具有模数转换器的模拟前端、采样时钟调节器/抽取器、乘法器模块、保护去除器、FFT模块、信道均衡器、滑动数字傅里叶变换(SDFT)估计器、相位因子施加器和信道估计器。模拟前端经由采样时钟调节器/抽取器耦合至乘法器模块的第一输入。乘法器模块的输出相继地经由保护去除器、FFT模块和信道均衡器耦合至外部接收机。FFT模块的输出耦合至信道均衡器的第一输入。信道估计器的输入耦合至FFT模块的输出，信道估计器的输出耦合至信道均衡器的第二输入。SDFT估计器的输入耦合至乘法器模块的输出，SDFT估计器的输出耦合至采样时钟调节器/抽取器的控制输入和乘法器模块的第二输入，其中经由相位因子施加器耦合至乘法器模块的第二输入。因此，创建了一阶和二阶回路，以控制采样时钟频率和采样计时。

在操作中，模拟前端将接收到的模拟信号转换成数字信号。采样时钟调节器/抽取器对信号进行采样，或可选地对信号进行重新采样和/或抽取采样，从而选择最优采样时刻处的采样。乘法器模块将得到的采样与复相位矢量相乘。保护去除器将FFT窗置于保护间隔内。FFT模块在连续的FFT窗中对输入OFDM信号进行解调。信道均衡器对变换后的信号中的信道幅度/相位变化进行均衡。

SDFT估计器用于对来自乘法器模块的信号中的导频音进行跟踪。使用滑动傅里叶变换滤波器算法(即，根据所选频率的先前变换值以及输入时域信号值，递归地计算所选频率的变换值的滤波器)来提取导频信号。该算法高效地提取导频。SDFT估计器在每个新的输入采样处在所选频率下提供输入信号的频率分量。这与FFT不同，FFT计算采样块的频率分量。

SDFT估计器使用滑动傅里叶变换滤波器算法的结果来检测频率误差，并使用检测到的频率误差来计算由乘法器模块施加到输入信号的相位因子。此外，SDFT估计器控制采样时钟调节器/抽取器，以跟踪采样时钟频率变化。

以示例的方式，将描述对世界数字广播(DRM)的应用，然而该算法可以用在具有导频符号的任何正交频分复用(OFDM)无线系统中。

世界数字广播(DRM)是30MHz以下的HF频带的数字广播标准。该DRM是带宽最高达到20KHz的窄带系统，以替换已有的AM模拟传输。DRM系统支持高达72Kbit/s的高数据速率，以提供语音和数据流。较高的数据速率将在HF频带中提供近FM质量声，HF频带由于其衰减和多路效应而臭名昭著。DRM提供多种鲁棒性模型，以对抗HF频谱内不同频带的无线电波传播条件。

表1中概括了DRM OFDM参数。

表1 DRM系统参数

SDFT频率同步

开发了一种新的方法，以使用导频来进行精细频率跟踪以及在获取期间使用这些导频。

在这种新技术中，使用滑动离散傅里叶变换(SDFT)算法来提取DRM导频。该算法在提取导频方面比使用任何其他种类的窄带滤波更高效。SDFT算法在每个新的输入采样处提供输入信号的频率分量，与DFT或FFT相比，所述频率分量仅在采样块之后有效(DFT长度的尺寸)。这使得SDFT非常适于估计快速频率变化。

SDFT频率同步的基本原理是跟踪在DRM标准中提供的导频音。在以下部分中，描述了SDFT算法并且说明了SDFT算法如何用于跟踪DRM导频。

SDFT

滑动DFT算法本质上是已知的。滑动DFT算法是通过以下观察得到的：在两个连续时刻n-1和n，加窗序列x(n-1)和x(n)包含实质上相同的元素。利用这种相似性以及DFT时间偏移特性来计算滑动窗序列的DFT，从而提高计算效率。使用DFT尺寸N。如果x(n)的N点DFT是X(k)，则

$x(n-m)\↔X\left(k\right)e^{-\frac{j2\mathrm{\πkm}}{N}}---\left(1\right)$

上述表达式示出了循环移位序列的DFT。现在，如果(向左)循环移位一个采样，则DFT值X_k变成：

X_k→X_ke^j2πk/N          (2)

因此，移位加窗序列的谱分量是原始(非移位)谱分量乘以e＞2M*′。该过程由以下等式来表示

X_k(n)＝X_k(n-1)e^j2πk/N-x(n-N)+x(n)    (3)

其中，X_k(n)是新的谱分量，X_k(n-1)是前一个谱分量。下标k是DFT频率段索引。从以上等式可以看出，其计算量需求与DFT尺寸N无关。

图3示出了使用SDFT等式的单DFT频率段实现。以上实现仅仅是级联的梳状滤波器和谐振器。可以利用可编程信号处理器或利用专用硬件来实现这种实现方式，其中可编程信号处理器具有用于使信号处理器实现等式的程序。利用图中的部件描述了这两者。梳状滤波器包括延迟元件和减法器模块，延迟元件和减法器模块都具有与SDFT滤波器的输入相耦合的输入。延迟元件耦合至减法器模块的输入以实现相减。延迟元件被配置为以N个采样时间间隔的延迟来输出其输入采样。谐振器包括加法器模块、另一延迟元件和乘法器模块。加法器模块的第一输入耦合至梳状滤波器的减法器模块的输出，加法器模块的输出耦合至谐振器的输出。输出经由所述另一延迟元件和乘法器模块耦合回加法器模块的第二输入。所述另一延迟元件被配置为将输出采样延迟一个采样周期，乘法器模块被配置为如等式3所描述的将输出采样乘以相位因子。等式左侧的符号X与加法器模块的输出相对应，加法器模块的输出等同地与图中滤波器的输出乘以相位因子有关，图中使用的符号“p”用于表示希腊字母pi。

以上结构有两个特征：

1.对于n＜N，由于梳状滤波器延迟，使得输出频率采样S_k(n)不等于X_k(n)。

2.如果要计算多于一个频率段，则仅需要一个梳状滤波器部分，所述梳状滤波器部分具有针对每个频率段的并联谐振器。

当对于每个时间步长需要新的谱分量时，SDFT算法的计算量需求比DFT或FFT函数的计算量需求要小得多。

针对第k个DFT频率段以上SDFT的传递函数如下：

$H_k\left(z\right)=\frac{1-z^{-N}}{1-e^{j2\mathrm{\πk}/N}{z}^{-1}}---\left(4\right)$

该复滤波器具有N个零，由于围绕单位圆将梳状滤波器均等地隔开，单极消除了z＝e^j2πk/N处的零。

SDFT滤波器的复正弦单位脉冲响应由于梳状滤波器而长度有限，并且在时间上被截取N个采样。该特性使得SDFT滤波器的频率量级响应与以归一化频率2πk/N为中心的单个DFT频率段的响应sin(Nx)/sin(x)相同。这引起了在以下部分中描述的高效频率误差检测算法的开发。

频率误差检测器(FED)

图4中示出了调谐到导频音的SDFT滤波器的频率响应，其中在导频2πk0/N和在2π(ko±l)/N处以圆形标记采样。如果k₀与音频率精确匹配，则中间频率采样将处于最大值而两侧频率采样将具有零值。如图4所示，当存在频率误差时，这些采样不再处于最大值和零位置。可以使用以下表达式来估计频率误差：

e_k(n)＝s_k(n)[s_k-1(n)-s_k+1(n)]    (5)

在所引用的U.Mengali等人和L.Erup等人的公开出版物中，类似类型的误差检测器已经用在单载波系统内的计时误差估计中。但是这些公开出版物并不关注OFDM信号的频率同步。

表达式(5)所给出的上述FED采用实输出频率采样。在SDFT滤波器输出复采样的情况下，如以下表达式给出的，将分别对实部和虚部应用上述FED：

e_k(n)＝Sr_k(n)[Sr_k-1(n)-Sr_k+1(n)]+Si_k(n)[Si_k-1(n)-Si_k+1(n)]

                            (6)

其中，Sr_k(n)是时刻n处第k个频率采样S_k(n)的实部，而Si_k(n)是虚部。

该频率误差检测器需要在每个时间步长计算三个频率采样。对于N＝512(不需要是2的指数)的情况，图5中给出了该频率误差检测器的S曲线。

从SDFT滤波器的上述频率响应和FED S曲线可以看出，该算法的频率跟踪范围是±π/N。以由于SDFT滤波器带宽增大而引起的噪声性能降低为代价，越小的N值将提供越大的跟踪范围。

该频率误差检测器用在针对DRM导频的跟踪回路中，在下文中将说明该频率误差检测器。

SDFT AFC

在自动频率校正(AFC)回路中，使用上述FED来跟踪嵌入DRMOFDM信号中的三个导频音。频率采样需求是每个导频音三个频率采样。

图6示出了在每个时刻计算总计9个频率采样的实施例。可以利用可编程信号处理器或利用专用硬件来实现这种实现方式，其中可编程信号处理器具有用于使信号处理器实现等式的程序。利用图中的部件描述了这两者。图6的AFC回路包括梳状滤波器、第一、第二和第三部分以及加法器模块。每个部分包括第一、第二和第三谐振器、减法器模块和乘法器模块。第一、第二和第三谐振器在k值中心频率以及中心频率两侧的相邻频率(k-1，k+1)处使用与这些k值相对应的相位因子而谐振。每个部分的减法器模块接收该部分的第二和第三谐振器的输出作为输入。每个部分的乘法器模块接收该部分的第一谐振器和减法器模块的输出作为输入。AFC回路的加法器模块接收第一、第二和第三部分的乘法器模块的输出。加法器模块与这些部分的减法器模块和乘法器模块一起构成三信道频率误差检测器。加法器模块的输出用作频率误差信号。

图6中给出的频率误差检测器配置使用所有这三个DRM导频，然而，仅一个或两个导频可以用于减小处理负载。在这种情况下需要更少的部分。然而，该频率误差检测器配置尤其在频率选择性衰减信道中可能降低性能。

图7示出了作为DRM AFC回路的一部分的OFDM接收机结构的元件。可以利用可编程信号处理器会利用专用硬件来实现这种实现方式，所述可编程信号处理器具有用于使信号处理器实现等式的程序。利用图中的元件描述了这两者。回路包括图6的梳状滤波器、谐振器和检测器，还包括回路滤波器、相位累加器和乘法器模块以及相位因子施加器。乘法器模块具有第一和第二输入。在操作中，第一输入用于接收输入信号。乘法器模块的输出耦合至梳状滤波器。频率误差检测器的输出经由回路滤波器耦合至相位累加器。相位累加器和相位因子施加器构成数控振荡器(NCO)。相位累加器累加滤波后的频率误差检测结果。相位累加器的输出耦合至相位因子施加器的控制输入，以控制相位因子施加器所产生的正弦信号的频率。相位因子施加器的输出耦合至乘法器模块的第二输入。

AFC回路响应由回路滤波器来控制，回路滤波器具有以下传递函数：

$H_L\left(z\right)=k_p+\frac{k_f}{1-z^{-1}}---\left(7\right)$

其中，k_p和kf是比例增益和整数增益。如以下等式所给出的，针对该给定的回路带宽和衰减因子来计算这些滤波器常数：

$k_p=4\frac{B_{L}T}{1+\frac{1}{4{\mathrm{\ζ}}^2}}---\left(8\right)$

$k_f=4{\left(\frac{B_{L}T}{\mathrm{\ζ}+\frac{1}{4\mathrm{\ζ}}}\right)}^2---\left(9\right)$

其中，ζ是衰减因子，b_LT是归一化回路带宽。

AFC回路中的NCO产生针对所估计的频率偏移的复正弦信号。在实施例中，使用泰勒级数近似来实现这一操作。

图8示出了针对两个回路带宽值的ACF回路的响应。上面的响应曲线针对10Hz回路带宽，下面的响应曲线针对5Hz回路带宽。

这表明，滑动DFT算法可以用于DRM系统中OFDM导频的同步。相应地，开发了一种新的节省计算量的载波频率偏移(CFO)检测器，该检测器用在跟踪回路中。CFO检测器的特性曲线与跟踪回路响应一起被给出。该SDFT跟踪技术的有利特征在于：该SDFT跟踪技术用在OFDM系统的预FFT阶段，使得不需要在传统OFDM接收机中使用的后FFT同步阶段。这简化了接收机结构并且降低了计算量，从而最适于移动便携式应用。

SDFT采样时钟同步

OFDM解调需要在保护间隔内防止FFT窗以避免ICI。已知利用基于保护间隔的校正方法来进行初始估计。然而，(由于A/D时钟的特定PPM而引起的)任何采样时钟偏移都可能逐渐使FFT窗最终漂移到保护间隔之外。这导致无法减轻的信道间干扰(ICI)。该采样频率偏移(SFO)还在频域中引入子载波的相位旋转(如随后将描述的)，对于高阶QAM调制(dvb-t、DRM等)来说尤为严重。因此，采样时钟同步是实际OFDM系统的需要部分。

计时偏移的效果

表达式1所给出的DFT时间移位特性表示时域中的任何移位都将引起频域中的相位旋转。FFT之后的OFDM信号可以被表示为[2]：

$z_{k,m}=A_0{x}_{k,m}{e}^{\frac{j2\mathrm{\πk}}{N}{n}_{\mathrm{\ϵ}}}+\mathrm{ICI}+\mathrm{ISI}---\left(10\right)$

其中，x和z是第k个子载波和第m个OFDM符号的FFT输出处的发送复QAM/PSK调制符号和接收复QAM/PSK调制符号。n_ε是采样中的计时误差，A₀是衰减(接近单位一，可以被忽略)。如果n_ε在保护间隔内，则ICI和ISI是零。

表达式(10)示出了子载波随着子载波索引k的增大而旋转相位步长2πn_ε/N。

提供了实施例，其中，这里基于已经用于精细频率跟踪的SDFT滤波器而开发了单个方法。在下文中描述了该方法。

SDFT采样计时检测器(STD)

SDFT滤波器所提取的DRM信号的导频载波用于估计等式(10)的相位旋转，以获得n_ε的估计。

如果p_k(n)是第k个调谐频率下SDFT滤波器的输出处的采样，则：

$p_k\left(n\right)=A_{n,k}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_k(n+n_{\mathrm{\ϵ}})}---\left(11\right)$

其中，θk是导频符号的归一化频率，A_n，k是幅度。

在DRM中，导频的关系如下：

θ₁＝3θ₀

θ₂＝4θ₀                       (12)

现在将(12)代入(11)：

$p_1\left(n\right)=A_{n,1}{e}^{j3{\mathrm{\θ}}_0(n+n_{\mathrm{\ϵ}})}$

$p_2\left(n\right)=A_{n,2}{e}^{j4{\mathrm{\θ}}_0(n+n_{\mathrm{\ϵ}})}---\left(13\right)$

通过复共轭相乘得到上述采样的相位差：

$p_2\left(n\right)*p_1^{*}\left(n\right)=A_n^{\′}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{0}n+{\mathrm{\θ}}_0{n}_{\mathrm{\ϵ}}}---\left(14\right)$

当在θ₀n＝2πm处计算上述表达式时，其中，m＝0，1，2，3，...，则

$p_2\left(n\right)*p_1^{*}\left(n\right){|}_{n=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\θ}}_0}m}=A_n^{\′}{e}^{j2\mathrm{\πm}+{\mathrm{\θ}}_0{n}_{\mathrm{\ϵ}}}=A_n^{\′}{e}^{j2\mathrm{\πm}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_0{n}_{\mathrm{\ϵ}}}=A_n^{\′}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_0{n}_{\mathrm{\ϵ}}}---\left(15\right)$

可以注意到，所选“n”值的使用具有在没有采样频率误差的情况下消除对θ₀的主要相依性的效果。在上述表达式中，假定2π/θ₀是整数值，如果

M＝2π/θ₀                     (16)

则

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\ϵ}}\left(m\right)={\tan }^{-1}(p_2\left(\mathrm{mM}\right)*p_1^{*}\left(\mathrm{mM}\right))---\left(17\right)$

上述表达式提供了与采样时间偏移(STO)有关的相位误差的估计。

图11示出了上述采样计时检测器的S曲线，其中是针对θ₀＝π/16(这使得M＝32)的情况而示出的。

从S曲线和表达式(16)可以看出，计时偏移检测范围在±M/2内。

图12示出了采样时间检测器(STD)的框图。可以利用可编程信号处理器或利用专用硬件来实现这种实现方式，其中可编程信号处理器具有用于使信号处理器实现等式的程序。利用图中的元件描述了这两者。采样时间检测器包括梳状滤波器、第一和第二支路、乘法器模块、求和器和正切反相器。每个支路包括谐振器，谐振器的输入耦合至梳状滤波器的输出。将谐振器调谐在表达式(12)所给出的频率处。还应注意，如果(16)所给出的条件不能实现，则抽取器必须被替换成与e^-jθ0n的复乘。

谐振器的输出经由子采样模块耦合至乘法器模块的输入，子采样模块以速率1:M进行子采样，以便针对采样时间值mM来计算等式(15)中定义的乘积。乘法器模块的输出经由求和器耦合至正切反相器的输入。求和器提供复共轭相乘之后的和。这实现了积分清除滤波器以减小噪声以及对于反正切函数的计算的处理需求。

在下文中描述了采样计时检测器(STD)如何可以用于采样时钟频率跟踪。

采样频率偏移跟踪

上文提到的采样计时检测器用于估计和跟踪采样时钟频率变化。二阶计时恢复回路能够跟踪计时相位和时钟频率偏移两者。

图13示出了OFDM接收机结构的元件，这些元件是使用SDFTSTD(例如，时钟频率变化补偿)的二阶回路的一部分。可以利用可编程信号处理器或利用专用硬件来实现这种实现方式，其中可编程信号处理器具有用于使信号处理器实现等式的程序。利用图中的元素描述了这两者。二阶回路包括SDFT STD、回路滤波器和OFDM接收机结构的重新采样器(采样时钟调节器/抽取器)。重新采样器具有用于接收复基带信号的输入以及(可选地通过其他组件，未示出)耦合至SDFTSTD的输出。回路滤波器的输入耦合至SDFT STD的输出，回路滤波器的输出耦合至重新采样器的控制输入。

上述跟踪回路中的重新采样器基于先前提到过的Erup等人在IEEE公开出版物中描述的Farrow结构。回路滤波器是具有以下传递函数的二阶滤波器：

$H_T\left(z\right)=(k_p+\frac{k_f}{1-z^{-1}})\·\frac{a_0}{1-b_0{z}^{-1}}---\left(18\right)$

常数k_p和k_f控制回路响应，并且是如(8)和(9)给出的那样计算出的。

图14示出了在10^-5的归一化采样时钟误差的情况下对于输入DRM信号(模型B和信道带宽10KHz)的采样时钟频率回路响应。

这表明滑动数字傅里叶变换载波频率偏移跟踪回路还可以被扩展为包括采样计时偏移估计。采样计时偏移用在二阶回路中以开发采样时钟频率偏移跟踪回路。这些SDFT跟踪技术的有利特征在于，这些SDFT跟踪技术用在OFDM系统的预FFT阶段，使得无需传统OFDM接收机中使用的后FFT同步阶段。这简化了接收机结构并且降低了计算量，从而最适于移动便携式应用。

开发了一种基于导频符号跟踪的用于OFDM系统的新的频率跟踪算法。该算法通过使得无需具有针对粗略频率估计(预FFT同步)和精细频率估计(后FFT同步)的两个单独的算法，显著降低了传统OFDM接收机的复杂度。所提出的算法在输入信号的每个采样处更新频率估计，相比之下，传统算法中仅在OFDM符号速率下可以进行频率更新。该特征使得可以补偿(由于较廉价的RF前端而引起的)输入信号中的快速频率变化。

通过阅读附图、说明书和权利要求，实现要求保护的本发明的本领域技术人员可以理解并实现所公开的实施例的其他变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中所列的若干项的功能。在互不相同的从属权利要求中产生特定措施并不表明不能有利地使用这些措施的组合。可以在合适的介质上存储/分布计算机程序，如，与其他硬件一起或作为其他硬件的一部分而提供的光学存储介质或固态介质，但是也可以以其他形式分布计算机程序，如，经由互联网或其他有线或无线通信系统来分布计算机程序。权利要求中的任何参考标记不应构成对本发明范围的限制。

Claims (15)

1.一种对接收到的OFDM信号进行解调的方法，所述方法包括：

对在连续时刻接收到的OFDM信号的输入采样进行采样；

计算时刻块处的输入采样的傅里叶变换；

使用块中时刻处的连续的输入采样，在每一个新的输入采样处计算滑动傅里叶变换，以提取导频音；

根据滑动傅里叶变换的结果来检测频率误差信号；

在频率同步反馈回路中反馈检测到的频率误差信号。

2.根据权利要求1所述的方法，包括：针对第一频率、第二频率和第三频率从输入采样计算滑动傅里叶变换，第一频率位于第二频率和第三频率之间，所述检测包括：计算第一频率的滑动傅里叶变换与第二频率和第三频率的滑动傅里叶变换之差的乘积。

3.根据权利要求1所述的方法，包括：针对多组频率从输入采样计算滑动傅里叶变换，每组包括中心频率以及中心频率两侧的频率，所述检测包括针对每个相应的组计算组中中心频率的滑动傅里叶变换与组中中心频率两侧频率的滑动傅里叶变换之差的乘积；对各个组的乘积求和；以及在反馈回路中使用求和结果。

4.根据前述权利要求中的任一项权利要求所述的方法，其中，在使用输入采样来计算块中时刻的采样的傅里叶变换和滑动傅里叶变换信号之前，将输入采样与实质上正弦相位因子信号相乘；频率同步反馈回路用于通过调节实质上正弦相位因子信号来跟踪导频音。

5.根据前述权利要求中的任一项权利要求所述的方法，其中，频率同步反馈回路用于跟踪采样时钟频率变化。

6.一种OFDM接收机，包括：

傅里叶变换模块，被配置为计算在连续时刻块接收到的OFDM信号的输入采样的傅里叶变换；

调谐到导频音的滑动傅里叶变换模块，被配置为使用所述块中时刻的输入采样在每个新的输入采样处计算滑动傅里叶变换；

频率误差检测器，具有与滑动傅里叶变换模块的输出耦合的输入；

频率同步反馈回路，具有与频率误差检测器的输出耦合的输入。

7.根据权利要求6所述的OFDM接收机，其中，滑动傅里叶变换模块包括梳状滤波器和谐振器滤波器，所述谐振器滤波器具有与梳状滤波器的输出耦合的输入。

8.根据权利要求6所述的OFDM接收机，其中，滑动傅里叶变换模块被配置为针对第一频率、第二频率和第三频率计算滑动傅里叶变换，第一频率位于第二频率和第三频率之间，频率误差检测器被配置为计算第一频率的滑动傅里叶变换与第二频率和第三频率的滑动傅里叶变换之差的乘积。

9.根据权利要求6所述的OFDM接收机，其中，滑动傅里叶变换模块包括梳状滤波器和分别在第一频率、第二频率和第三频率下谐振的第一谐振器滤波器、第二谐振器滤波器和第三谐振器滤波器，每个谐振器滤波器具有与梳状滤波器的输出耦合的输入。

10.根据权利要求9所述的OFDM接收机，其中，第一谐振器、第二谐振器和第三谐振器具有在梳状滤波器的连续零频率处的谐振频率。

11.根据权利要求6所述的OFDM接收机，其中，滑动傅里叶变换模块被配置为针对多组频率从输入采样计算滑动傅里叶变换，每组包括中心频率以及中心频率连侧的频率，所述检测包括：针对每个相应的组计算针对组中中心频率的滑动傅里叶变换与组中中心频率两侧频率的滑动傅里叶变换之差的乘积，以及对各个组的乘积求和。

12.根据前述权利要求中任一项权利要求所述的OFDM接收机，包括：乘法器模块，被配置为在输入采样被用于计算块中时刻的输入采样的傅里叶变换和滑动傅里叶变换信号之前，将输入采样与实质上正弦相位因子信号相乘；频率同步反馈回路用于通过调节实质上正弦相位因子信号来跟踪导频音。

13.根据前述权利要求中任一项权利要求所述的OFDM接收机，其中，频率控制反馈回路被配置为跟踪采样时钟频率变化。

14.根据前述权利要求中任一项权利要求所述的OFDM接收机，其中，滑动傅里叶变换模块被配置为计算第一频率和第二频率的滑动傅里叶变换，频率误差检测器包括乘法器模块，乘法器模块被配置为计算滑动傅里叶变换模块针对第一频率的每个输出与滑动傅里叶变换模块针对第二频率的输出的复共轭的乘积，所述乘积用于控制对采样时钟频率变化的跟踪。

15.一种计算机程序产品，包括用于可编程信号处理器的程序指令，所述程序指令在由可编程信号处理器来执行时，使可编程信号处理器执行根据权利要求1所述的方法。

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