CN101047689A

CN101047689A - 接收电路和接收方法

Info

Publication number: CN101047689A
Application number: CNA2007100890592A
Authority: CN
Inventors: 佐藤高宏
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp; NEC Corp
Priority date: 2006-03-29
Filing date: 2007-03-29
Publication date: 2007-10-03
Anticipated expiration: 2027-03-29
Also published as: CN101047689B; JP2007267171A; JP4809097B2; US20070230603A1; US7860148B2

Abstract

一种利用多载波信号接收信息的接收电路，其包括：相位旋转量计算器，该相位旋转量计算器根据包括在第一频带中的导频子载波对被包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算；转换器，其根据包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量对包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算。

Description

接收电路和接收方法

技术领域

本发明涉及一种接收电路和接收方法，其用于接收无线电通信系统中的多载波信号，且具体地，涉及一种用于对由多频带正交频分多路复用(OFDM)方案所多路复用的无线电信号进行接收的接收电路和接收方法。

背景技术

近年来，超宽带(UWB)通信被提出作为近距离和大容量的无线电通信。特别地，用于多频带正交频分多路复用(MB-OFDM)的UWB系统的提出正在越来越吸引人们的注意。为了标准化，在IEEE 802.15委员会的TG3a下讨论MB-OFDM。在IEEE P802.15-03/268r1和IEEEP802.15-03/267r6中描述了MB-OFDM的细节。

关于OFDM和MB-OFDM的基本技术描述如下。OFDM是一种被称作多载波通信方法的通信方法。多载波通信方法利用多个载波发送数据。OFDM利用多个载波发送和接收多个位。在OFDM中，多个载波被称为子载波。任何彼此相邻的两个载波的中心频率在子载波中正交，且OFDM的一个频带被多个子载波占用。

在通常的OFDM系统中，通过利用多值正交幅值调制(QAM)对每个子载波进行调制，从而使得一个子载波可以发射多个位。因此，在OFDM通信中使用m个子载波且每个子载波可以发射n位的情况下，一次可以发送m*n位的数据。在OFDM中，一次发射的数据被称为一个码元。

OFDM中的调制和解调描述如下。图11示出了在OFDM系统中进行调制或者解调的发射装置和接收装置。在OFDM调制中，用于传输的串行数据被提供给发射装置。发射装置的串并行转换器1101将串行数据转换为并行数据。由于OFDM一次使用多个载波，因此执行该串并转换。

随后，子载波调制器1102如上所述地对子载波进行调制。多值QAM示出利用了幅值和相位的多个位。在复数平面中示出了多值QAM的数据。

对子载波调制信号进行离散傅里叶逆变换。在各个子载波频率中执行该变换。由离散傅里叶逆变换器(IFFT)1103进行了离散傅里叶逆变换并合成的信号经由D/A转换器1104和天线被作为OFDM信号(多载波信号)发射。为了发射OFDM信号，还将执行更多的处理，然而，此处省略了这些处理。

在调制信号的解调中，执行上述的逆操作。在接收装置中，对接收信号进行检测且取出OFDM信号。通过A/D转换器1105，OFDM信号被转换为数字信号。傅里叶变换(FFT)1106对数字信号进行离散傅里叶变换且将信号分为多个子载波信号。随后，子载波解调器1107解调子载波信号。并串行转换器1108将子载波信号转换为串行数据，且输出接收数据。

在OFDM方法中，为了精确地解调子载波调制信号，应当通过信号处理除去被引入到传输路径中的噪声。在信号处理中，为了调节并除去由于发射装置和接收装置的本地频率波动而导致的相位噪声，应当获得接收码元的相位旋转量。因此，在OFDM中，若干子载波被设置作为导频子载波。导频子载波是预定的子载波，并且导频子载波不具有数据。在接收装置中，根据导频子载波计算相位旋转量。

包括在OFDM中的MB-OFDM改变了码元占用的频带。例如，假定多个子载波占用的频带范围的中心频率对应于f0、f1和f2，则MB-OFDM改变了每个码元的频带的中心频率，诸如f0变为f1，f1变为f2以及f2变为f0。该操作被称作跳频。图12示出了利用跳频的发射码元。图12示出了利用频带跳跃的发送数据D1到D7的实例，诸如BAND1到BAND2和BAND2到BAND3。

在OFDM系统中接收码元的情况下，为了精确地再现接收到的信息，应当计算接收码元的相位旋转量。利用插在数据子载波中的导频子载波计算相位旋转量。由于不期望的噪声或者衰落，导频子载波的相位旋转量不能直接用于调节码元。因此，在没有跳频的单频带OFDM中，在多个OFDM码元中使所计算的相位旋转量变得平滑。使用平滑的相位旋转量以调节接收码元。在本说明中，“使相位旋转量平滑”意味着在多个OFDM码元中使所计算的相位量变得平滑。

从另一方面来说，MB-OFDM对每个码元执行跳频。因此，最近OFDM码元的频带与之前接收的OFDM码元的频带不同。

因此，在MB-OFDM中需要一种可以计算相位旋转量并且执行相位跟踪的接收电路和接收方法。

发明内容

一种利用多载波信号接收信息的接收方法，其包括：根据被包括在第一频带中的导频子载波对第一频带中包括的多载波信号的相位旋转量进行计算，根据在第一频带中包括的多载波信号的相位旋转量对在第二频带中包括的多载波信号的相位旋转量进行计算。

附图说明

根据以下说明书和附图，本发明的上述及其他目的、优点和特征将变得更加明显，其中：

图1示出了根据本发明的MB-OFDM方法的接收装置的框图；

图2A示出了复平面中的QPSK；

图2B示出了复平面中的16QAM；

图3示出了本实施例的跟踪电路；

图4示出了OFDM的频带；

图5示出了相位旋转量的计算的说明图；

图6示出了频率和相位旋转量之间的关系；

图7示出了转换表；

图8示出了根据本发明跟踪方法的流程图；

图9示出了其他频带转换器303和转换相位存储器304；

图10示出了收到多个码元时的信号；

图11示出了在OFDM系统中对数据进行调制或者解调的发射装置和接收装置；以及

图12示出了利用跳频的发射码元。

本发明的优选实施例

现在将要参考说明性的实施例描述本发明。本领域技术人员将认识到，利用本发明的教导可以完成多种可选实施例，并且本发明并不局限于为了说明用途而示出的这些实施例。

如上所述，在没有跳频的单频带OFDM中，在多个OFDM码元中使所计算的相位旋转量变得平滑。使用平滑的相位旋转量以对接收码元进行调节。

在MB-OFDM中，利用多个频带发射各码元。因此，就考虑到在多个OFDM码元中使相位旋转量平滑以精确地对接收码元进行解码，但是由于码元的频带彼此不同，所以不能使接收码元变得平滑。另一方面，如果挑出占用相同频带的码元，并且只使用所挑选出的码元的导频子载波，即，具有相同频带的导频子载波，则降低了相位旋转量计算的精确度。因此，在本发明中，将根据在一个频带处接收的码元所计算的相位旋转量转换为在另一频带处接收的另一相位旋转量。本发明的接收电路具有用于执行该转换电路。

以下，将参考附图描述本发明的优选实施例。本发明的OFDM信号接收装置的概述被描述如下。图1示出了根据本发明的MB-OFDM方法的接收装置的框图。如图1所示，本实施例的接收装置具有RF单元1和BB单元2。RF单元1对收到的无线电信号进行解调并输出复数基带信号(以下，称为基带信号)。BB单元2对从RF单元1输出的基带信号执行数字基带处理，并输出由发射装置发射的接收数据。

本实施例的RF单元1具有带通滤波器(BPF)101、低噪声放大器(LNA)102、正交解调电路103、低通滤波器(LPF)104和可变增益放大器(VGA)105。所述BB单元2具有A/D转换器(ADC)201、自动增益控制电路(AGC)202、自动频率控制电路(AFC)203、快速傅里叶变换电路(FFT)204、均衡器(EQ)205、跟踪电路(TRACKING)206、解调软判决电路(SOFT-DECISION)207、Viterbi纠错电路(VITERBI)208、解扰器209、Reed-Solomon纠错电路(REED-SOLOMON)210和多频带控制器211。

带通滤波器101是这样一种滤波器，其使天线收到的信号中的预定频带内的信号通过。带通滤波器101使对应于MB-OFDM频带的信号通过。

低噪声放大器102对通过带通滤波器101的信号进行放大，并且输出放大信号。为了放大较弱的接收信号而配置了所述低噪声放大器。

正交解调电路103将接收信号转换为基带信号。通过用接收信号乘以与主载波波相对应的正弦和余弦波从而执行该转换。接收信号被分成实部和虚部。实部对应于同相分量(I信道)而虚部对应于正交分量(Q信道)。从多频带控制器211输出的控制信号被提供至产生正弦和余弦波的单元。用在正交解调中的本地振荡器以基于控制信号的频率进行振动。根据所接收OFDM信号的频带的中心频率来确定控制信号。利用AFC电路203检测中心频率，该AFC电路203执行载波侦听操作。

接收信号被正交解调器转换为具有基带信号的频带的信号。所接收基带信号通过低通滤波器104，该基带信号具有用于解调接收数据的频带。通过低通滤波器104的信号被可变增益放大器105放大并输入到BB单元2。在该操作中，利用AGC电路202输出的控制信号对可变增益放大器105的放大倍数进行控制。

RF单元1将接收信号转换为基带信号，以及A/D转换器201将模拟基带信号转换为数字信号。A/D转换器202转换的数字基带信号被输入到AFC电路203。A/D转换器201的输出信号还被输入到AGC电路202。AGC电路202根据接收信号的电功率控制可变增益放大器105的增益；由此有效地利用A/D转换器201的动态范围。

AFC电路203执行载波侦听操作，并校正接收装置和发射装置之间的频率误差。在载波侦听操作中，通过使MB-OFDM信号的定时(跳频同步)同步而估算RF信号的中心频率。由此，通过该载波侦听操作，检测到了所接收OFDM信号的频带。根据所检测到的频带，AFC电路203向多频带控制器211输出表示跳频的信号。

AFC电路203进行了载波侦听操作和频率纠错之后的信号被输入到傅里叶变换电路204。在傅里叶变换电路204中对数字基带信号执行离散傅里叶变换。通过该傅里叶变换，时标信号被转换为子载波的频标信号。均衡器205对被转换为频标信号的信号的偏移进行校正。

在跟踪电路206中对AFC电路203没有除去的频率误差和相位失真进行调节，其中所述的相位失真例如是由于接收装置和发射装置的本地频率波动而导致的相位噪声。调节后的信号被输入到解调软判决电路207。

解调软判定电路207对相位调节和频率调节后的信号执行去映射操作，并且对收到的数字信号作出软判决。Viterbi纠错电路208对数字信号进行交错并且执行Viterbi纠错。利用Viterbi译码进行了纠错后的信号被输入到解扰器209。解扰器209除去了在发射装置做出的扰频。Reed-Solomon纠错电路210根据Reed-Solomon码进行纠错，并且输出数字信号。

根据AFC电路203检测到的中心频率，多频带控制器211将与接收码元占用的频带的中心频率相对应的控制信号输出到正交解调电路103、均衡器205、跟踪电路206和解调软判定电路207。

本实施例涉及如上述配置的OFDM接收电路的跟踪电路206。因此，以下将描述OFDM方法中的相位跟踪。如上所述，在OFDM方法中，通过一个子载波发射多个位。因此，在OFDM系统中执行子载波调制。例如，在子载波调制中使用通过子载波的相位和幅值表示多个位的多值QAM。

QPSK通过利用4个点表示2位，该4点的相位彼此不同。通过利用复平面而在图2A中示出了该QPSK。在QPSK中，如图2A所示，与复平面的π/4、3π/4、5π/4和7π/4相对应的各点表示″00″、″01″、″10″和″11″。在16QAM和64QAM中，除了相位因素之外增加了幅值因素，且一个子载波表示数据的4位或者6位(参见图2B)。在由于相位噪声而使得接收装置收到的接收点的相位不重合的情况下，由于利用相位表示数据，因此接收装置可能会错误地确定接收数据。因此，在接收装置中，跟踪电路206计算相位旋转量并校正相位。

图3示出了本实施例的跟踪电路。

本实施例的跟踪电路具有导频子载波检测器301、相位旋转量计算器302、其他频带转换器303、转换相位存储器304、相位旋转量确定单元305和相位旋转校正单元306。

导频子载波检测器301对多个导频子载波进行检测，该导频子载波对应于被包含在接收信号(码元)中的导频子载波。相位旋转量计算器302根据包含在接收码元中的导频子载波对接收信号(码元)的相位旋转量进行计算。相位旋转量计算器302的计算结果被输出到其他频带转换器303和相位旋转量确定单元305。根据相位旋转量计算器302的计算结果，其他频带转换器303对与接收码元的频带不同的其他频带的相位旋转量进行计算，并将其他频带转换器303的计算结果输出到转换相位存储器304。

转换相位存储器304存储每个频带的相位旋转量。如上所述，利用其他频带转换器303计算相位旋转量。根据相位旋转量计算器302的计算结果和存储在转换相位存储器304中的其他频带转换结果，相位旋转量确定单元305确定接收码元最终的相位旋转量。根据相位旋转量确定单元305所确定的相位旋转量，相位旋转校正单元306对均衡器205输出的信号进行旋转，并将该旋转信号输出到解调软判定电路207。在本实施例中，由于与如下所述码元相对应的相位旋转量被存储在转换相位存储器304中，其中所述码元是与最近接收的码元相比一个码元之前的码元，由此，即使最近接收的码元的频带与之前接收的码元的频带不同，该两个码元也仍然可以被用于计算相位旋转量。根据本发明，如果由于跳频而利用不同的频带发射多个码元，则可以使用多个码元以获得相位旋转量。存在各种用于使相位旋转量平滑的方法，然而，在本实施例中，相位旋转确定单元305利用多个码元使相位旋转量平滑。使用跳频利用彼此不同的频率发射该多个码元。

通常如下所述，执行相位旋转量的平滑。如果最近接收码元对应于第n个码元，则在(第(n-1))之前的一个码元的转换相位旋转量被存储在转换相位存储器304中。在Δθ(n)表示第n个码元的相位旋转量以及Δθ(n-1)表示第(n-1)个码元的相位旋转量情况下，可以根据Δθ(n-1)和Δθ(n)之间的差来计算一个码元的相位旋转量Δθ_dif(n)。

Δθ_dif(n)＝Δθ(n)-Δθ(n-1)

通过获得所计算的Δθ_dif(n)的移动平均量而执行平滑。

Δθ_dif_ave＝f_ave{Δθ_dif(n)}

在这里，f_ave{}意味着移动平均函数。移动平均函数的实现是可变的，例如，设计出了使用若干抽头(tap)(平均对象的数目)的简单移动平均的简单移动平均方法以及动态地改变抽头的数目的自适应移动平均法。然而，在这里省略了移动平均法的说明。

由于所获得的Δθ_dif_ave对应于一个码元和另一码元之间的相位旋转量，因此第n个接收码元的相位旋转量Δθ_correct可以被表示如下。

Δθ_correct＝Δθ_dif_ave*n

因此，通过用Δθ_dif_ave乘以n可以获得第n个接收码元的相位旋转量Δθ_correct。

在本发明中，为了适应其他频带，对利用可变频带发射的码元的相位旋转量进行转换。由此，相位旋转量判断单元305利用所转换的相位旋转量使得相位旋转量平滑。如上所述，可以将各种可变的方法应用于平滑，以及除了所描述的方法之外的其他方法也可以被用于平滑。为了实现本发明，可以通过利用所转换的相位旋转量来执行相位旋转量的平滑，以适应每个频带。

以下将描述图3所示的跟踪电路的操作。导频子载波检测器301对包括在接收码元中的导频子载波进行检测。例如，在MB-OFDM中，从3.1GHz到10.6GHz的频带被分为14个频带，以及每个划分的频带具有528MHz的带宽(参见图4)。每个频带被分配有128个子载波，以及128个子载波当中的12个子载波对应于导频子载波。一个码元对应于一个划分的频带，因此，当导频子载波检测器301收到一个码元时，导频子载波检测器301对12个导频子载波进行检测。

相位旋转量计算器302根据包括在接收码元的OFDM信号中的导频子载波来计算相位旋转量。图5示出了相位旋转量的计算的说明图；图5的Za示出了对应于一个导频子载波的初始信号点。图5的Zb示出了对应于所接收导频子载波的信号点。当计算图5所示的相位旋转量Δθ时，执行如下所述的计算。

1)初始信号点按复数除以接收信号点，且获得了相位差矢量。

2)根据所获得的相位差矢量计算反正切，以及相位差矢量被转换为相位差。

在这里，如图5所示，在复平面中Za被表示为(Xa，Ya)，以及在复平面中Zb被表示为(Xb，Yb)。当利用Za＝(Xa，Ya)＝Ra*(cosθa+j*sinθa)表示Za，以及利用Zb＝(Xb，Yb)＝Ra*(cosθb+j*sinθb)表示Zb时，可以得到如下的公式1。

\frac{Z_{a}}{Z_{b}} = \frac{x_{a} + j y_{a}}{x_{b} + j y_{b}} = \frac{(x_{a} + {jy}_{a}) (x_{b} - {jy}_{b})}{(x_{b} + {jy}_{b}) (x_{b} - {jy}_{b})} = \frac{1}{{x_{b}}^{2} + {y_{b}}^{2}} {(x_{a} x_{b} + y_{a} y_{b}) + j (y_{a} x_{b} - x_{a} y_{b})}

= \frac{1}{{x_{b}}^{2} + {y_{b}}^{2}} {(r_{a} \cos θ_{a} r_{b} \cos θ_{b} + r_{a} \sin θ_{a} r_{b} \sin θ_{b}) + j (r_{a} \sin θ_{a} r_{b} \cos θ_{b} - r_{a} \cos θ_{a} r_{b} \sin θ_{b})}

= \frac{1}{{x_{b}}^{2} + {y_{b}}^{2}} {r_{a} r_{b} (\cos θ_{a} \cos θ_{b} + \sin θ_{a} \sin θ_{b}) + j r_{a} r_{b} (\sin θ_{a} \cos θ_{b} - \cos θ_{a} \sin θ_{b})}

= \frac{r_{a} r_{b}}{{x_{b}}^{2} + {y_{b}}^{2}} {\cos (θ_{a} - θ_{b}) + j \sin (θ_{a} - θ_{b})}

= \frac{r_{a} r_{b}}{{r_{b}}^{2} \cos^{2} θ_{b} + {r_{b}}^{2} \sin^{2} θ_{b}} {\cos (θ_{a} - θ_{b}) + j \sin (θ_{a} - θ_{b})}

= \frac{r_{a} r_{b}}{{r_{b}}^{2}} \frac{{\cos (θ_{a} - θ_{b}) + j \sin (θ_{a} - θ_{b})}}{\cos^{2} θ_{b} + \sin^{2} θ_{b}}

= \frac{r_{a}}{r_{b}} {\cos (θ_{a} - θ_{b}) + j \sin (θ_{a} - θ_{b})}

通过将上述的相位差矢量转换为相位差，从而可以获得对应于一个导频子载波的相位旋转量。如上所述，占用预定带宽的一个码元包括多个导频子载波。由此，当利用n表示导频子载波的数目以及利用ΔP_{h_err}(k)表示第k个导频子载波的相位差矢量时，相位旋转量计算器302所计算的相位旋转量Δθ_ofdm对应于如下的公式2。

Δ θ_{ofdm} = Σ_{k = 1}^{n} Δ P_{h_err} (k)

根据接收码元的相位旋转量(第一频带的相位旋转量)，其他频带转换器303对其他频带(第二频带)的相位旋转量进行计算。该计算以及变换被描述如下。如上所述，在MB-OFDM方法中，发射码元的频带的中心频率逐个码元地变化。相位旋转量根据频带变化。在其他频带转换器303中，利用具有接收频带带宽的接收码元的相位旋转量来计算和估计其他频带的相位旋转量。以下将描述该计算的基本原理。

当使用Δθ表示相位旋转量，由Δf表示发射装置与接收装置之间的频率偏差，以及由t表示一个码元的周期(码元长度)时，可以得到如下的公式3。

Δθ＝2π*Δf*t

在这里，2π是常数，t是由标准定义的预定值。因此，由常数C表示2πt(2πt＝C)。可以如下地重写上述公式3。

Δθ＝C*Δf(公式4)

根据公式4，给定的频率f’和f’处的相位旋转量θ′之间的关系可以被表示为如公式5以及图6所示的。

θ’＝C*f’

因此，当计算给定频带的相位旋转量时，可以根据所述给定频带的相位旋转量计算其他频带的相位旋转量。

例如，当图4所示的BAND1的中心频率由F_BAND1表示以及F_BAND1处的相位旋转量由θ_BAND1表示时，上述常数C被表示如下。

C＝θ_BAND1/F_BAND1

可以将类似的方式应用于其他频带。

C＝θ_BAND1/F_BAND1＝θ_BAND2/F_BAND2＝θ_BAND3/F_BAND3

当对接收频带(例如，BAND1)的接收信号的相位旋转量进行计算时，可以如下地计算其他频带的相位旋转量。

θ_BAND2＝(θ_BAND1/F_BAND1)*F_BAND2

θ_BAND3＝(θ_BAND1/F_BAND1)*F_BAND3

由此，当利用跳频在BAND1到BAND3的3个频带当中发射数据时，通过准备图7所示的表，可以根据接收码元来计算其他频带的相位旋转量。其他频带转换器304具有诸如ROM的存储器单元，以及图7所示的表被存储在该存储器单元中。其他频带转换器303用对应于接收频带的转换表的数据乘以相位旋转量计算器302的计算结果，由此计算出其他频带的相位旋转量。转换相位存储器304存储其他频带转换的结果。

转换相位存储器304临时存储其他频带转换器303的转换结果。转换相位存储器304将如下所述的码元的相位旋转量输出到相位旋转量确定单元305，其中所述的码元是与最近接收码元相比之前一个码元的码元。详细地，转换相位存储器304输出所接收最近码元之前一个码元的相位旋转量，对该输出的相位旋转量进行转换以对应于所接收最近频带。

两个相位旋转量被输入到相位旋转量确定单元305。其中一个相位旋转量是相位旋转量计算器302所输出的且对应于所接收最近码元的相位旋转量，另一个是与所接收最近码元相比之前一个码元的相位旋转量，且被转换以对应于所接收最近频带。相位旋转量确定单元305使这些输入平滑，且确定所接收最近码元的最终的相位旋转量。相位旋转量确定单元305根据所确定的相位旋转量计算校正值，且将该校正值输出到相位旋转校正单元306。

相位旋转校正单元306根据相位旋转量确定单元305输出的校正值对均衡器205输出的信号的相位失真进行校正。

在上述结构中，由于其他频带转换器303、转换相位存储器304以及相位旋转量确定单元305根据最近接收码元的频带进行操作，因此这些部件接收控制信号并指示该最近接收码元的频带，该控制信号是由多频带控制器211产生的。

以下将利用流程图描述上述跟踪电路206的相位跟踪方法。图8示出了跟踪电路206执行的跟踪方法的流程图。

步骤1到步骤3(S1、S2、S3)

跟踪电路206处于待机状态，直至接收电路启动了接收操作之后输入了将要校正相位旋转量的码元为止(参见图8，S1以及S2)。当收到将被执行相位跟踪的码元以及经过FFT204和均衡器205处理的信号被输入到相位跟踪电路206时，导频子载波检测器301对导频子载波进行检测。

步骤4(S4)

相位旋转量计算器302根据所检测的导频子载波对接收码元的相位旋转量进行计算(参见图8，S4)。所计算的相位旋转量被输出到其他频带转换器303和相位旋转量确定单元305。

步骤5到步骤7(S5、S6、S7)

其他频带转换器303根据多频带控制器211输出的控制信号对接收码元的频带进行确定，以及计算与除了接收码元的频带之外的频带相对应的相位旋转量(参见图8，S6₁、S6₂、S6₃)。所计算的相位旋转量被存储在转换相位存储器304中(参见图8，S7)。

步骤8(S8)

在相位旋转量确定单元305中，利用两个相位旋转量执行相位旋转量的平滑以及接收码元的校正值的确定。其中一个是在S4中计算的相位旋转量，以及另一个是存储在转换相位存储器中的并且是与所接收最近码元相比之前的一个码元的相位旋转量。

步骤9和10(S9、S10)

在相位旋转校正单元306中，根据在S8中确定的校正值执行接收码元的相位校正(参见图8，S9)。当完成了关于所有接收码元的相位校正时，相位跟踪操作结束。如果顺序地输入码元且下一个码元的相位校正没有结束，则跟踪操作返回S3且重复进行处理(参见图8，S10)。

执行上述操作的主要部件对应于其他频带转换器303和转换相位存储器304。因此，详细描述这些部件的操作。图9示出了其他频带转换器303和转换相位存储器304。其他频带转换器303具有转换表存储器901和乘法器902。例如，ROM可以被用作转换表存储器901。转换相位存储器304具有相位存储器903，锁存指示器904和选择器905。

转换表存储器901是用于存储图7所示的转换表的存储器。例如，根据接收码元的频带选择转换表存储器的预定地址，并且该转换表存储器输出存储在被选地址中的系数以计算另一个频带的相位旋转量。乘法器902用从转换表存储器901输出的系数乘以在相位旋转量计算器302中计算的相位旋转量，并且输出相乘之后的相位旋转量。

相位存储器903根据锁存指示器904的指示获得其他频带转换器303的输出，并且对其他频带转换器303的输出进行存储。锁存指示器904根据接收码元的频带向相位存储器输出指示，因此该指示表示了相位存储器903必须存储的相位旋转量。通过多频带控制器211，所接收频带信号SB被输入到转换表存储器901、锁存指示器904以及选择器905。

以下将利用图10描述上述操作的更具体的操作。图10示出了收到多个码元D1到D7时的信号。图10中，设置了由于跳频而导致的频带变化，诸如BAND1到BAND2、BAND2到BAND3以及BAND3到BAND1，以及顺序地接收码元D1到D7。进一步，在图10中，BAND1的中心频率F_BAND1、BAND2的中心频率F_BAND2以及BAND3的中心频率F_BAND3被缩写为例如F₁，F₂和F₃。

在图10中的时间t1处，占用了频带BAND1的码元D1被输入到跟踪电路206。在跟踪电路206中，通过导频子载波检测器301和相位旋转量计算器302来计算码元D1的相位旋转量θ₁。该θ₁被输入到其他频带转换器303(参见图9和10，SG1)。多频带控制器211将所接收频带信号SB输出到其他频带转换器303、转换相位存储器304，其中该所接收频带信号SB指示出接收码元D1占用了频带BAND1。

根据所接收频带信号SB选择转换表存储器901的预定地址。转换表存储器901输出1、F_BAND2/F_BAND1和F_BAND3/F_BAND1，这些系数对应于图7所示的转换表中的BAND1。(参见图9和10，SG2到SG4)。

当输入了占用频带BAND2或者BAND3的码元D1时，乘法器902计算与相位旋转量相对应的(F_BAND2/F_BAND1)*θ1以及(F_BAND3/F_BAND1)*θ1，并且输出(F_BAND2/F_BAND1)*θ₁以及(F_BAND3/F_BAND1)*θ₁(参见图9和10，SG5到SG7)。

当接收信号表示BAND1时，锁存指示器904输出锁存指示信号，其表示将对部分的相位存储器903进行覆盖写入。在这种情况下，要被覆盖写入的部分对应于存储了关于BAND2的相位旋转量的转换结果的部分(参见图9和10，SG5到SG9)。因此，相位存储器903获得了作为被转换为其他频带的结果的图9和10所示的SG6。在该实例中，输出了(F_BAND2/F_BAND1)*θ₁且相位存储器903存储了(F_BAND2/F_BAND1)*θ₁(参见图9和10，SG12)。

随后，在时间t2，码元D2被输入到跟踪电路。表示接收码元D2占用了频带BAND2的所接收频带信号SB被输入到转换相位存储器304的选择器905。选择器905选择SG9并输出SG9，所述SG9是关于BAND2的相位旋转量的转换结果。(参见图9和10，SG11)。根据关于所接收的最近码元D2的计算得到的相位旋转量和转换结果(F_BAND2/F_BAND1)*θ1，相位旋转量确定单元305确定所接收最近码元的最终的相位旋转量，其中该转换结果是：以与BAND2相对应的码元D1的相位旋转量的转换值。如图10所示，根据接收码元的频带重复相同的操作。由此，在本发明的接收电路中，即使使用MB-OFDM，通过利用所接收最近码元和与所接收最近码元相比提前一个码元所接收的一个码元，可以实现相位旋转量的适当的校正。

如所详细描述的，即使在逐个码元频带跳跃的MB-OFDM中，也可以计算所接收码元的相位旋转量和校正所接收码元的相位。本发明不局限于所述实施例，可以对其进行改变，例如，图9和10所示的乘法器902和相位存储器不需要对应于频带的数目，根据表示接收频带的信号的变化，要输入的系数和要获得的信息可以切换。

很明显本发明不局限于上述实施例，并且可以在不背离本发明的保护范围和精神的情况下作出修改和变化。

Claims

1.一种利用多载波信号接收信息的接收电路，其包括：

相位旋转量计算器，该相位旋转量计算器根据包括在第一频带中的导频子载波对被包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算；

转换器，其根据包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量对包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算。

2.根据权利要求1的接收电路，进一步包括：

转换相位存储器，其对转换器所计算的包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行存储。

3.根据权利要求1的接收电路，进一步包括：

相位旋转量确定单元，当多载波信号包括在第二频带中时，该相位旋转量确定单元根据由所述相位旋转量计算器计算的、包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量以及所述转换器的转换结果，对包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行确定，其中所述转换器用于根据被包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量对包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算。

4.根据权利要求2的接收电路，进一步包括：

相位旋转量确定单元，其根据所述相位旋转量计算器计算的、包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量以及所述转换器的转换结果，对包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行确定，其中所述转换器用于根据被包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量对包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算。

5.根据权利要求3的接收电路，进一步包括：

相位校正单元，其根据所述相位旋转量确定单元所确定的相位旋转量对包括在第二频带中的多载波信号的相位进行校正。

6.根据权利要求1的接收电路，其中

所述转换器包括转换表存储器，其存储有用于对包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算的系数。

7.根据权利要求2的接收电路，其中

8.根据权利要求3的接收电路，其中

9.根据权利要求2的接收电路，其中

当输入了包括在第二频率范围中的多载波信号时，根据被包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量，所述转换相位存储器输出包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量的计算结果。

10.一种利用多载波信号接收信息的接收方法，其包括：

根据被包括在第一频带中的导频子载波对被包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算；

根据包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量对被包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算。

11.根据权利要求10的接收方法，进一步包括：

对根据被包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量所计算的、包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行存储；

当输入了包括在第二频率范围内的多载波信号时，根据包括在多载波信号中的导频子载波对包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量进行计算；

根据包括在第二多载波信号中的导频子载波，基于所存储的相位旋转量以及包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量，确定第二多载波信号的相位旋转量。

12.根据权利要求10的接收方法，其中，

根据被包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量，通过用包括在第一频带中的多载波信号的相位旋转量乘以预定系数，从而实现对被包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量的计算。

13.根据权利要求11的接收方法，进一步包括：

基于所确定的包括在第二频带中的多载波信号的相位旋转量，对包括在第二频带中的多载波信号的相位进行校正。