CN101030955A - 用于ofdma上行链路接收机和基站的时间和频率同步方法 - Google Patents

Abstract

提供一种用于同步多用户通信系统中多个用户信号的方法、实现这种方法的组件。基于接入OFDMA上行链路接收机的激活用户的时延和频偏信息产生干扰矩阵。从该激活用户接收用户信号，并将它们分割成块，对每一个块应用所述干扰矩阵。OFDM解调该接收的用户信号并丢弃未使用的子载波。典型地，该方法还包括对用户信号块应用通过因子分解从干扰矩阵产生的校正矩阵而形成的因子分解矩阵，以及基于因子分解结果形成的逆矩阵，例如所述校正步骤包括将来自用户信号的每一个块乘以这三个矩阵中的每一个矩阵。然后级联校正的用户块以形成校正的向量信号。

Description

用于OFDMA上行链路接收机和基站的时间和频率同步方法

技术领域

本发明通常涉及校正在互连设备之间的无线通信中的同步误差，更具体而言，涉及在接收机，诸如正交频分多址(OFDMA)通信系统或网络的上行链路接收机中实现的，用于校正由于上行链路或反向链路中存在的时延和频偏引起的同步误差的软件、系统和方法。

背景技术

正在不断地努力以便提供下一代移动通信并提高在互连设备之中包括在无线设备之中已存在的通信。最近的发展必须不仅消除大楼或室内的电线或电缆，而且必须消除进入大楼或室内的电缆。WiMAX技术(还被称为802.16，因为它基于用于无线城域网的IEEE 802.16无线MAN标准)有希望允许这种跳跃到更多的无线通信，这些通信作为电缆调制解调和DSL(数字用户线路)的无线替换。WiMAX将有可能提供从天线起长达30英里、速度高至75mbps(每秒兆字节)的连接，以及在5英里之内提供更高的速率或速度，而电缆调制解调只可以提供1mbps的速度。因此，在电缆和电话公司不提供宽带因特网连接时，WiMAX技术提供一种使用无线天线拾取WiMAX信号来提供宽带因特网、数字电视、和其他数字通信的途径，该WiMAX信号然后在本地区域中由基站(BS)无线(或有线)分发到用户终端或设备(例如用户站(SS))。

WiMAX支持城域网(MAN)而不支持局域网(LAN)，并假设点到多点拓扑。控制基站(BS)不相互连接用户站(SS)，而是将其连接到与该基站链接的各种公共网络。在这种无线通信系统中，远程用户站(SS)，诸如蜂窝或移动电话通过发送接入信号到基站(BS)或“上行链路”接入网络。该接入信号实现重要的功能诸如请求BS进行资源分配，警告BS存在试图进入网络的SS，以及发起允许BS测量SS的某些参数(例如，传播引起的时偏、频率误差、发送功率等等)的处理，其中保持并调节这些参数以确保上行链路资源(例如，BS)的无干扰共享。不像普通的使用分配给SS的调度资源发送的数据业务，而是以自发的方式发送用于SS的接入信号并且经常将这种处理称之为随机接入。这种处理还可以认为是测距(ranging)，因为所述接入信号能够帮助BS测量与SS的传播距离(即，它的范围)，以便能够调节其发送时间以确保来自所有SS的信号在基站同步(即，上行链路定时同步)。来自SS的大量、多用户信号的同步已经出现了将在简单描述传输技术或协议之后讨论的大量问题。

在许多无线系统中已经广泛地提出了OFDM(正交频分多路复用)技术以提供高数据速率传输。OFDM使用一组重叠但正交的子载波来实现高的频谱效率。尤其近来，与TDMA(时分多址)和/或FDMA(频率多址)相结合，已经在许多宽带无线系统诸如WiMAX系统中提出OFDMA(正交频分多址)。OFDMA能够分为2种类型：子频带OFDMA和交织OFDMA。在子频带OFDMA中，沿频率轴的一组连续的子载波分配给某个用户，以便通过位于接收机或基站一侧的滤波器组分离来自不同用户的信号。显然，这种类型的OFDMA对于频率选择性信道是敏感的。为了利用信道分集增益的优点，交织OFDMA给某个用户分配一组交织的子载波，该组子载波允许大的子载波间隔用于每一用户，使得对于WiMAX更加期望交织OFDMA。

但是，同步问题可能出现在用户设备或用户站(SS)和特定的基站(BS)或其上行链路接收机之间。例如，由于从SS到BS的未对准，BS振荡器和SS的振荡器之间的不一致以及多普勒效应中的一个或多个，经常在上行链路中出现与时延和频偏有关的同步误差。与OFDM技术一样，OFDMA对于这些同步误差是如此脆弱或敏感，甚至小的频偏导致失去正交性，在OFDMA中，时域中的时延经常导致频域中复指数旋转或变化。另外，与下行链路(或前向链路)相反，当多个点或设备与单个基站通信时，上行链路中的接收信号经受多用户时延和频偏。而且，由于交织的子载波，交织OFDMA使得执行有效的信号同步变复杂。例如，如果两个连续的子载波分配给两个用户，它们可能经受两个不同的时延和频偏。两个子载波之间的信道间干扰(ICI)典型地导致产生两个用户之间的多址干扰(MAI)，这种干扰在同步期间会引起问题。

更具体而言，在一种强制的分配方案下，在WiMAX通信系统中使用基于贴砖(tile)的交织OFDMA(例如，如在IEEE802.16d/e上行链路)。在这种方案中，沿频率轴将每四个连续的子载波分成一组，并且将该组表示为贴砖。这些贴砖以给定的置换(permutation)基交织。然后，交织的贴砖重新分组成子信道，通过它们由BS分配无线电资源给用户或SS。通过这种方式，来自一个用户的数据均匀地分布到整个频带上。除此之外，为了利用时间分集的优点，在发送时间期间旋转分配方案。基于贴砖的交织OFDMA利用测距过程来检测和调节用户的传输参数。测距能够分为两种类型：初始测距和周期性测距。这些测距操作通过基站和用户交互地完成。通过测距过程(初始和周期性)，能够在可接受的原则内调节激活用户的时延和频偏，基站能够获得激活用户的残留时延和频偏的相对精确的估计。在这种测距中，使用宽松的原则带来相对长的时延和大的频偏，但是需要较少的测距信令。相反，使用严格的原则会产生短的时延和窄的频偏，但需要更多的测距信令。因此，在设计鲁棒的基站接收机或上行链路接收机中，必须解决的重要问题是如何有力和有效地消除由于多用户残留时延和频偏引起的MAI(或校正MAI)，这些能够不利地影响在基站的同步。

已经提出大量的技术解决MAI的问题，但是每一种技术已经产生新的困难或者还没有足以解决对无线通信产业的需求。一种提出的解决方案应用于交织OFDMA上行链路同步并涉及使用带状(banded)干扰矩阵。该矩阵利用用户频偏的先验知识构造，校正矩阵基于最小平方(LS)算法产生。利用这种提出的解决方案的一个不足是没有考虑到构造带状干扰矩阵中的时延。另一个不利之处是其高的计算复杂度使得难以在具有巨大数量可用子载波的OFDMA系统上实现它。在WiMAX系统诸如IEEE802.16d/e所定义的系统中，这是重要的，因为分配给用户的可用子载波被频繁地更新，并且校正矩阵的高度复杂的计算对于实时传输变得不适用。

在另一建议的解决方案中，在OFDMA上行链路同步期间应用SIC(逐次干扰消除)和SPIC(选择性并行干扰消除)算法。在这种建议下，即使不需要对矩阵求逆，也要利用信道估计器和解调器迭代上述算法。由于迭代特征，这种建议具有高的复杂度，因此难以估计，以至于不能容易地实现稳定的等待时间实施。而且，在这种建议的解决方案中，不可接受地忽略了由于时延和频偏引起的自失真。在另一建议的解决方案中，分配参考子载波给每一激活的用户，用于上行链路中的同步。在这些参考子载波上发送码分多址(CDMA)代码。基站接收机检测所述参考子载波中的时延和频偏，并要求激活用户调节其下行链路中的传输参数，直到该激活用户与基站同步。这个过程类似于上述测距过程。不幸的是，它需要长时间信令来完成用于每一用户的同步。此外，在移动系统中，难以调节出变化的多普勒频率，使得这种建议不合需要。另一建议的方法允许在各自的最接近于子频带(包括保护间隔)的子载波上发送上和下边缘旁瓣消除信号。在接收机一侧，在逆快速傅里叶变换(IFFT)之后，所述消除信号能够减小MAI。这种解决方案定义了产生上和下旁瓣消除信号的算法，以及将其插入到保护间隔中的方式，但是，使用这种方法的问题是需要改变信号传输结构，这使得该方法与标准化无线通信(诸如IEEE802.16等所定义的)不兼容。

所以，需要结合了诸如解决多用户或SS之间MAI问题的方法的改进的上行链路方法和上行链路接收机和基站，其中MAI能够阻止在上行链路接收机或基站(BS)中的精确同步。优选地，将这种方法设计成在上行链路接收机(例如，OFDMA上行链路接收机)提供时间和频率同步，同时使其具有低复杂度和可接受的小存储器要求。

发明内容

本发明通过提供具有低复杂度和低存储器要求，但提供特别适合于上行链路接收机中交织OFDMA的有效的时间和频率同步的方法(和相应的软件和硬件组件)解决了上述问题。该方法通常涉及：产生有关时间和频率同步误差的干扰矩阵，并且在干扰或校正矩阵中丢弃或不包括对应于未使用子载波的项目。在本发明的某些实施例中，所述校正矩阵为带状以及还被分割成若干较小维数的子矩阵，以减小计算复杂度和提供存储器节约。在大多数情况下，基于最小平方(LS)算法来计算所述校正矩阵。实际上，该技术的另一优点是当子载波分配随时间改变时，能够容易和迅速地更新所述校正矩阵。

本发明的方法提供了用于处理多用户信号的同步算法。在OFDMA上行链路接收机(例如，基站或BS)中接收的信号是多用户、多路复用的信号，即来自WiMAX或类似系统中激活用户的信号在时域上重叠。原理上，这些用户信号在频率上不重叠并且能够分离开来，即在接收机侧进行OFDM解调(例如，FFT变换)之后。但是，由于同步误差，诸如各种时延和频偏，在频城上的这些多用户信号在OFDM解调之后显示出太多的失真和干扰而不能可靠地分离。因此，本发明的一个目的是例如在上行链路接收机或BS或WiMAX网络中的其它地方插入同步模块，该模块用于校正在从OFDM解调器发出的“多用户”频域信号上的这些失真和干扰。在这种同步之后，能够执行在频域上进行的多用户分离，其中利用本发明的同步方法或算法(即，通过插入的同步模块的操作)有效地实现这种分离。

更具体而言，提供了一种在多用户通信系统中用于同步在时域上重叠的多用户信号的方法。该方法包括：基于通信系统中的激活用户，诸如接入特定OFDMA上行链路接收机的那些用户的时延和频偏信息产生干扰矩阵。该方法继续接收来自所有激活用户的重叠信号(即，多用户信号)，将该重叠的信号或多用户信号分割成多个决，然后，应用干扰矩阵到每一个块。典型在分割处理之前解调该接收的多用户信号，以及另外对其进行处理，以便丢弃识别的未使用子载波。应用干扰矩阵可以包括首先通过应用最小平方算法到干扰矩阵来产生校正矩阵，然后将每一个块乘以校正矩阵。在其他实施例中，应用较小维数的矩阵以便消除干扰(诸如MAI)，在这些实施例中，通过因子分解校正矩阵形成因子分解矩阵并基于因子分解结果形成逆矩阵。然后，校正步骤(即，应用干扰矩阵)包括将来自多用户信号的每一块乘以这三个矩阵中的每一个矩阵。然后级联经校正的用户块以形成校正的向量信号。

根据本发明的另一个方面，提供在交织OFDMA上行链路接收机中使用的同步设备或单元。该设备包括模块(例如，硬件和/或软件组件)，其被配置用于基于上行链路接收机正在其中工作的通信系统(诸如根据IEEE802.16标准配置的WiMAX系统)中的用户分配，通过删除未使用的子载波处理多用户信号向量从而产生多个块。在该设备中提供另一个模块，用于通过将每一块乘以校正因子顺序地输出校正的块，该因子已经先前产生用于校正通信系统中的时延和频偏。该设备还包括一个模块，它级联校正的块以形成校正的信号向量。在某些实施例中，所述校正因子包括基于通信系统中激活用户的时延和频偏信息形成的校正矩阵。在其他实施例中，代替单个校正矩阵使用三个矩阵，这些矩阵包括干扰矩阵、因子分解矩阵、和逆矩阵。所述干扰矩阵典型为选择用于消除诸如多用户信号向量中MAI之类干扰的带状矩阵，并具有减小的维数，因为与未使用子载波相关的子信道或项没有包括在干扰矩阵中。

附图说明

图1以方框图的形式示例了包括基站的无线通信系统，诸如基于OFDMA的网络或系统，该基站具有根据本发明配置的上行链路接收机；

图2示例了示意性的时间和频率同步单元，诸如可以在图1基站的OFDMA上行链路接收机中使用的单元，其结构和操作以方框形式示出；

图3示例了本发明的同步或校正模块的级联实现，其中该模块可以例如在图2的时间和频率同步单元中使用。

具体实施方式

本发明针对用于更好处理来自多个用户设备或用户站(SS)的信号(诸如可以称为多用户信号的接入信号)的通信方法(和实现这些方法的组件)。为此，本发明提供了一种实现接收用户信号的基站和一个或更多SS之间的联合时间和频率同步的技术。本发明的同步技术特别适合用于交织OFDMA无线通信系统，甚至更特别地用于在通信系统内的基站(BS)的上行链路接收机中使用，该通信系统实现基于贴砖的交织OFDMA上行链路。为此，同步和/或校正技术通常包括校正或消除由于多用户残留时延和频偏引起的多址干扰(MAI)。

图1示例了其中可以使用本发明的同步技术的通信系统110。如图所示，系统110包括与一个或更多公共或专用网络，例如因特网140和通信网络146通信的基站或BS 120，在典型实施例中，与网络140、146的链路是有线或无线通信链路，诸如IEEE802.16等中定义的在BS和网络之间的那些链路等等(例如，WiMAX网络BS链路)。BS 120还经由用户或SS信号138与SS134通信，并且再者，信号138可以是如通过标准诸如WiMAX标准IEEE802.16定义的无线的、随机访问信号等等。BS 120包括上行链路接收机124和接收机124可存取的存储器128。上行链路接收机124的作用是同步信号138，为此，它包括时间和频率同步单元126。在以下描述中参考图2和3更详细地讨论同步单元126的操作并且这是本发明的重要方面。系统110的特定结构并不限制于本发明，系统110通常表示代表性的WiMAX通信系统，诸如可以建立系统来以有线或无线的方式，经由基站120为多个用户和/或SS134提供宽带因特网140或网络接入或数字电视接入146。

为了实施本发明，计算机、网络设备和通信设备，例如用户/客户机设备或用户站(SS)和基站(BS)可以是有助于提供所描述功能的任何设备，包括众所周知的数据处理和通信设备和系统，例如计算机系统、个人数字助理、个人计算机、膝上型计算机、和笔记本电脑及具有处理、存储器、和输入/输出组件的移动计算设备，配置用于保持然后发送数字数据的服务器设备。数据典型以符合标准的有线和无线通信和传送协议的数字格式传送，该协议例如是TCP/IP、HTTP等等，或者IP或非IP无线通信协议诸如TCP/IP、TL/PDC-P、WSP、蓝牙、IEEE802.11b、802.16(WiMAX)、和/或其他I EEE标准、和/或其他仍有待开发或发展的协议或格式，但是这并无意图作为本发明的限制。典型的实施例被配置用于支持通信系统中的同步/校正(诸如MAI消除)，该系统实现IEEE802.16的基于贴砖的交织OFDMA及其测距过程，但是本发明的教导可以在其他通信系统中实现，诸如由于存在多用户信号引起的干扰可能存在并成为问题的这些系统。

如在以下段落中所讨论的，用于根据本发明的交织OFDMA上行链路接收机(诸如上行链路接收机124的同步单元126所提供的)的同步算法优选地将：(a)同步接收机与多用户时延(或不对准)和频偏；(b)考虑低复杂度和小存储器消耗的实现；以及(c)提供稳定的等待时间用于实时处理。使用根据本发明配置的上行链路接收机具有至少以下优点：(a)它是作为时延因子的时间和频率联合同步，即通过一个同步过程减轻复指数旋转或变化和频偏；(b)它不是迭代算法，因此能够获得稳定的等待时间；和(c)与现有的同步和消除算法比较，本发明的建议能够显著地降低计算复杂度并节约存储器消耗，同时保持可接受的性能。

在以下讨论中，强调同步技术的重要方面，这些方面包括(但不限制于)：(a)这些技术不仅减轻了频偏而且还减轻了复指数旋转；(b)这些技术丢弃了未使用的子载波，以便减小干扰矩阵的维数；(c)在某些情况下，将所述干扰矩阵分割成若干小尺寸的矩阵，并且所述技术一个一个地对其进行处理，这显著地降低了计算复杂度并节约了存储器使用；(d)代替输出完整的校正矩阵，所述同步单元典型操作输出3个矩阵，其中之一是带状矩阵，尽管这些输出消耗更多的存储器(诸如存储器128)，但是该处理避免2个矩阵的相乘以控制复杂度。

利用在上行链路接收机124中包含同步单元126的通信系统110的这种概述和它有利的理解，现在将详细描述时间和频率联合同步算法或方法的实施例。这种描述包括列表有用的方程以及，如将变得显而易见的是，在交织OFDMA方面来定义，并认为这是本发明同步方法的一种有用的实现(例如，在用于OFDMA上行链路的基站的接收机中使用)。

首先考虑多用户交织OFDMA信号模型，以给定的方式首先交织可用的子载波，然后分组成子信道，基站通过这些子信道将无线电资源沿频率轴分配给若干同时存在的用户或SS。为了避免频带泄漏，在频带两个边缘上应用虚拟的子载波并将它表示为左保护和右保护。因此，用于数据和导频M的剩余可用子载波的数量将是：

            M＝N-N_左-N_右-N_DC                   方程1

这里N是OFMD调制大小，N_左是左保护大小，N_右是右保护大小，以及N_DC是中心频率。

每个通信系统可以定义其自己的方案以(交织和)将不相交的子载波分组成子信道(例如，若干不相交物理子载波的逻辑组)。利用频率分集，可用子载波的每个子信道(Ω_i)具有相同数量的均匀分布在整个频带上的不相交子载波(N_子载波)。而且，一些系统考虑丢弃一些“不良的”子信道。

                 Ω_m∩Ω_n＝0，m≠n                  方程2

这里，N_子信道是所使用子信道的总数以及N_丢弃是丢弃子信道的数量，从而M能够通过以下方程给出：

           M＝N_子信道N_子载波+N_丢弃N_子载波         方程3

这里，Ω_i ^(k)表示为分配第i个子信道给第k个用户，以及 ${\mathrm{\Ω}}^{\left(k\right)}=\underset{i}{\∪}{\mathrm{\Ω}}_i^{\left(k\right)}$ 指定用于第k个用户的子信道组。

在上行链路中，根据以下方程，激活用户k输出其信号(α^(k))到分配给它的子信道(Ω^(k))上，以及分配零给其他的子信道：

 方程4

没有同步误差和白噪声，在时域上从第k个用户所接收的OFDM符号通过以下方程给出：

$R^{\left(k\right)}\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\·\underset{m=-\frac{M}{2}}{\overset{\frac{M}{2}}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m^{\left(k\right)}\·H_m^{\left(k\right)}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·m\·n}{N}}$  方程5

这里，H_m ^(k)是从用户k到基站的信道的第m个子载波上的信道响应，以及n是采样指数。

在时域上在基站的接收机多路复用来自N_user个用户的信号：

$R\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{user}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}^{\left(k\right)}\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\·\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{user}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=-\frac{M}{2}}{\overset{\frac{M}{2}}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m^{\left(k\right)}\·H_m^{\left(k\right)}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·m\·n}{N}}$  方程6

现在，可以有利于讨论异步信号模型。由于多用户不对准，在上行链路中存在时延：

$R^{\left(k\right)}[n-{\mathrm{\τ}}_k]=\frac{1}{\sqrt{N}}\·\underset{m=-\frac{M}{2}}{\overset{\frac{M}{2}}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m^{\left(k\right)}\·H_m^{\left(k\right)}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·m\·n}{N}}\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\·m\·{\mathrm{\τ}}_k}{N}}$  方程7

这里τ_k是从用户k到基站的上行链路上的归一化时延。

多路复用的信号然后变成：

$R\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{user}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}^{\left(k\right)}[n-{\mathrm{\τ}}_k]=\frac{1}{\sqrt{N}}\·\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{user}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=-\frac{M}{2}}{\overset{\frac{M}{2}}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m^{\left(k\right)}{\·H}_m^{\left(k\right)}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·m\·n}{N}}\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\·m{\·\mathrm{\τ}}_k}{N}}$  方程8

关于这个异步信号模型的频偏，假设第k个用户发送机和其基站接收机之间的频偏Δf^(k)已经在(-0.5ΔF，+0.5ΔF)的范围内同步，这里ΔF是测距过程中子载波间隔，从用户或SS接收的信号能够表示为：

$R\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\·\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{user}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2{\mathrm{\π}\·\mathrm{\ξ}}^{\left(k\right)}\·n}{N}}\underset{m=-\frac{M}{2}}{\overset{\frac{M}{2}}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m^{\left(k\right)}\·H_m^{\left(k\right)}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·m\·n}{N}}\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\·m{\·\mathrm{\τ}}_k}{N}}$  方程9

这里ζ^(k)是归一化的频偏(ζ^(k)＝Δf^(k)/ΔF，-0.5＜ζ^(k)＜0.5)。

本实施例的同步方法或算法现在可以继续产生干扰矩阵(Γ)。在OFDM解调之后(例如在大多数情况下采用N点FFT变换)，第1个子载波的信号(r₁)通过以下方程给出：

$r_1=\underset{m=-\frac{M}{2}}{\overset{\frac{M}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{user}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{S_m^{\left(k\right)}{\·H}_m^{\left(k\right)}}{N}\left(\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{(l-m)-{\mathrm{\ζ}}^{\left(k\right)}}{N}n}\right){\·e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}\·m\·{\mathrm{\τ}}_k}{N}}$  方程10

如果我们现在让

$I(m,l)=\frac{1}{N}\·\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{(l-m)-{\mathrm{\ξ}}^{\left(k\right)}}{N}n}\·e^{-j2\mathrm{\π}\frac{m\·{\mathrm{\τ}}_k}{N}},k=\underset{k}{\arg }(l\∈{\mathrm{\Ω}}^k)$

则方程10变为：

$r_1=\underset{m=-\frac{M}{2}}{\overset{\frac{M}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{user}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m^{\left(k\right)}{H}_m^{\left(k\right)}\·I(m,l)$  方程11

从方程4，可以得知 $\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{user}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_l^{\left(k\right)}\·H_l^{\left(k\right)}=a_l\·H_l^{\left(8\right)}$ 和 $g=\underset{g}{\arg }(l\∈{\mathrm{\Ω}}^8)$ (用户编号g，为其分配的子载波组包括子载波1)

$r_l=\underset{m=\frac{M}{2}}{\overset{\frac{M}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{user}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m^{\left(k\right)}\·H_m^{\left(k\right)}\·I(m,l)=a_l\·H_i^{\left(\underset{g}{\arg }(l\∈{\mathrm{\Ω}}^g)\right)}\·I(l,l)+\underset{m=\frac{M}{2},m\≠l}{\overset{\frac{M}{2}}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\·H_m^{\left(\underset{k}{\arg }(m\∈{\mathrm{\Ω}}^{\left(k\right)})\right)}\·I(m,l)$  方程12

上述方程的第一项解释为由于时延和频偏联合引起的自失真(自干扰)，第二项认为是其他子载波产生的干扰。然后，如果我们让

$B={[r_0,r_1,......,r_{M-1}]}_{1\×M}^T$ 和

$A={[a_0\·H_0^{\left(\underset{k}{\arg }(o\∈{\mathrm{\Ω}}^{\left(k\right)})\right)},a_1\·H_1^{\left(\underset{k}{\arg }(1\∈{\mathrm{\Ω}}^{\left(k\right)})\right)},......,a_{M-1}\·H_{M-1}^{\left(\underset{K}{\arg }(M-1\∈{\mathrm{\Ω}}^{\left(K\right)})\right)}]}_{1\×M}^T$

以及干扰矩阵Γ_M×M，其第(m，1)个元素是I(m，1)。

最后，频域的接收信号的向量表示是：

              B＝ΓA+N                             方程13

这里频域白噪声向量 $N={[n_0,n_1,......,n_{M-1}]}_{1\×M}^T$ 以及n_m是第m个子载波的白噪声。

同步方法或算法然后继续产生校正矩阵。根据估计理论，本发明应用最小平方(LS)算法到方程13。校正矩阵∏由以下推导得出：

            ∏＝Γ^H(ΓΓ^H)^-1                       方程14

以及校正的信号向量A’是

            A’＝∏B                               方程15

所述同步方法可以通过方程15所述实现，但是在某些情况下，希望进一步优化干扰矩阵的产生。这可以在某些实施例中通过丢弃未使用的子信道完成。例如，在某些通信系统中，例如基于IEEE802.16(即，802.16d/e)的系统，在一个上行链路帧发送期间丢弃一些子信道(参见方程2)。在方程13中没有必要取未使用的子信道项。因此，能够将方程13的向量维数从M减小到M’＝N_子载波N_子信道(M＝M’+N_丢弃N_子载波，见方程3)。

在其他情况下，能够简化输入项计算以优化干扰矩阵的产生或至少减小其计算复杂度。根据I(m，1)的定义，该矩阵的每一项是N个复数的和。幸运的是，I(m，1)能够简化为：

$I(m,l)=\frac{\sin \left(\mathrm{\π}(m-l-{\mathrm{\ξ}}^{\left(k\right)})\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{N}(m-l-{\mathrm{\ξ}}^{\left(k\right)})\right)}\·e^{-\mathrm{j\π}(1-\frac{1}{N})(m-l-{\mathrm{\ξ}}^{\left(k\right)})}\·e^{-j2\mathrm{\π}\frac{m\·{\mathrm{\τ}}_k}{N}},k=\underset{k}{\arg }(l\∈{\mathrm{\Ω}}^{\left(k\right)})$  方程16

另一种通过降低计算复杂度和节约存储器以优化产生干扰矩阵的技术是使干扰矩阵Γ成带状。这是因为这种事实，即第1个子载波对第m个子载波所产生的干扰功率在频率轴上以距离(|1-m|)的函数显著地降低。

 方程17

在其他实施例中，可以期望进一步改进同步方法，这可通过优化或改进逆矩阵而实现。例如，和干扰矩阵一样，使逆矩阵为带状可能是有用的。如上所讨论，逆矩阵Θ＝ΓΓ^H是频带为d的带状矩阵，以及d的选择主要通过网络配置情形执行。折衷的是如利用较大的d则增加性能，但存在更大的复杂度。定性地，能够选择相对大的d用于无线系统，其中大多数的用户是快速移动的和/或子载波间隔相当的窄(参见方程9)。在一种实现中，优选为使用d＝4。例如，在IEEE 802.16d/e实现中，频带d＝4是有利的，因为这种实现中的贴砖结构在频域上具有4个子载波。

在其他情况下，可能期望分割逆矩阵成两个或更多较小维数的矩阵以减小计算复杂度。如上所述，逆矩阵Θ＝ΓΓ^H的计算复杂度和存储器消耗将增加由使用的子载波数量所确定的矩阵维数。例如，在示意性的最差情况下，在IEEE802.16d系统中使用最大1680个子载波，以及每3个OFDM符号持续时间就上载一次它的分配方案。对巨大维数的带状矩阵求逆的复杂度和存储器使用使得在实时系统上进行实现成为问题。记住，一种替换是分割逆或求逆矩阵Θ成若干小维数的矩阵：

$\mathrm{\Θ}={\left[\begin{array}{ccccc}{\mathrm{\Θ}}_{P\×P}^0& & & & \\ & {\mathrm{\Θ}}_{P\×P}^1& & & \\ & & \·\·\·\·\·& & \\ & & & {\mathrm{\Θ}}_{P\×P}^{u-1}& \\ & & & & {\mathrm{\Θ}}_{L\×L}\end{array}\right]}_{M^{\′}\×M^{\′}}$

 方程18

所以，Θ的逆矩阵能够如下近似为：

${\mathrm{\Θ}}^{-1}\≈{\left[\begin{array}{ccccc}{\left({\mathrm{\Θ}}_{P\×P}^0\right)}^{-1}& & & & \\ & {\left({\mathrm{\Θ}}_{P\×P}^1\right)}^{-1}& & & \\ & & \·\·\·\·\·& & \\ & & & {\left({\mathrm{\Θ}}_{P\×P}^{u-1}\right)}^{-1}& \\ & & & & {\left({\mathrm{\Θ}}_{L\×L}\right)}^{-1}\end{array}\right]}_{M^{\′}\×M^{\′}}$  方程19

图2示出了用于实现本发明同步和其他技术的一个有用的同步结构。具体而言，该示例的结构通过提供同步单元或元件(例如，参见图1的单元124和126)可以用于实现上行链路接收机。在图2中，可以提供时间和频率同步单元210作为OFDMA接收机的一部分或作为通信系统中的独立组件。同步单元210可操作用于接收用户信号214，例如接收信号214是来自一个或若干SS或客户机设备的重叠信号，并处理这些信号214以校正接收的多用户信号214中的干扰，例如MAI。从同步单元210输出经校正的信号或校正的信号向量218，并且典型地，将其提供给与单元210和用户或SS相关的上行链路接收机(在图2中未示出)。

同步单元210示为包括大量的模块(即，模块1-8)，它们提供本发明同步方法的功能或一部分。这些模块可以通过使用提供所述功能的硬件组件和/或软件而实现。正如所示例，该同步单元包括第一模块220，用于接收用户信号214并输出解调的信号224到第二模块230，在大部分实施例中，这涉及到应用OFDM解调给用户信号214(参见例如方程1到10)。第二模块230和第三模块240可以接入或接收同步单元210(或其相关的上行链路接收机)支持的所述通信系统的多用户方案246作为输入。

第二模块230基于分配方案处理调制的信号224，以丢弃任何未使用的子载波和/或分段，这有助于优化以后的在第四模块250中的干扰矩阵产生(例如，参见以上通过在方程13中不引入在上行链路帧发送期间丢弃的子信道来优化干扰矩阵产生的讨论)。已被模块230调制和处理的用于流水线处理的用户信号232传送到用于消除干扰(诸如MAI)的第四模块250，即在模块220的OFDM解调之后，从信号向量中丢弃未使用的子载波。其剩余的子载波被分割成u个P个子载波的块和1个L个子载波的块(在方程18中)。块232被连续地馈送到同步模块250，其中在三个子矩阵262、272、282中，通过模块260、270、280将每一个块(向量)乘以正如在图2中以示例提供的它的相应校正矩阵。然后，这些校正的块256馈送到最后的模块或第八模块290，在该模块中级联所述的块成为从同步单元210输出的信号向量或校正的信号向量218。

第五模块260接收干扰矩阵248。利用激活用户的时延242和频偏244以及多用户分配方案246的知识，由同步单元210的第三模块240产生干扰矩阵248(参见时延方程7和8以及频偏方程9，和方程16所产生的)。如参考方程17所讨论的，在丢弃对应于未使用子载波的项之后，模块260可进行操作使得干扰矩阵248为带状。输出到第六模块270的矩阵268(例如，参考方程18讨论的若干较小维数的矩阵)是带状的并被分割成u个P×P维的带状矩阵和1个L×L维的带状矩阵。第六模块270还用来因子分解矩阵268并输出分解结果274到产生逆矩阵的第七模块280，如参考方程19所讨论的。然后，如图所示，对应于带状干扰矩阵Γ^j(如在248所示)的带状的校正矩阵Θ^j能够通过3个矩阵(Γ^j)^H、(L^j)^-1、和(U^j)^-1输出(如在来自模块260、270、280的262、272、282所示)。

如图3所示，能够将校正模块350，诸如图2的模块250变成级联的等效结构以极大地降低计算复杂度。如图所示，分割的用户块332(诸如图2的模块220和230所产生的)具有三个以级联方式应用的校正矩阵360、370、380，其输出374、374被馈送到下一个校正模块或矩阵，直到从校正单元输出校正的用户块356(诸如用于进一步处理，包括如图2所示的级联)。应该注意到，(Γ^j)^H是带状矩阵，在第三校正矩阵或模块380中(Γ^j)^H的相乘可简化或减小复杂性。如图所示，通过因子分解矩阵360、逆矩阵370，以及然后通过干扰矩阵380级联分割的用户块，不需要相乘两个矩阵来执行校正。

尽管已经以一定程度的特殊性描述和示例了本发明，但是应该明白本发明公开的内容仅仅通过实例的方式给出，本领域的普通技术人员在不背离如以下请求保护的本发明精神和范围的情况下，能够采用部件的组合和安排中的大量变化。

Claims (20)

1、一种在多用户通信系统中用于同步在时域上重叠的多个用户信号的方法，该方法包括：

基于所述多用户通信系统中的激活用户的时延信息和频偏信息产生干扰矩阵；

接收来自该激活用户的多用户信号；

将该多用户信号分割成多个块；以及

应用所述干扰矩阵到每一个块。

2、根据权利要求1所述的方法，还包括在分割所述多用户信号之前，解调接收的多用户信号，识别解调的多用户信号中未使用的子载波，和丢弃未使用的子载波。

3、根据权利要求1所述的方法，其中，应用干扰矩阵包括通过对该干扰矩阵应用最小平方算法来产生校正矩阵，然后将每一个块乘以该校正矩阵。

4、根据权利要求1所述的方法，其中，应用干扰矩阵包括将每一个块乘以所述干扰矩阵。

5、根据权利要求4所述的方法，还包括通过因子分解从所述干扰矩阵产生的校正矩阵产生因子分解矩阵，该方法还包括将每一个块乘以因子分解矩阵。

6、根据权利要求5所述的方法，还包括基于校正矩阵的因子分解产生逆矩阵，该方法还包括将每一个块乘以该逆矩阵。

7、根据权利要求6所述的方法，还包括在乘以所述矩阵之后，级联所述块以产生经校正的信号向量。

8、根据权利要求1所述的方法，其中，所述干扰矩阵是带状矩阵，其中其频带被选择以减小计算的复杂度。

9、一种在多用户、交织正交频分多址(OFDMA)上行链路接收机中所使用的时间和频率同步的方法，包括：

产生用以校正与上行链路接收机相关的激活用户的时延和频偏的校正因子；

对来自所述激活用户的信号向量执行正交频分多路复用(OFDM)解调；

通过丢弃解调信号向量中未使用的子载波，从该解调的信号向量中产生一组块；以及

将每一个块乘以所述校正因子。

10、根据权利要求9所述的方法，其中，所述校正因子包括一组矩阵，该矩阵包括基于时延和频偏产生的干扰矩阵，将每一个块乘以所述校正因子包括将每一个块乘以每一个矩阵。

11、根据权利要求10所述的方法，其中，该组矩阵还包括基于所述干扰矩阵产生的因子分解矩阵。

12、根据权利要求11所述的方法，其中，该组矩阵还包括基于所述因子分解矩阵产生的逆矩阵。

13、根据权利要求10所述的方法，其中，通过丢弃未使用的子载波而减小所述干扰矩阵的维数。

14、根据权利要求10所述的方法，其中，所述干扰矩阵是具有频带＝4以减小计算复杂度的带状矩阵。

15、根据权利要求9所述的方法，还包括在乘以每一个块之后，级联这些块以产生经校正的信号向量。

16、一种用于在无线数字通信系统中使用的交织OFDMA上行链路接收机的同步设备，包括：

基于所述通信系统中的用户分配，通过删除未使用的子载波，处理多用户信号向量以产生多个块的模块；

通过将每一个块乘以所产生的校正因子以同时校正通信系统中的时延和频偏从而顺序地输出校正块的模块；和

将校正的这些块级联以产生校正的信号向量的模块。

17、根据权利要求16所述的设备，其中，所述校正因子包括基于所述通信系统中激活用户的时延和频偏产生的干扰矩阵。

18、根据权利要求17所述的设备，其中，所述校正因子还包括因子分解矩阵，该矩阵通过因子分解从干扰矩阵产生的校正矩阵形成，还包括基于校正矩阵的因子分解形成的逆矩阵，输出校正块的所述模块将每一个块乘以所述干扰矩阵、因子分解矩阵、和逆矩阵。

19、根据权利要求17所述的设备，其中，所述干扰矩阵是配置用于消除用户信号向量中多址干扰的带状矩阵。

20、根据权利要求17所述的设备，其中，所述干扰矩阵不包括与未使用的子载波相关的项。

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