CN101072017A

CN101072017A - 带通滤波器、包括其的电子装置以及制造其的方法

Info

Publication number: CN101072017A
Application number: CNA2007101022987A
Authority: CN
Inventors: 若尔迪·博纳凯·阿尔瓦塞特; 胡安·若泽·加西亚·加西亚; 马尔塔·吉尔·巴尔瓦; 胡安·费尔南多·马丁·安托林; 何塞普·伊格斯·卡伊罗·莫林; 伊格纳西奥·吉尔·加利
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2006-05-11
Filing date: 2007-05-10
Publication date: 2007-11-14
Also published as: JP2007306563A; US20070262834A1; EP1855348A1; US7619495B2

Abstract

本发明涉及带通滤波器、包括其的电子装置以及制造其的方法。该带通滤波器包括传输线路和位于所述传输线路中的至少一个带通滤波器单元，该传输线路包括导体带(2)，该带通滤波器单元包括至少一个开口环谐振器(6、7)、电感元件(4、41)以及电容元件(3)。该带通滤波器具有其中可识别出至少一个通带的频率响应。导体带(2)、开口环谐振器(6、7)、电感元件(4、41)以及电容元件(3)被形成为所需尺寸，并被布置成使得所述带通滤波器对于所述通带内的频率表现为：对于所述通带内的至少一个频率范围，表现为左手传输线路，而对于所述通带内的至少另一个频率范围，表现为右手传输线路，由此提供大带宽。

Description

带通滤波器、包括其的电子装置以及制造其的方法

技术领域

本发明涉及带通滤波器的领域，特别涉及基于开口环谐振器(split-rings resonator)和互补开口环谐振器(complementary split-ringsresonators)的带通滤波器。

背景技术

在许多电子系统中，例如，在无线电通信系统中，带通滤波器是重要的部件。例如，对于超宽带(UWB)通信的兴趣的不断增长(至少部分地是由于美国联邦通信委员会(U.S.Federal CommunicationCommision)在2002年准许将3.1到10.6GHz的对应频谱无限制地用于室内和手持系统)已导致对UWB部件和系统的关注日益增加。UWB系统的关键部件之一是UWB带通滤波器，其应当呈现出足够的带宽，且当然应该呈现出对相关频带以外的频带的足够阻挡特性。另外，该带通滤波器必须具有相当小的尺度。这也同样适用于UWB领域以外的带通滤波器。

已经尝试了不同的方法。例如，Hand Wang，et al.，“Ultra-WidebandBandpass Filter With Hybrid Microstrip/CPW Structure”，IEEE Microwaveand Wireless Components Letters，Vol.15，No.12，Dec.2005公开了一种基于混合微带和共面波导结构的UWB带通滤波器。

其它尝试基于所谓的开口环谐振器(SRR)或互补开口环谐振器(CSRR)。利用这些类型的单元，结合其它组成元件(如电容和电感)，可以实现左手和右手传输介质。左手介质的特征在于其呈现电场矢量(E)、磁场矢量(H)以及传播矢量(k)左手三元组(triplet)，而不是常规传播介质(即，右手介质)所呈现的右手三元组(例如参见V.G.Veselago，“The electrodynamics of substances with simultaneouslynegative values ofεandμ”，Sov.Phys.Usp.Vol.10，No.4，pp.509-514，Jan.-Feb.1968)。

例如，Jordi Bonache，et al.，“Microstrip Bandpass Filters with WideBandwidth and Compact Dimensions ”， Microwave and Optical TechnologyLetters，Vol.46，No.4，August 20，2005公开了待实现在微带技术中的具有小尺度的基于CSRR的带通滤波器。该带通滤波器具有基于包括CSRR(或者，更具体来说是双开口CSRR，即DS-CSRR)的单元的拓扑结构，该CSRR被蚀刻在接地层中，且通过介电层与包括由所谓的接地线脚(grounded stub)连接到接地层的导体带的导电结构相分隔。图1a示出了单个滤波器单元的总体拓扑结构。该滤波器按“右手结构”工作(即，它充当常规传播介质)，其等效电路模型(如图1b所示)包括：由图1b中的两个电感“L/2”表示的对应于导体带的电感，和位于所述两个电感之间的到地的连接，该连接包括并联的电感(L_p)(对应于线脚对的电感)和一电路，该电路包括串联的电容(C_c)(对应于线路接地电容)和所谓的谐振回路，该谐振回路包括并联布置的电容(C_r)和电感(L_r)并对应于DS-CSRR回路。该电路布局被宣称提供了具有小尺寸并且适合于要求宽带宽的应用的滤波器。

从Jordi Bonache，et al.，“Novel Microstrip Bandpass Filters Based onComplementary Split-Ring Resonators”了解到一种另选的左手结构，该文献公开了充当具有可控带宽的左手传输线路的多个单元。每个单元都包括位于介电层的一侧的CSRR(该CSRR被刻蚀在微带的接地层中)、位于另一侧的被两个间隙中断的导体带(所述导体带在这些间隙处具有显著增大的宽度以增加电容)、以及连接到位于这些间隙之间的导体线路的分流金属线，所述分流金属线借助通孔接地，由此构成了所谓的“线脚对”。图2a示出了单个滤波器单元的总体拓扑结构。该单元的等效电路模型(如图2b所示)包括：两个电容(2C_s)(对应于导体带中的间隙)，和位于所述两个电容之间的接地的连接，该连接包括并联的电感(分流电感L_p，对应于接地线脚的电感)和一电路，该电路包括串联的电容(C_c)(对应于线路接地电容，或者更精确地说对应于如下电容，即，该电容取决于与CSRR的内开口内的金属面对面的串联间隙之间的金属间区的部分)和所谓的LC谐振回路，该LC谐振回路包括并联的电容(C_r)和电感(L_r)(并对应于CSRR)。据称，可以获得电学上小的装置，并且通过将多个CSRR与多个串联间隙组合起来，可以实现具有向后(或左手)波传播的带通结构。

还公开了应当如何在电路的中心频率f₀处使影像阻抗(或布洛赫阻抗Z_B)与端口处的基准阻抗(其通常被设定为Z₀＝50欧姆)相一致。现在，考虑图2b所示的电路，并假设它可以由其具有串联阻抗Z_s和分流阻抗Z_p(如图2c所示)的T电路模型来描述，在f₀处，以下条件应当成立：

Z_s＝-jZ₀并且Z_p＝jZ₀

为了在基本单元的输入与输出端口之间提供对应于φ＝90°的相移，该条件是必须的。

阐明了对偶解(Z_s＝jZ₀并且Z_p＝-jZ₀)与电路的电容性串联阻抗不相容。另外阐明了在滤波器的中央频率处，串联电抗是负的(即，电容性的)，而分流电抗(对应于L_p与耦合到线路的CSSR的阻抗的并联组合)是正的(即，电感性的)。因此，由这种单元组成的周期结构将表现为左手传输线路。该文献还描述了可以如何计算合适的元件值。

在Jordi Bonache，et al.，“Ultra Wide Band Pass Filters(UWBPF)Based on Complementary Split Ring Resonators”，Microwave and OpticalTechnology Letters，Vol.46，No.3，pp.283-286，A ugust 5，2005中公开了基于CSRR的带通滤波器的其它示例。

现在，已经发现这些左手方法和右手方法不总是适当的，尽管它们可以为许多应用提供合适的频率响应。例如，已经发现它们可能并非一直提供足够的带通特性。

发明内容

本发明的一方面涉及一种基于或包括平面传输介质(诸如微带、共面波导、带状线等)的带通滤波器，该平面传输介质包括传输线路，所述传输线路包括至少一个导体带。所述带通滤波器在所述传输线路中具有至少一个带通滤波器单元，所述滤波器单元包括至少一个开口环谐振器(诸如开口环谐振器、互补开口环谐振器或双开口互补开口环谐振器)、至少一个电感元件(诸如将所述导体带接地的线脚)以及至少一个电容元件(诸如所述导体带中的间隙)。所述带通滤波器具有其中可以识别出至少一个通带的频率响应。

根据本发明，所述导体带、所述至少一个开口环谐振器、所述至少一个电感元件以及所述至少一个电容元件被形成为所需尺寸，并且被设置为使得带通滤波器针对所述通带内的频率表现为：对于所述通带内的至少一个频率范围，表现为左手传输线路，而对于所述通带内的至少另一个频率范围，表现为右手传输线路。

因此，可以获得具有小尺寸并且呈现出大带宽特性的滤波器。

迄今为止，已将现有技术的基于开口环谐振器的带通滤波器设计成按右手模式或左手模式起作用。当然，基本上，可以认为本电路的总体“等效电路”图类似于上述某些现有技术的“等效电路”图。然而，在这些现有技术的电路中，将导体带设计成提供与右手或左手传输模式相对应的通带，但未将导体带的尺寸设定为可提供如下电感，即，该电感与该电路的其它电感和电容相结合，使得该电路对于与通带的一部分相对应的频率来说按左手模式操作，而对于与同一通带的另一部分相对应的频率来说按右手模式操作。通过相应地设定该电感，即，例如，通过将该导体带电感视为对滤波器的设计中的待设定相关值(表示该设计的一个自由度)，连同对(多个)电感元件(诸如线脚)、电容元件(诸如(多个)间隙)、以及构成(多个)开口环谐振器的部分的结构选择(包括尺寸选择)，实现了如下目的：在通带内，该滤波器的性质可以从左手模式改变成右手模式(即，在通带的对应于左手模式的部分与通带的对应于右手模式的部分之间不存在任何阻带)。该情形对应于对称模式(即，对应于Z_s和Z_p的串联和分流谐振频率是相同的，见下文)。这样，实现了如下目的：在同一通带内，考虑具有串联阻抗Z_s和分流阻抗Z_p的滤波器单元的T等效电路，该滤波器还具有布洛赫阻抗Z_B：

I)存在对应于谐振模式(其中，所述单元的串联阻抗Z_s是零(Z_s＝0)(根据它们的T模式)，同时所述单元的分流阻抗Z_p变成无穷大(Z_p＝∞))的反射零点(即，传输峰值)。在该频率处，相位对应于零。在该频率处，Z_s和Z_p的阻抗符号同时改变，即，条件Z_s＜0、Z_p＞0(左手传输)直接改变成Z_s＞0、Z_p＜0(右手传输)。

II)存在使所述滤波器按左手传输模式(Z_s＜0；Z_p＞0)进行操作的频率；此外，布洛赫阻抗Z_B可以可选地与滤波器的端口处的阻抗(通常是50欧姆)相匹配，在此情况下，在通带内为每个滤波器单元提供了又一反射零点(传输峰值)，因此提供了更宽的通带。

III)存在使所述滤波器按右手传输模式(Z_s＞0；Z_p＜0)进行操作的频率；此外，布洛赫阻抗Z_B可以可选地与滤波器的端口处的阻抗(通常是50欧姆)相匹配，在此情况下，在通带内为每个滤波器单元提供了又一反射零点(传输峰值)，因此提供了更宽的通带。

当每个滤波器单元的3个反射零点全部位于通带内时，可以获得最佳宽通带。因此，可以获得更宽的通带，同时保证对通带的上限以上和下限以下的信号的良好的抑制。当然，采用开口环谐振器技术的现有技术的滤波器也可以既按左手模式又按右手模式进行操作，但是不是在同一通带(即，在基本上不被阻带打断的频带内)内进行操作。因此，根据本发明，按连续的方式产生了左手模式与右手模式之间的过渡，即，在同一频率处产生了对应于Z_s和Z_p的谐振。因此，产生了Z_s和1/Z_p的同时的符号变化，并且在通带内未出现阻带。

左手模式对应于电容串联阻抗和电感分流阻抗性质，而右手模式对应于电感串联阻抗和电容分流阻抗性质。

按另一方式阐述，通过本发明，对于滤波器的每一级或单元并且对于至少一个通带，可以获得多达3个反射零点(即，3个最大传输峰值)，而在按右手模式或左手模式操作的普通带通滤波器中，在通带内每级通常只存在一个这种峰值。

通过对中介元件(导体带、间隙、线脚、开口环谐振器等)的尺寸进行调节，使得在通带内满足以下条件，来获得本发明产生的效果(Z_s是滤波器单元的T模型(例如，参见图6b)的串联阻抗，Z_p是分流阻抗，而Z_B是所谓的布洛赫阻抗)：

i)Z_s＜0并且Z_p＞0(这对应于左手模式)(为了产生对应的传输峰值，还可以将滤波器单元设计成使得布洛赫阻抗与滤波器的端口处的阻抗(通常是50欧姆)相匹配)

ii)Z_s＝0并且Z_p＝∞(这对应于阻抗谐振区，按照定义，在阻抗谐振区中该结构提供对信号的完全传输)

iii)Z_s＞0并且Z_p＜0(这对应于右手模式)(为了产生对应的传输峰值，还可以将滤波器单元设计成使得布洛赫阻抗与滤波器的端口处的阻抗(通常是50欧姆)相匹配)。

在通带上(即，对于通带内的每个频率)，应当满足这些条件中的一个，由此将不存在阻带。考虑条件i)和iii)，如果布洛赫阻抗是不匹配的(即，通常，如果所述布洛赫阻抗不等于滤波器的端口处的阻抗(通常是50欧姆))，那么在通带内可能没有对应的反射零点，因而通带的宽度可能会减小到某个程度(然而，对于许多实际应用，它仍然能提供足够的带宽)。

如下定义了单元的相移Φ及其布洛赫阻抗(参考上述T模型)：

\cos φ = 1 + \frac{Z_{S} (jω)}{Z_{P} (jω)}

Z_{B} (jω) = \sqrt{Z_{S} (jω) [Z_{S} (jω) + 2 Z_{P} (jω)]}

当两个值(Φ和Z_B)均为实数时发生传输。当Z_B＝Z_o时达到了匹配条件，其中Z_o是特征阻抗，其通常被设定为50欧姆。这样，根据以上公式，对于要达到的匹配条件，应当满足以下条件：

Zs＜0并且Zp＞0(左手模式)

Zs＞0并且Zp＜0(右手模式)

第一个条件对应于大致电容串联阻抗(例如，可以通过传输线路中的(多个)间隙的电容来确定)和大致电感分流阻抗。这种结构相当于特异材料(metamaterial)(即，人工材料，在自然界未发现)，其为实际上均匀(结构单元比传输信号的波长小得多)的电磁材料。通过周期性地重复该单元，该结构相当于左手传输线路，并支持所谓的向后波(例如，参见G.V.Eleftheriades，A.K.Iyer，and P.C.Kremer，“Planar negativerefractive index media using L-C loaded transmission lines”，IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，vol.50，no.12，pp.2702-2712，Dec.2002)。另一方面，在右手模式下，该单元将包括大致电感串联阻抗(由传输线路的电感支配)和大致电容分流阻抗。该类型的周期结构对应于右手传输线路。

如上所述，为了提供非常大带宽的通带，要在通带内按连续方式(即，没有任何实质的中间阻带的情况下)出现两种传输模式。这被称为对称模式，在此模式下与串联阻抗(Z_s)和分流阻抗(Z_p)相对应的谐振在大致相同的频率处共振。因此，在中央最小反射(Z_s＝0；Z_p＝∞)处，Z_s和1/Z_p的符号(正/负)同时发生变化。如果不满足该条件，即，如果在一频带内存在串联阻抗和分流阻抗具有相同符号的区域，那么根据以上公式在该频带内将存在“阻带”，因为将不存在信号的传播(因为不能获得Φ的实值)。因此，没有获得宽通带。这是在许多现有技术的滤波器中发生的情况。

根据本发明，所述至少一个单元由此呈现出具有串联阻抗和分流阻抗的T等效电路的特性，

其中，对于所述带通滤波器的通带内的一个频带，所述单元的所述串联阻抗为负，而所述分流阻抗为正，

其中，对于所述同一通带内的另一个频带，所述单元的所述串联阻抗为正，而所述分流阻抗为负，

并且其中，在所述两个频带之间的频率处，所述串联阻抗大致是零，而所述分流阻抗大致是无穷大(在该限定中，不考虑欧姆损耗)。

可选的是，在所述两个频带中的一个或两个内，存在使所述单元的所述布洛赫阻抗与所述滤波器的端口处的阻抗相匹配的频率(例如，所述布洛赫阻抗可匹配为50欧姆(所述滤波器的端口处的典型阻抗))。

例如，所述至少一个带通滤波器单元可呈现出在所述通带内存在3个反射零点的特性。

所述至少一个开口环谐振器是互补开口环谐振器，即，它可以包括设置在所述传输线路的至少一个金属部分中(诸如在其一个或更多个金属层中(例如，所述传输线路的接地层中))的非金属开口环。

所述导体带例如还可以包括所述单元中的至少一个间隙，所述至少一个间隙构成所述电容元件。

所述至少一个电感元件例如可以包括与所述间隙相对应地设置的至少一个导电线脚，该至少一个导电线脚经由介电层将所述导体带连接到金属层(诸如所述传输线路的接地层(其中可以形成所述至少一个互补开口环谐振器))。

所述至少一个互补开口环谐振器可以包括在所述介电层的一侧的所述金属层(如接地层)中刻蚀的多个开口环，并且所述导体带可被配置在所述介电层的另一侧。所述至少一个线脚可被布置成与所述至少一个间隙相对应，并且所述至少一个线脚可经由穿过所述介电层的通孔连接到所述金属层。

所述至少一个间隙可以包括至少两个间隙，并且所述至少一个线脚可以包括在所述两个间隙之间连接到所述导体带的至少两个线脚。

作为一个另选例，所述互补开口环谐振器也可被刻蚀在所述导体带中。

作为一个另选例，所述至少一个开口环谐振器可以是金属开口环谐振器，所述金属开口环谐振器包括多个金属环，在所述导体带与所述至少一个开口环谐振器之间存在磁耦合。

可以按许多另选方式实现多个开口环谐振器。例如，

-它们可以包括大致呈圆形或椭圆形或多边形的开口环；

-它们可以包括多个开口环，这些开口环在每个环中呈现一个或更多个“开口”(在互补开口环谐振器的情况下是“金属开口”，或者在基于金属环的开口环谐振器的情况下是“非金属开口”；例如，常规DS-CSRR在每个非金属环中呈现两个“金属开口”)；

-它们可以包括布置在所述传输线路的多个不同层中的一个或更多个金属和/或非金属元件。

所述带通滤波器的所述至少一个通带可以呈现出至少20％的分数带宽特性，所述分数带宽被定义为2*(fu-fl)/(fu+fl)，其中fu是所述通带的-10dB频率上限，fl是所述通带的-10dB频率下限。

所述至少一个通带可以具有-10dB频率上限与-10dB频率下限之间的至少500MHz的带宽。

所述至少一个通带可以具有不高于4GHz的-10dB频率下限和不低于9GHz的-10dB频率上限。

所述带通滤波器可以包括多个所述滤波器单元，该多个滤波器单元被级联布置，使得传输信号通过所述多个滤波器单元。

可以将所述带通滤波器实现在厚度小于150μm(例如，在127μm的量级上)的介电基板上。已经发现该小厚度适合于获得通带以外的高阻滞。这是因为使基板波在输入与输出端口之间最小化的必要性。这些不期望的基板波取决于频率和介电基板的厚度。

本发明的另一方面涉及一种包括如上所述的至少一个带通滤波器的电子装置，如用于进行无线电发送和/或接收的电子电路(例如，用作UWB发送器或接收器的电子电路)，或包括这种电路的装置，如UWB发送器或接收器。

本发明的另一方面涉及一种制造基于平面传输介质的带通滤波器的方法。该方法包括设置传输线路的步骤，该传输线路包括导体带，并且在所述传输线路中至少一个带通滤波器单元包括至少一个开口环谐振器、至少一个电感元件以及至少一个电容元件，以便获得具有其中可以识别出至少一个通带的频率响应的带通滤波器。

根据本发明，按以下方式执行所述设置传输线路的步骤：将所述导体带、所述至少一个开口环谐振器、所述至少一个电感元件以及所述至少一个电容元件形成为所需尺寸，并将它们布置成使得所述带通滤波器对于所述通带内的频率表现为：对于所述通带内的至少一个频率范围，表现为左手传输线路；而对于所述通带内的至少另一个频率范围，表现为右手传输线路。

加以必要的变更，以上针对滤波器的陈述也适用于滤波器的制造方法。

例如，将所述导体带、所述至少一个开口环谐振器、所述至少一个电感元件以及所述至少一个电容元件形成为所需尺寸，并将它们布置成使得所述至少一个单元呈现出具有串联阻抗和分流阻抗的T等效电路的特性，

其中，对于所述带通滤波器的通带内的一个频带，所述单元的所述串联阻抗为负，并且所述分流阻抗为正，

其中，对于所述同一通带内的另一个频带，所述单元的所述串联阻抗为正，并且所述分流阻抗为负，

并且其中，在所述两个频带之间的频率处，所述串联阻抗大致是零，并且所述分流阻抗大致是无穷大。

可以将所述至少一个开口环谐振器实现为互补开口环谐振器。

可以在所述至少一个单元中的所述导体带中设置所述至少一个间隙，并且所述至少一个间隙构成所述电容元件。

可以通过与所述间隙相对应地设置至少一个导电线脚来提供所述至少一个电感元件，并且所述至少一个导电线脚将所述导体带经由介电层连接到其中形成有所述至少一个互补开口环谐振器的金属层。

所述方法可以包括以下步骤：通过在所述介电层的一侧的所述金属层中刻蚀多个开口环来设置所述至少一个互补开口环谐振器，同时可以将所述导体带实现在所述介电层的另一侧。该方法还可以包括以下步骤：与所述至少一个间隙相对应地设置所述至少一个线脚，并将所述至少一个线脚经由穿过所述介电层的通孔连接到所述金属层。

附图说明

为了使描述完整并提供对本发明的更好的理解，提供了一组附图。这些附图构成本描述的组成部分，并例示了本发明的优选实施例，这些优选实施例不应当被解释成对本发明范围的限制，而仅仅是作为如何实现本发明的示例。附图包括下列图：

图1a和1b例示了现有技术的滤波器单元，即，分别例示了现有技术的滤波器单元的拓扑结构和等效电路模型。

图2a、2b以及2c例示了另一现有技术的滤波器单元，即，分别例示了另一现有技术的滤波器单元的拓扑结构、等效电路模型以及T模型。

图3a到3c示意性地例示了根据本发明优选实施例的包括4个滤波器单元的带通滤波器的拓扑结构。

图4示意性地例示了根据本发明优选实施例的滤波器单元的拓扑结构。

图5a和5b更详细地例示了所述滤波器单元的部件。

图6a和6b分别例示了所述滤波器单元的等效电路模型和T模型。

图7例示了根据对根据图4到5b的线路布局的滤波器单元的电磁线路布局级仿真的频率响应。

图8例示了根据基于图6a的等效电路模型执行的电等效电路级仿真的这种滤波器单元的频率响应。

图9a和9b分别示出了如在原型上测量到的图3a到3c中例示的具有如图4到5b的滤波器单元的滤波器的俯视图和频率响应。

图10例示了一种另选的开口环谐振器的线路布局。

具体实施方式

根据本发明的一个可能的实施例，提供了一种如图3a到3c所例示的那样实现的带通滤波器。该滤波器包括位于包括导体带2和接地层5的微带传输线路上的4个滤波器单元1。在每个滤波器单元中，导体带2被两个电容性间隙3中断。金属线脚对4位于这两个间隙之间，所述线脚对4经由通孔41将导体带2接地，这些通孔41穿透将传输线路结构的一个层隔开的介电层8(所述层被例示在图3a中并包括导体带2、间隙3以及线脚4)，并到达图3b中例示的金属接地层5，在金属接地层5中刻蚀有开口环6、7(这些开口环构成常规互补开口环谐振器(CSRR))。在图3c中也可以观察到将线脚4连接到接地层的通孔41。在现有技术中该基本拓扑结构是公知的，例如，参见以上引用的现有技术参考文献。在此公开的优选实施例中，将这些滤波器单元实现在介电常数ε_r＝10.2并且厚度为127μm的Rogers RO3010基板上。在图4中，可以观察到滤波器单元的俯视图，其中带有间隙3和线脚4的导体带2位于顶层上，并且互补开口环6和7被刻蚀在基板的由介电层8隔开的底层(接地层5)中。在图3a和4中，例如，容易观察到导体带如何在面对间隙的端部处显著变宽，由此增大了间隙的电容。

将该带通滤波器实现在微带技术中。其它实施例可以采用共面波导或其它类似的技术作为实现该滤波器的基础。还可以采用开口环谐振器的其它类型和实现。例如，可以在导体带中刻蚀互补开口环谐振器。可以采用其它开口环谐振器，诸如SRR(即，金属开口环谐振器)或上述DS-CSRR，来替代互补开口环谐振器。可以将开口环谐振器实现在所述结构的一个或更多个层上。这些环不一定是圆的，也可以采用其它拓扑结构，例如，基于多边形环或椭圆环几何形状并具有一个或更多个开口的开口环谐振器(在图10中示意性地例示了基于多边形环的开口环谐振器线路布局图)。

图5a和5b例示了构成滤波器单元的不同部分的相对尺寸，当实施在上述基板上时，已经发现以下值对于适合于UWB传输的宽带实现是合适的。

该导体带的总体宽度“a”为0.13mm，该宽度在间隙处增大到2.0mm的宽度“b”，从而建立尺寸为b(如上所述的2.0mm)×c(0.21mm)的多块相应电容板21。分流线脚4的宽度为d＝0.1mm，并与所述多块电容板21中的每一块分开e＝0.15mm的距离。通孔41的直径为0.3mm，并且这些通孔的外端之间的距离是5.0mm，该距离确定了单元的物理高度。

另一方面，该互补开口环谐振器组件的外径(即，外环的外径)是h＝3.3mm，每个环的厚度均为i＝0.3 mm，并且由宽度为j＝0.19mm的金属间隙将内环7与外环6隔开。每个环的开口都为长度为k＝0.3 mm的间隙。

每个金属部件的厚度均为35μm。

图6a示意性地例示了该滤波器单元的等效电路模型，其中互补开口环谐振器对应于包括并联布置的电感“L_c”和电容“C_c”的谐振回路；“C”对应于导体带与CSRR之间的电耦合电容。“L_p”代表导体带与地之间的线脚的电感。在导体带中，将间隙的总电容表示为“C_g”，而“L”是导体带的电感，“L”基本上取决于导体带部分的宽度，应当细致地选择该宽度以获得期望的频率响应。

为了设定从如上所述的电路的总体拓扑结构开始的有关参数并获得期望的频率响应，本领域的技术人员通过应用本公开内容(包括对左手模式和右手模式的描述)的教导可以容易地获得合适的结果，并且不必施行任何创造性的技巧或实质的努力就可以达到合适的结果。为了正确地设定单元和滤波器的参数，可以使用商业上可获得的软件，诸如AgilentMomentum、Agilent ADS、Ansoft HFSS等。在此情况下应当考虑传输线路的宽度，因为它对电路的阻抗有贡献。

图6b示意性地例示了图6a的电路的T模型。将该滤波器单元设计成在对称模式下工作，其中串联与分流谐振频率相同。在此情况下向后波传播区(左手波传播区)和向前波传播区(右手波传播区)是连续的(即，不被任何阻带分隔开)。

图7示意性地例示了对结合图4到5b描述的滤波器单元的频率响应的电磁线路布局级仿真的结果，包括其反射系数(S(1，1))71和其传输系数(S(2，1))72。可以观察到，插入损耗(S(2，1))示出了超宽带响应(分数带宽高于60％)，尽管只使用了一个滤波器单元。另一方面，回波损耗表现出20dB以下的零反射的性质(传输峰值)。在该仿真中未考虑金属损耗。

图8示意性地例示了根据电等效电路级仿真、对应于图5a的等效电路的频率响应(即，反射系数81和传输系数82)。该频率响应性质本质上与图7例示的频率响应性质相同。然而，在等效电路情况下，已对集总参数进行了调节，以呈现最佳情形，即，每滤波器级或单元存在3个反射零点(传输峰值)。在对称模式下(这里是此情况)，传输系数表现出反射零点。这是因为在左手频带与右手频带之间的过渡频率处的零相位。另一方面，如果在通带中特征阻抗等于滤波器的端口处的阻抗(通常是50欧姆)，则能够设计出具有相匹配的相位与阻抗的拓扑结构。该情况对应于“无反射”情形，因此意味着完全传输(因为该匹配阻抗条件)。在周期结构的情况下(如这里描述的滤波器那样)，特征阻抗由布洛赫阻抗Z_B确定。即，为了实现阻抗匹配，Z_B必须等于滤波器的端口处的阻抗。于是，在通带内每滤波器单元可以获得一个以上反射零点(即，2个或多达3个反射零点或传输峰值)。在图8中，可以观察到对应于反射零点的3个峰值。这些峰值之一对应于在左手区(其中Z_s＜0并且Z_p＞0)中布洛赫阻抗Z_B＝50欧姆的频率，另一个峰值对应于在右手区(其中Z_s＞0并且Z_p＜0)中布洛赫阻抗Z_B＝50欧姆的频率，这些峰值中的中心峰值对应于Z_s＝0并且Z_p＝∞的频率。使用Agilent ADS并通过对多个电参数进行拟合来进行这些电仿真，以对在对称模式下的滤波器单元进行设定。

图9a和9b示出了基于上述4个滤波器单元的带通滤波器的俯视图和所测得的频率响应；图9b示出了反射系数91和传输系数92。可以观察到覆盖从约4 GHz(-10dB频率下限)到约10 GHz(-10dB频率上限)的频率的通带。

在本文中，不应当将术语“包括”及其派生义理解成具有排除含义，即，不应当将该术语解释成排除了所描述和定义的内容可能包括其它要素、步骤等的可能性。

另一方面，本发明显然并不限于在此描述的(多个)具体实施例，而是还包括本领域的任何技术人员可能考虑到的在如权利要求所限定的本发明的总体范围内的任何变化(例如，关于对材料、尺寸、部件、结构等的选择)。

Claims

1、一种带通滤波器，该带通滤波器包括平面传输介质，该平面传输介质包括传输线路，所述传输线路包括导体带(2)，所述带通滤波器在所述传输线路中具有至少一个带通滤波器单元(1)，所述带通滤波器单元(1)包括至少一个开口环谐振器(6、7)、至少一个电感元件(4、41)以及至少一个电容元件(3)，所述带通滤波器具有其中可识别出至少一个通带的频率响应，

该带通滤波器的特征在于：

所述导体带(2)、所述至少一个开口环谐振器(6、7)、所述至少一个电感元件(4、41)以及所述至少一个电容元件(3)被形成为所需尺寸，并被布置成使得所述带通滤波器对于所述通带内的频率表现为：对于所述通带内的至少一个频率范围，表现为左手传输线路；而对于所述通带内的至少另一个频率范围，表现为右手传输线路，并且

其中，所述至少一个带通滤波器单元呈现出具有串联阻抗和分流阻抗的T等效电路的特性，

其中，对于所述带通滤波器的通带内的一个频带，所述带通滤波器单元的所述串联阻抗为负，而所述分流阻抗为正，

其中，对于同一通带内的另一个频带，所述带通滤波器单元的所述串联阻抗为正，而所述分流阻抗为负，

并且其中，在所述两个频带之间的频率处，所述串联阻抗大致是零，而所述分流阻抗大致是无穷大。

2、根据权利要求1所述的带通滤波器，其中，在所述两个频带中的至少一个内，存在使所述带通滤波器单元的所述布洛赫阻抗与所述带通滤波器的端口处的阻抗相匹配的频率。

3、根据权利要求2所述的带通滤波器，其中，在所述两个频带中的全部两个内，存在使所述带通滤波器单元的所述布洛赫阻抗与所述带通滤波器的端口处的阻抗相匹配的频率。

4、根据权利要求2或3所述的带通滤波器，其中，所述布洛赫阻抗被匹配为50欧姆。

5、根据前述任一权利要求所述的带通滤波器，其中，所述至少一个带通滤波器单元呈现出在所述通带内存在3个反射零点的特性。

6、根据前述任一权利要求所述的带通滤波器，其中，所述至少一个开口环谐振器是互补开口环谐振器(6、7)。

7、根据权利要求6所述的带通滤波器，其中，所述导体带(2)还包括位于所述带通滤波器单元中的至少一个间隙(3)，所述至少一个间隙构成所述电容元件。

8、根据权利要求7所述的带通滤波器，所述至少一个电感元件包括与所述间隙(3)相对应地设置的至少一个导电线脚(4)，所述至少一个导电线脚(4)经由介电层(8)将所述导体带(2)连接到其中形成有所述至少一个互补开口环谐振器(6，7)的金属层(5)。

9、根据权利要求8所述的带通滤波器，其中，所述至少一个互补开口环谐振器(6、7)包括在所述介电层(8)的一侧的所述金属层(5)中刻蚀形成的多个开口环(6、7)，并且其中，所述导体带(2)被配置在所述介电层(8)的另一侧，所述至少一个线脚(4)被布置成与所述至少一个间隙(3)相对应，所述至少一个线脚(4)由穿过所述介电层(8)的通孔(41)连接到所述金属层(5)。

10、根据权利要求8和9中的任何一项所述的带通滤波器，所述至少一个间隙包括至少两个间隙，所述至少一个线脚包括在所述两个间隙(3)之间连接到所述导体带(2)的至少两个线脚(4)。

11、根据权利要求8到10中的任何一项所述的带通滤波器，其中，所述金属层(5)是所述传输线路的接地层。

12、根据权利要求1到7中的任何一项所述的带通滤波器，其中，所述至少一个互补开口环谐振器被刻蚀在所述导体带中。

13、根据前述任一权利要求所述的带通滤波器，其中，所述至少一个开口环谐振器包括设置在所述传输线路的至少一个金属部分处的非金属开口环。

14、根据权利要求1到5中的任何一项所述的带通滤波器，其中，所述至少一个开口环谐振器是金属开口环谐振器，其包括多个金属开口环，在所述导体带与所述至少一个开口环谐振器之间存在磁耦合。

15、根据前述任一权利要求所述的带通滤波器，其中，所述至少一个开口环谐振器包括大致呈圆形的开口环。

16、根据权利要求1到14中的任何一项所述的带通滤波器，其中，所述至少一个开口环谐振器包括大致呈多边形的开口环。

17、根据前述任一权利要求所述的带通滤波器，其中，所述至少一个通带呈现出至少20％的分数带宽，所述分数带宽被定义为2*(fu-fl)/(fu+fl)，其中fu是所述通带的-10dB频率上限，fl是所述通带的-10dB频率下限。

18、根据前述任一权利要求所述的带通滤波器，其中，所述至少一个通带在所述通带的-10dB频率上限与-10dB频率下限之间具有至少500MHz的带宽。

19、根据前述任一权利要求所述的带通滤波器，其中，所述至少一个通带具有不高于4GHz的-10dB频率下限和不低于9GHz的-10dB频率上限。

20、根据前述任一权利要求所述的带通滤波器，该带通滤波器包括多个所述滤波器单元(1)，所述多个滤波器单元(1)被级联布置，以使得传输信号通过所述多个滤波器单元。

21、根据前述任一权利要求所述的带通滤波器，该带通滤波器被设置在厚度小于150μm的介电基板上。

22、一种电子装置，该电子装置包括根据前述任一权利要求所述的至少一个带通滤波器。

23、一种制造基于平面传输介质的带通滤波器的方法，

该方法包括设置传输线路的步骤，该传输线路包括导体带(2)，并且在所述传输线路中至少一个带通滤波器单元(1)包括至少一个开口环谐振器(6、7)、至少一个电感元件(4、41)以及至少一个电容元件(3)，以便获得具有其中可以识别出至少一个通带的频率响应的带通滤波器，

该方法的特征在于：

按以下方式执行所述设置传输线路的步骤：将所述导体带(2)、所述至少一个开口环谐振器(6、7)、所述至少一个电感元件(4、41)以及所述至少一个电容元件(3)形成为所需尺寸，并将它们布置成使得所述带通滤波器对于所述通带内的频率表现为：对于所述通带内的至少一个频率范围，表现为左手传输线路；而对于所述通带内的至少另一个频率范围，表现为右手传输线路，

其中，将所述导体带(2)、所述至少一个开口环谐振器(6、7)、所述至少一个电感元件(4、41)以及所述至少一个电容元件(3)形成为所需尺寸，并将它们布置成使得所述至少一个带通滤波器单元呈现出具有串联阻抗和分流阻抗的T等效电路的特性，

其中，对于所述同一通带内的另一个频带，所述带通滤波器单元的所述串联阻抗为正，而所述分流阻抗为负，

24、根据权利要求23所述的方法，其中，所述至少一个开口环谐振器被实现为互补开口环谐振器(6、7)。

25、根据权利要求24所述的方法，其中，在所述至少一个带通滤波器单元中的所述导体带中设置至少一个间隙(3)，所述至少一个间隙(3)构成所述电容元件。

26、根据权利要求25所述的方法，其中，通过与所述间隙(3)相对应地设置至少一个导电线脚(4)来提供所述至少一个电感元件，所述导电线脚(4)将所述导体带(2)经由介电层(8)连接到其中形成有所述至少一个互补开口环谐振器(6，7)的金属层(5)。

27、根据权利要求26所述的方法，该方法包括以下步骤：通过在所述介电层(8)的一侧的所述金属层(5)中刻蚀多个开口环(6，7)来设置所述至少一个互补开口环谐振器；将所述导体带(2)实现在所述介电层(8)的另一侧；与所述至少一个间隙(3)相对应地设置所述至少一个线脚(4)；以及将所述至少一个线脚(4)经由穿过所述介电层(8)的通孔(41)连接到所述金属层(5)。