CN106413006A - 一种均匀子带叠加的ofdm通信方法及系统 - Google Patents

一种均匀子带叠加的ofdm通信方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种均匀子带叠加的OFDM通信方法及系统，属于无线通信技术领域。本发明把高速的码流通过均匀子带划分变成较低速的码流，以此降低信号采样速率；然后每个子带和多相多级滤波器进行卷积，以降低每个子带的带外衰减，提高整个系统的频谱利用率；最后每个子带进行相应的频谱搬移叠加，经过无线信道发射，接收端是发射端的逆过程。本发明的实施所带来的技术效果是：通过均匀子带划分，可以降低信号采样率，使得滤波器阶数降低；在进行滤波时，采用多相多级的滤波方式，可以提高计算速度，降低计算复杂度；通过选择合适的滤波器，降低信号的带外衰减，频谱利用率提高到99％左右。

Description

一种均匀子带叠加的OFDM通信方法及系统
技术领域
本发明属于无线通信领域，具体涉及一种均匀子带叠加的OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing)通信技术。
背景技术
随着无线通信和互联网的发展，无线传输数据以指数级增长，且对通信数据传输的性能和速率要求越来越高。为了传输更多的数据，有以下方法：第一，增大信道的带宽，但是现实中频谱资源短缺，不能无限的增大信道带宽，所以当前频谱资源难以满足日益增长的数据，成为无线通信发展的一个瓶颈；第二，通过新的波形设计方法，提高频谱利用率，降低带外衰减，使得信号在相同的带宽内，传输更多的数据，这种方法可以在不增加频谱资源的情况下，提高频谱利用率。
OFDM(正交频分复用)已经广泛的用于3GPP LTE(3GPP长期演进)、DTMB(数字电视地面广播)、DVB(数字视频广播)、WiMAX(全球微波互联接入)等无线系统中。虽然OFDM通过正交频分复用的方法，提高了频谱利用率，且可以对抗多径衰落信道，但是其频域为sinc函数，使得发射信号的带外衰减较慢，具有较高的带外辐射，为了降低频带之间的干扰，需要预留较多的保护带。在LTE标准中，10％的带宽用于降低LTE系统的带外衰减，造成频谱资源浪费；在DTMB和DVB标准中，信道带宽分别存在5.5％和4.87％的浪费。OFDM系统对载波频偏非常敏感且需要严格的同步。为了降低带外衰减，提高频谱利用率，可以在OFDM系统中添加一个滤波器，这种直接滤波的方法可以降低带外衰减，以达到降低保护带的间隔，提高频谱利用率的目的。但是如果整个信道带宽直接滤波器，所用滤波器的阶数较高，使得计算复杂度非常高，为硬件实现增加了难度。
发明内容
本发明的发明目的在于：针对上述存在的问题，提供一种均匀子带叠加的OFDM通信方法及系统，以提高频谱利用率，同时降低计算复杂度。
本发明的一种均匀子带叠加的OFDM通信方法，包括下列步骤：
发射端步骤：
将整个信道带宽均匀划分为K个子带，子载波间隔设置为Δf，子带间保护带间隔为NFGI，信道边缘保护带间隔为NFGI′，每个子带的子载波数符号表示下取整，其中整个信道的最大传输子载波数
设置每个子带的信号采样率为其中m表示降低倍数，N表示移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数(不同的标准，N的取值不同)，通过调整m的取值，使得N/m的值最接近子带的子载波数现有的子带信号采样率通常为NΔf，本发明通过降低子带信号采样率，从而使得采用的滤波器的阶数降低，进而降低计算复杂度。
对待发送的二进制比特流数据b进行调制得到复数信号d，将复数信号d均匀划分到K个子带，每个子带的子载波个数为得到K个子带的复数信号di，子带标识符i＝1,2,…,K，其中复数信号di的信号采样率为fs；
分别对K个复数信号di进行OFDM调制(逆傅里叶变换、添加循环前缀得到信号其中逆傅里叶变换的采样点数为N/m；
基于F级滤波器，每级滤波器的采样值Lj,j＝1,2,…,F且对信号进行F级的逐级速率匹配处理：从第1级开始，基于当前级的采样值Lj进行上采样后，再通过第j级的滤波器进行卷积处理。即先对信号根据第1级的采样值L1进行上采样后，再通过第1级滤波器；接着对第1级滤波器的输出基于采样值L2进行上采样后，再通过第2级滤波器；依次类推，完成逐级速率匹配；本发明通过逐级速率匹配，使得每个子带的信号采样率相同，其采样率均为fs＝NiΔfi，i＝1,2,…,K，即达到和移动通信系统标准中相同的采样率
为了进一步提高处理效率，在进行F级的逐级速率匹配处理时，先对各级滤波器进行多相分解，得到第j级的Lj个子滤波器，其中第j级的子滤波器的长度为 表示第j级滤波器的长度；在进行第j级卷积滤波时，通过j级的Lj个子滤波器并行进行。
对第F级滤波器输出的信号进行频谱搬移处理，得到信号将K个子带的信号叠加得到发射信号并发射。
发射信号经信道传输得到信号
接收端步骤：
接收信号并对信号进行发射端相同的频谱搬移处理，得到各子带的接收信号其中i＝1,2,…K；
基于与发射端匹配的F级滤波器、每级滤波器的采样值Lj，对信号进行F级的逐级速率匹配处理，得到信号从第F级开始，先通过第j级的滤波器进行卷积处理，再基于当前级的采样值Lj进行下采样，即实现发射端的逆逐级速率匹配；
对信号去循环前缀、傅里叶变换，得到频域信号其中傅里叶变换的采样点数为N/m；再对K个频域信号进行串并转换得到信号
对信号进行解调制得到估计的二进制比特流数据
本发明把高速的码流通过均匀子带划分变成较低速的码流，以此降低信号采样速率；然后每个子带和多级滤波器进行卷积，以降低每个子带的带外衰减，提高整个系统的频谱利用率；最后每个子带进行相应的频谱搬移叠加，经过无线信道发射，接收端是发射端的逆过程。在进行滤波时，采用多相多级的滤波方式，可以提高计算速度，降低计算复杂度。
对应上述通信方法，本发明还公开了一种非均匀子带叠加的OFDM通信系统，包括发射端、接收端，其中发射端包括比特流生成单元、信号调制单元、多路分配器、OFDM调制单元、频谱搬移单元和发射单元；接收端包括接收单元、复用器、信号解调单元、OFDM解调单元、频谱搬移单元；同时，发射端、接收端还分别还包括速率匹配单元，其中速率匹配单元包括F组采样单元和滤波器，采样单元的采样值为Lj,j＝1,2,…,F，且m表示降低倍数，且满足N/m的值最接近子带的子载波数(Nsc为整个信道的最大传输子载波数)，N表示移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数，将F组采样单元和滤波器定义为1～F级速率匹配子单元；
发射端：
比特流生成单元用于生成二进制比特流数据b，并经信号调制单元调制得到复数信号d；
多路分配器将复数信号d均匀划分为K个子带，每个子带的复数信号为di，每个子带的子载波个数为得到K个子带的复数信号di，子带标识符i＝1,2,…,K，其中复数信号di的信号采样率为其中Δf为子载波间隔，N为移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数；
通过K路OFDM调制单元，并行对K个复数信号di进行逆傅里叶变换、添加循环前缀得到信号其中逆傅里叶变换的采样点数为N/m；
通过K路速率匹配单元，并行对K个信号进行F级的逐级速率匹配处理：从第1级速率匹配子单元开始，先基于采样值Lj对当前输入进行上采样，再通过第j级滤波器进行卷积滤波并将卷积滤波结果作为后一级速率匹配子单元的输入，其中第1级的输入为信号
将第F级滤波器的输出信号作为频谱搬移单元的输入，通过K路频谱搬移单元完成K个信号的频谱搬移处理，得到信号并发送至发射单元；
发射单元将K个子带的信号叠加得到发射信号并发射。
发射信号经信道传输得到信号
接收端：
接收单元用于接收信号并发送给频谱搬移单元；
K路频谱搬移单元对信号进行发射端相同的频谱搬移处理，得到K路接收信号并发送给速率匹配单元，其中i＝1,2,…K；
通过K路速率匹配单元，并行对K个信号进行F级的逐级速率匹配处理，得到信号从第F级速率匹配子单元开始，先通过第j级滤波器进行卷积滤波，再基于采样值Lj进行下采样，并将下采样结果作为后一级速率匹配子单元的输入，其中第F级的输入为信号
将信号作为OFDM解调单元的输入，通过K路OFDM解调单元完成K个信号的去循环前缀、傅里叶变换，得到K路频域信号其中傅里叶变换的采样点数为N/m；
复用器用于将K路频域信号合并为一路信号并发送给信号解调单元；
信号解调单元对信号进行解调制得到估计的二进制比特流数据
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1)通过均匀子带划分，可以降低信号采样率，使得滤波器阶数降低；
2)在进行滤波时，采用多相多级的滤波方式，可以提高计算速度，降低计算复杂度。
附图说明
图1为本发明的通信原理图
图2为本发明系统(USS-OFDM系统)和DVB-2K系统的信号功率谱曲线。
图3为USS-OFDM系统不同滤波器下BER的性能曲线。
图4为在LTE标准下，USS-OFDM系统不同调制方式不同保护带BER性能曲线。
图5为在DTMB标准下，USS-OFDM系统不同调制方式不同保护带BER性能曲线。
图6为在DVB标准2K模式下，USS-OFDM系统不同调制方式不同保护带BER性能曲线。
图7为在DVB标准8K模式下，USS-OFDM系统不同调制方式不同保护带BER性能曲线。
图8为USS-OFDM系统频谱利用率三维柱状图。
图9为USS-OFDM系统不同调制方式下的计算复杂度三维柱状图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。
本发明的均匀子带叠加的OFDM通信系统(以下简称USS-OFDM系统)主要包括比特流生成单元、发射单元、信号接收单元、信号调制/解调制单元，子带划分/整合单元，OFDM调制/OFDM解调单元，速率匹配单元和频谱搬移单元。其中速率匹配单元包括1～F级速率匹配子单元，每级子单元包括采样单元(采样值为Lj,j＝1,2,…,F，且)和滤波器。在选择合适的滤波器类型(1～F级的滤波器类型相同)时，在能满足频域通带内平坦度和时域主瓣宽度的条件下，选择滤波器阶数最小，且系统的性能最好的。
为了提高频谱利用率，同时降低计算复杂度，本发明把整个带宽均匀划分多个子带，每个子带信号通过多相多级滤波器进行滤波。
在发射端，将待发送的二进制比特流数据b，经过信号调制为复数信号d，通过多路分配器将复数信号d均匀划分为K个子带，记为di，每个子带子载波个数为在本发明中，整个信道带宽传输的最大子载波个数其中B为系统的带宽，Δf为子载波间隔。则整个带宽划分子带的个数为：符号表示上取整。其中NFFT为将现有的采样率降低m倍之后IFFT/FFT的采样点数，其值为NFFT＝N/m，N为移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数。为了降低子带之间的干扰，子带之间和信道带宽边缘预留保护带不传输信号，则整个带宽最多传输信号子载波的个数为：其中NFGI′为子带间保护带间隔，NFGI为信道边缘保护带间隔，NDC为直流分量间隔。
对得到的K个复数di，以并行的方式，依次经K路OFDM调制、速率匹配单元、频谱搬移单元处理后，再将K路输出叠加得到总的发射信号并通过发射单元进行发射。在接收端，同样的将接收信号经K路、频谱搬移单元、速率匹配单元、OFDM调制处理后，得到K路接收的频域信号，将其复用为一路频域信号后进行信号解调，得到估计二进制比特流数据。其中单个子带的具体处理过程如图3所示：
对第i子带的复数信号di进行IFFT变换得到时域信号xi，信号xi添加循环前缀CP，得到的信号记为其中IFFT变换的采样点数为NFFT＝N/m；
对信号进行上采样然后依次和滤波器1，2，…F卷积滤波。信号首先经过L1倍的上采样，经过滤波器1，然后信号经过L2倍的上采样，经过滤波器2，直至经过LF倍的上采样经过滤波器F，满足L1×L2×…×LF＝m。为了降低滤波器阶数，提高传输速率，把每级的滤波器1，2，…F分别划分为L1,L2，…,LF个子滤波器，信号和子滤波器组进行卷积。K个子路的信号并行运算，可以大大提高运行的速度。
对第i个子带信号进行频谱搬移得到信号为
最后，叠加K个子带信号得到总的发射信号叠加之后的信号经过信道得到
在接收端，信号接收单元用于获取接收信号并通过频谱搬移单元对接收信号进行和发射端对应的频谱搬移，得到每个子带的信号
对每个子带信号先通过第F级速率匹配子单元：经第F级滤波器进行卷积滤波，再基于采样值LF进行下采样；以同样的方式，再逐级通过第F-1,…,2,1级速率匹配子单元，最终得到信号
对信号去掉循环前缀，得到信号yi，并对信号yi进行FFT变换(采样点数为NFFT＝N/m)得到频域信号
最后，通过复用器将K个频域信号进行串并转换得到信号通过进行解映射得到估计二进制比特流数据
本发明的USS-OFDM系统通过对整个带宽均匀子带划分，然后每个子带通过多相多级滤波器，可以降低计算复杂度，同时提高频谱利用率。本发明把系统运行乘法的次数作为计算复杂度。在计算复杂度时，只考虑信号通过IFFT和滤波器的乘法次数。下面公式分别表示OFDM系统，单个子带划分USS-OFDM系统，多个子带划分USS-OFDM系统在发射端的计算复杂度Γ：
其中，N为移动通信系统标准的IFFT/FFT采样点数，m为降低倍数。K为整个带宽划分的子带个数。Lf为整个带宽划分一个子带时，所需滤波器的长度，且满足在USS-OFDM系统中，为划分K(K＞1)个子带时，滤波器1到滤波器F的长度，L1…,LF-1,LF为滤波器上采样的值，且满足L1L2,…,LF-1LF＝m。滤波器1通过多相分解，可划分为L1个子滤波器，每个子滤波器的长度为：其他滤波器可以做同样的多相分解。
当系统不添加滤波器时，频谱利用率为：而本发明USS-OFDM系统的频谱利用率为：其中K为子带划分的个数，NFGI′为信道边缘保护带的间隔，满足NFGI′＝p1Δf，NFGI为子带间保护带间隔，取值为NFGI＝p2Δf，Δf为子载波间隔。其中p1、p2为系统预设参数，且p2可以设置为0，不设置子带间保护带间隔。
图2为DVB-2K系统和USS-OFDM(K＝1)系统的信号功率谱曲线。仿真参数为：在DVB标准2K模式下，信道的带宽为B＝8MHz，子载波间隔为Δf＝4.464KHz，信号的采样率为fs＝9.1423Mbps，调制方式为16QAM，不考虑信号的编解码。OFDM系统边缘保护带为0.39MHz，USS-OFDM系统整个带宽用SRRC滤波器滤波，滤波器的长度为Lf＝1025，边缘保护带为50KHz，其它参数和DVB标准2K模式参数相同。通过图形知，USS-OFDM系统的带外衰减大大降低，频谱利用率明显提高，但是计算复杂度较高。
图3表示USS-OFDM系统在SRRC(平方根升余弦)窗滤波器，hanning(汉宁)窗滤波器和kasier(凯撒)窗滤波器下和LTE系统的BER性能曲线。仿真参数为：在LTE标准下，信道的带宽为B＝20MHz，子载波间隔为Δf＝15KHz，整个带宽划分为6个子带，则信号进行8倍的下采样，此时信号的采样率为fs＝30.72Mbps/8＝3.84Mbps，子带之间保护间隔为15KHz，16QAM调制，滤波器1和滤波器2的长度分别为100,80。仿真显示：SRRC(平方根升余弦)滤波器的性能最好，hanning(汉宁)滤波器的性能次之，kasier(凯撒)滤波器的性能最差。所以本发明选择SSRC滤波器对USS-OFDM系统进行滤波，接收端采用匹配滤波的方法，同样用SRRC滤波器，满足的关系为：其中Lf为滤波器的长度，hRx(n)表示接收滤波器，表示发射滤波器。
接收滤波器
图4表示在LTE标准下，USS-OFDM系统在不同调制方式下，固定滤波器阶数，改变子带间保护带间隔，比较不同保护间隔对BER性能的影响。在LTE标准下，信道的带宽为B＝20MHz，子载波间隔为Δf＝15KHz，整个带宽划分为6个子带，信号进行8倍的下采样，信号的采样率为fs＝30.72Mbps/8＝3.84Mbps，在进行滤波时，信号经过两级滤波器，L1＝2为滤波器1上采样的值，L2＝4为滤波器2上采样的值，不同调制方式滤波器1到滤波器2的长度不同。子带间保护带间隔分别设置为0/1/2/3/4倍的子载波间隔。通过图5得出，当信号在调制方式为，QPSK，16QAM，64QAM时，子带之间保护带分别为0/1/2/3/4倍的子载波间隔时，性能差别不大，所以不添加子带间保护带，就可以满足要求，这将更进一步提高频谱利用率。且随着调制阶数升高，所需滤波器阶数也变大。
图5表示在DTMB标准下，USS-OFDM系统在不同调制方式下，固定滤波器阶数，改变子带间保护带间隔，比较不同保护间隔对BER性能的影响。在DTMB标准下，信道的带宽为B＝8MHz，子载波间隔为Δf＝2KHz，则整个带宽最多传输子载波的个数为：如果整个带宽划分一个子带，则需要进行4096点的傅里叶变换，信号的采样率为fs＝4096*2KHz＝8.192Mbps，为了降低采样率，整个带宽划分为4个子带，信号进行4倍的下采样，信号的采样率为fs＝8.192Mbps/4＝3.84Mbps，则所需滤波器阶数降低。通过图6得出，当信号在调制方式为，QPSK，16QAM，64QAM时，子带间保护带间隔分别为0/5/10/15倍的子载波间隔时，性能差别不大，所以不添加子带间保护带，就可以满足要求，这将更进一步提高频谱利用率。
图6表示在DVB标准2K模式下，USS-OFDM系统在不同调制方式下，固定滤波器阶数，改变子带间保护带间隔，比较不同保护间隔对BER性能的影响。在DVB标准2K模式下，信道的带宽为B＝8MHz，子载波间隔为Δf＝4464Hz，则整个带宽最多传输子载波的个数为：如果整个带宽划分一个子带，则需要进行2048点的傅里叶变换，信号的采样率为fs＝2048*4.464KHz＝9.1423Mbps，为了降低采样率，整个带宽划分为4个子带，则信号进行4倍的下采样，此时得到信号的采样率为fs＝9.1423Mbps/4＝2.2856Mbps。通过图7得出，当信号在调制方式为，QPSK，16QAM，64QAM，子带间保护带间隔分别为0/4/7/10倍的子载波间隔时，性能差别不大，所以不添加子带间保护带，就可以满足要求，通过子带划分可以大大提高频谱利用率。
图7表示在DVB标准8K模式下，USS-OFDM系统在不同调制方式下，固定滤波器阶数，改变子带间保护带间隔，比较不同保护间隔对BER性能的影响。在DVB标准8K模式下，信道的带宽为B＝8MHz，子载波间隔为Δf＝1116Hz，则整个带宽最多传输子载波的个数为：如果整个划分一个子带，则需要进行8192点的傅里叶变换，信号的采样率为fs＝8192*1.116KHz＝9.1423Mbps，为了降低采样率，整个带宽划分为4个子带，信号进行4倍的下采样，信号的采样率为fs＝9.1423Mbps/4＝2.2856Mbps。子带之间的保护带分别设置为0/10/20/30倍的子载波间隔。通过图8得出，当信号调制方式为QPSK时，所用滤波器1和滤波器2的阶数为60,20，当信号调制方式为16QAM时，所用滤波器1和滤波器2的阶数为100,60，当信号调制方式为64QAM时，所用滤波器1和滤波器2的阶数为160,60，随着滤波器阶数提高，所需滤波器阶数增大。当子带间保护带间隔分别为0/10/20/30倍的子载波间隔时，性能和DVB标准8K模式下BER性能差别不大，所以不添加子带间保护带，就可以满足要求。
图8表示LTE标准，DTMB标准，DVB标准2K模式和DVB标准8K模式和USS-OFDM系统的频谱利用率。LTE标准边缘有1MHz的保护带，则频谱利用率为90％，DTMB标准的保护带为0.44MHz，则频谱利用率为94.5％。DVB标准的保护带为0.39MHz，则频谱利用率为95.13％。本发明的USS-OFDM系统在上述标准下的频谱利用率为：其中B为整个系统的带宽，NFGI′为边缘保护带，NFGI为子带之间的保护带，K为划分子带的个数。假设NFGI＝0，在LTE标准下，边缘保护带为NFGI′＝60KHz，在DTMB标准下，边缘保护带为NFGI′＝60KHz，在DVB标准2K模式下，边缘保护带为NFGI′＝44.64KHz，在DVB标准8K模式下，边缘保护带为NFGI′＝46.56KHz。通过图9得出，USS-OFM频谱利用率高于LTE标准，DTMB标准，DVB标准2K模式和DVB标准8K模式下的频谱利用率，USS-OFDM系统的频谱利用率达到99％左右。
图9表示LTE标准，DTMB标准，DVB标准2K模式和DVB标准8K模式和USS-OFDM系统计算复杂度。把图4，图5，图6，图7得到的不同调制方式下的滤波器阶数，带入到公式(12)，可得到USS-OFDM系统的计算复杂度。通过图9得出，虽然USS-OFM系统计算复杂度高于LTE标准，DTMB标准，DVB标准2K模式和DVB标准8K模式下的计算复杂度，但是相对于直接滤波器的方法，复杂度大大降低。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (5)

1.一种均匀子带叠加的OFDM通信方法，其特征在于，包括下列步骤：
发射端步骤：
将整个信道带宽均匀划分为K个子带，子载波间隔设置为Δf，子带间保护带间隔为NFGI，信道边缘保护带间隔为NFGI′，每个子带的子载波数其中整个信道的最大传输子载波数
设置每个子带的信号采样率为其中N表示移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数，m表示降低倍数，通过调整m的取值，使得N/m的值最接近子带的子载波数
对待发送的二进制比特流数据b进行调制得到复数信号d，将复数信号d均匀划分到K个子带，每个子带的子载波个数为得到K个子带的复数信号di，子带标识符i＝1,2,…,K，其中复数信号di的信号采样率为fs；
分别对K个复数信号di进行逆傅里叶变换、添加循环前缀得到信号其中逆傅里叶变换的采样点数为N/m；
基于F级滤波器，每级滤波器的采样值Lj,j＝1,2,…,F，对信号进行F级的逐级速率匹配处理：从第1级开始，基于当前级的采样值Lj进行上采样后，再通过第j级的滤波器进行卷积处理；其中
对第F级滤波器输出的信号进行频谱搬移处理，得到信号将K个子带的信号叠加得到发射信号并发射；
接收端步骤：
接收信号并进行发射端相同的频谱搬移处理，得到各子带的接收信号其中信号为发射信号经信道传输得到，i＝1,2,…K；
基于与发射端匹配的F级滤波器、每级滤波器的采样值Lj，对信号进行F级的逐级速率匹配处理，得到信号其中逐级速率匹配处理为：从第F级开始，先通过第j级的滤波器进行卷积处理，再基于当前级的采样值Lj进行下采样；
对信号去循环前缀、傅里叶变换，得到频域信号其中傅里叶变换的采样点数为N/m；再对K个频域信号进行串并转换得到信号
对信号进行解调制得到估计的二进制比特流数据
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在进行F级的逐级速率匹配处理时，先对各级滤波器进行多相分解，得到第j级的Lj个子滤波器，其中第j级的子滤波器的长度为 表示第j级滤波器的长度；
在进行第j级卷积滤波时，通过j级的Lj个子滤波器并行进行。
3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，将子带间保护带间隔为NFGI设置为0。
4.一种非均匀子带叠加的OFDM通信系统，包括发射端、接收端，其中发射端包括比特流生成单元、信号调制单元、多路分配器、OFDM调制单元、频谱搬移单元和发射单元；接收端包括接收单元、复用器、信号解调单元、OFDM解调单元、频谱搬移单元；其特征在于，所述发射端、接收端还分别还包括速率匹配单元，其中速率匹配单元包括F组采样单元和滤波器，采样单元的采样值为Lj,j＝1,2,…,F，且m表示降低倍数，且满足N/m的值最接近子带的子载波数，N表示移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数，将F组采样单元和滤波器定义为1～F级速率匹配子单元；
发射端：
比特流生成单元用于生成二进制比特流数据b，并经信号调制单元调制得到复数信号d；
多路分配器将复数信号d均匀划分为K个子带，每个子带的复数信号为di，每个子带的子载波个数为得到K个子带的复数信号di，子带标识符i＝1,2,…,K，其中复数信号di的信号采样率为其中Δf为子载波间隔，N为移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数；
通过K路OFDM调制单元，并行对K个复数信号di进行逆傅里叶变换、添加循环前缀得到信号其中逆傅里叶变换的采样点数N/m；
通过K路速率匹配单元，并行对K个信号进行F级的逐级速率匹配处理：从第1级速率匹配子单元开始，先基于采样值Lj对当前输入进行上采样，再通过第j级滤波器进行卷积滤波并将卷积滤波结果作为后一级速率匹配子单元的输入，其中第1级的输入为信号
将第F级滤波器的输出信号作为频谱搬移单元的输入，通过K路频谱搬移单元完成K个信号的频谱搬移处理，得到信号并发送至发射单元；
发射单元将K个子带的信号叠加得到发射信号并发射；
接收端：
接收单元用于接收信号并发送给频谱搬移单元，其中信号为发射信号经信道传输得到；
K路频谱搬移单元对信号进行发射端相同的频谱搬移处理，得到K路接收信号并发送给速率匹配单元，其中i＝1,2,…K；
通过K路速率匹配单元，并行对K个信号进行F级的逐级速率匹配处理，得到信号从第F级速率匹配子单元开始，先通过第j级滤波器进行卷积滤波，再基于采样值Lj进行下采样，并将下采样结果作为后一级速率匹配子单元的输入，其中第F级的输入为信号
将信号作为OFDM解调单元的输入，通过K路OFDM解调单元完成K个信号的去循环前缀、傅里叶变换，得到K路频域信号其中傅里叶变换的采样点数为N/m；
复用器用于将K路频域信号合并为一路信号并发送给信号解调单元；
信号解调单元对信号进行解调制得到估计的二进制比特流数据
5.如权利要求4所述的系统，其特征在，各级速率匹配子单元的滤波器为多相滤波器，即第j级的滤波器由Lj个子滤波器，子滤波器的长度为 表示第j级速率匹配子单元的滤波器的长度，其中j＝1,2,…,F；
第j级速率匹配子单元在进行卷积滤波时，通过Lj个子滤波器并行进行。
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