CN103081429A

CN103081429A - 用于单频网络中的分级调制的接收器及接收方法

Info

Publication number: CN103081429A
Application number: CN2011800399285A
Authority: CN
Inventors: 塞谬尔·阿通格斯里·阿桑本; 马修·保罗·阿索尔·泰勒; 奥比奥马·切多齐·唐纳德·奥克希
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2010-10-18
Filing date: 2011-10-12
Publication date: 2013-05-01
Anticipated expiration: 2031-10-12
Also published as: BR112013008868B1; GB201017566D0; EP2630763B1; WO2012052742A1; EP2630763A1; BR112013008868A2; CN103081429B; GB2484755A; TW201230697A; GB201100736D0; CN107104918A

Abstract

在单频网络中，接收器接收本地或国内广播的OFDM符号并基于本地或国内广播符号的信道的评估产生本地符号的评估。

Description

用于单频网络中的分级调制的接收器及接收方法

技术领域

本发明涉及用来经由正交分频复用（OFDM）符号接收数据的接收器，其中，数据由多个不同的数据通道（data pipe）所提供。

本发明的实施方式提供使用OFDM符号通信的数据的接收的应用，所述OFDM符号使用通信系统而被传送，所述通信系统包括多个设置在整个地理区域中的基站。在一些实施方式中，通信系统系被设置为广播视频、音频或数据。

背景技术

正交分频复用（OFDM）为一种调制技术，其在通信系统中具有很多优势，例如，它们被设计为根据第一和第二代数字视频广播地面标准（DVB-T/T2）操作并也被提出用于第四代移动通信系统（还已知为长期演进（LTE））。OFDM通常可以被描述为提供被平行调制的K个窄频带子载波（其中，K为整数），各个子载波通信调制数据符号，例如正交调幅（QAM）调制符号或四相移键控（QPSK）调制符号。子载波的调制形成在频域中并被转换为时域用以传输。因为数据符号在子载波上平行通信，所以相同的调制符号可以在每个子载波上通信延长的时间段，这可以长于射频信号的相干时间。子载波被同时平行调制，从而使得在组合中，调制载波形成OFDM符号。OFDM符号因此包含多个子载波，各个子载波已经以不同的调制符号被同时调制。

在下一代手持（NGH）电视系统中，已经提出使用OFDM来从设置在整个地理区域的基站发射电视信号。在一些实例中，NGH系统将形成这样的网络，其中，多个基站在相同的载波频率上同时传送（communicate）OFDM符号，从而形成所谓的单频网络。由于OFDM的一些特性，接收器可以从两个以上不同的基站接收OFDM信号，这些信号然后被组合于接收器中，以提高通信数据的集成度。

尽管就操作和提高的通信数据集成度而言单频网络具有优势，但如果要求传送局限于地理区域的一部分的数据，则其也有缺点。例如，在英国众所周知的是，国内载波、BBC、广播电视新闻通过整个国内网络，而然后在某些时间切换至“地方新闻”，其中，在国内网络中发射具体涉及本地区的地方新闻节目。然而，英国操作多频DVB-T系统，从而使得任意类型的本地新闻或本地内容的插入是一件很小的事情，这是因为不同区域以不同频率发射DVB-T电视信号，所以，电视接收器简单地调谐至该区域的适当的载波频率，而不会干扰其它区域。然而，在单频网络中提供本地插入数据的配置出现了技术问题。

在US2008/0159186中披露了用来在单率OFDM网络中提供分级或多层调制方案的已知技术。该分级调制方案提供了能够用来同时从不同的数据源或通道传送数据的多个调制层。

发明内容

根据本发明，提供了一种接收器，所述接收器用来在出现有第二正交分频复用（OFDM）符号时，从第一OFDM符号接收并恢复本地服务数据符号。第一和第二OFDM符号包含多个形成在频域中的子载波符号，第二OFDM符号承载国内广播数据符号并使用第一调制方案，调制至第二OFDM符号的子载波上，以形成国内广播调制符号，第一OFDM符号承载国内广播数据符号和本地服务数据符号，并使用第二调制方案，调制至第一OFDM符号的子载波。第一和第二OFDM符号均包含相同的先导子载波符号及第一OFDM符号包含本地先导符号。该接收器包含：调谐器，被设置为操作以检测表示第一OFDM符号和第二OFDM符号的组合的射频信号并形成表示组合的第一OFDM符号和第二OFDM符号的接收基频信号；OFDM检测器，被设置为操作以从承载有第一OFDM符号的子载波的数据，恢复承载所述本地服务数据符号的调制符号；解调制器，被设置为操作以从承载本地服务数据符号的调制符号产生本地服务数据符号的评估。OFDM检测器包含：均衡器，用来通过以下步骤恢复第二调制方案的本地服务数据符号：

产生组合信道的评估（[H_n(z)+H_l(z)]），第一OFDM符号和第二OFDM符号使用第一OFDM符号和第二OFDM符号的先导子载波符号，使第一OFDM符号和第二OFDM符号通过组合信道；

从承载有来自第二OFDM符号的第一调制方案的子载波的调制数据，产生国内广播调制符号的评估

产生组合信道与国内广播调制符号的卷积的评估

通过从接收信号减去与组合信道的评估卷积的国内广播调制符号的所产生的评估来产生表示第一OFDM符号的本地服务调制符号的接收基频信号的成分的评估

(D (z) H_{l} (z) \approx R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]);

产生一信道的评估

经由所述信道第一OFDM符号使用本地先导符号而被接收；

从表示承载本地服务数据的调制符号的接收信号的成分的评估与第一OFDM符号经由其而被接收的信道的评估的组合，产生本地服务数据符号的评估

(\tilde{D} (z) \approx \frac{R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]}{{\hat{H}}_{l} (z)})

根据在2008年7月3日所公开的US2008/0159186中所披露的配置，单载波频率OFDM网络设置有一设施，其用来通过使用两个相关的调制方案从不同的通道发送数据以形成多个不同的调制“层”。简言之，第一调制方案被选择为从第一数据通道发送数据而与第一调制方案相关的第二调制方案被选择为根据第一和第二通信通道发送数据。第二调制方案包含较第一调制方案多的复平面中的增加数量的丛点。来自第一通道的数据可以来自国内广播，而来自第二通道的数据来自本地广播信号，该本地广播信号涉及为国内广播信号的区域的子集的区域。

根据本发明的示例性实施方式，接收器被设置为根据本地服务使用均衡器来恢复数据符号，在仅承载由第一调制方案调制的国内广播数据的OFDM符号存在的情况下，所述均衡器从承载本地服务和国内广播服务的OFDM符号，计算本地服务调制符号的评估，其中，所述本地服务和国内广播服务使用通过第二调制方案调制的数据子载波调制。这通过进行第一调制符号的第一粗评估以及然后将该评估与第一和第二OFDM信号经由其通过的信道的评估进行卷积而获得。当先导子载波在第一及第二OFDM符号中重合时，使用先导子载波进行信道的评估。从所接收的信号减去卷积的结果并除以只有第二OFDM符号经由其通过的信道的评估提供了根据第二调制方案的调制符号的评估，该调制符号承载有本地服务数据符号。只有第二OFDM符号经由其通过的信道可以使用承载在第二OFDM符号的已知子载波上的本地服务插入先导信号评估。

因此，接收器可以被设置为从由通信系统所发送的OFDM符号检测并恢复数据，所述通信系统被设置为使得形成通信网络的多个基站中的一个或多个基站被选择以经由具有根据第二调制方案调制的子载波的OFDM符号传送本地内容。这是因为第一调制方案在第二调制方案的复平面中形成丛点的子集，这可以被认为是第二调制方案的更粗糙的版本，使得在复平面中的第一调制符号的丛点间的差异允许来自国内广播信号的数据更容易被恢复。此外，因为其它基站可能不会发送本地插入通道数据通信，所以，在这些其他基站所设置的地理区域内，接收器将仍能够检测来自国内广播信号的数据。因此，提供一种在单频网络中插入本地内容的有效及有效率的方式。

在一些实例中，OFDM检测器包含均衡器，其被设置为操作以从表示承载本地服务数据符号的调制符号的接收基频信号的成分的评估与第一OFDM符号经由其被接收的信道的评估的组合，产生本地服务数据符号的评估，所述第一OFDM符号通过将表示本地服务数据符号的接收信号的成分的评估除以本地通道的评估而接收。从而从第一OFDM符号恢复承载本地服务数据符号的各调制符号的评估，并通过解映射承载本地服务数据符号的调制符号，产生本地服务数据符号的评估。然而，虽然这提供了至少用于降低或消除信道的影响的简单及有效均衡化技术，但在多路径衰减信道中，频率空（null）可能产生于信道中，这可能造成噪声放大或使得调制符号产生可能等于最大可能实部和虚部样本分量的放大值，从而丢失了承载这样的调制符号的数据。

在其它实例中，均衡器包含本地服务均衡器/解映射器，被设置为操作以从表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收基频信号的成分的所述评估与所述第一OFDM符号经由其被接收的所述信道的所述评估的组合，产生所述本地服务数据符号的所述评估，所述OFDM符号通过以下步骤被接收：从表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收信号的所述成分的所述评估和所述本地通道的评估，计算用于各个所述本地服务数据符号的对数似然比，以及从所述对数似然比计算评估所述本地服务数据符号。这样，通过使用用来从第一OFDM符号检测本地服务数据符号的对数似然比，在频域中没有出现处除法。因此，可以在多路径衰减信道中恢复本地服务数据符号和国内广播数据符号。

相应地，在其它示例性实施方式中，OFDM检测器也包含均衡器/解映射器，其从表示国内广播数据符号的第一及第二OFDM的分量与这些符号经由其接收的组合信道评估，计算用于国内广播数据符号的对数似然比。

在一些实例中，所述均衡器被设置为操作以重新产生所述国内广播调制符号的评估，通过组合表示所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述评估与所述第一OFDM符号经由其被接收的所述信道，重新产生表示承载本地服务数据符号的所述第一OFDM符号的调制符号的所述接收基频信号的所述成分的评估；通过从所述接收基频信号减去表示所述国内广播调制符号的所述接收基频信号的所述成分的所述重新产生的评估，并由所述组合信道相除来产生表示所述国内广播调制符号的所述接收基频信号的成分的评估。此外，可以使用国内广播调制符号的重新产生的评估进行本地服务调制符号的更精细的评估。所述均衡器因此可以被设置为从本地服务调制符号产生本地服务数据符号的精细的评估。因此，以快速检测的形式，国内广播调制符号的重新产生的评估可以被用来产生本地服务调制符号的进一步精细的评估及检测处理进一步重复以产生更精细评估。

本发明的各种另外的方面和特征限定在所附权利要求中并包括接收的方法。

附图说明

现在将仅通过实例的方式参照附图来描述本发明的实施方式，在所述附图中，使用相同的标号来表示相似的部分，以及其中：

图1为形成用来广播例如视频信号的单频网络的多个基站的示意性表示，所述单频网络可以形成下一代手持（NGH）TV广播系统的一部分；

图2为根据现有技术的示例性发射器的示意性框图；

图3a为提供用于QPSK的第一调制方案的信号丛点的示图的复平面的示意性表示；而图3b为根据现有技术的提供16QAM的第二调制方案的信号丛点的示图的复平面的示意性表示；

图4为根据本技术的用在图1中所示的一个或多个基站中的支持SISO或MISO的发射器的一部分的示意性框图；

图5为形成图4中所示的发射器的一部分的示例性调制器的示意性框图；

图6为形成两个单元A和B的两个相邻的基站的示意性表示，所述两个单元A和B分别使用16QAM的第一调制方案和64QAM的第二调制方案；

图7为示出了对在图6的基站A与B间的三个不同位置X、Y、Z处由移动装置所接收的丛点的影响的示意性表示；

图8为重叠在64QAM的第二调制方案上的用于16QAM的第一调制方案的复平面中的丛点的示意性表示；

图9a为根据本技术的由四个基站所服务的四个单元的簇的示意表示；图9b为提供了分时复用帧结构的示例的频率相对于时间的图形的曲线图；及图9c为根据本技术的单元簇的图案的示意性表示；

图10为形成分别使用16QAM的第一调制方案与64QAM的第二调制方案的两个单元A的B的两个相邻基站的示意性表示；及移动接收器，其可以被设置为在信号出现时，根据第一调制方案与第二调制方案恢复本地服务插入数据，来自单元B的信号过渡信道脉冲响应（channel impulseresponse）h_n(t)而来自单元A的信号过渡信道脉冲响应h_l(t)；

图11a为提供用于QPSK的第一调制方案的信号丛点的示图的复平面的示意性表示；及图11b为提供用于16QAM的第二调制方案的信号丛点的示图的复平面的示意性表示，其中，接收没有噪声并为完美的信道评估；

图12a为提供用于QPSK的第一调制方案的信号丛点的示图的复平面的示意性表示，当有第二调制方案而被接收时，但来自各个单元的信号过渡通过不同信道脉冲响应的信道，以及图12B提供了在使用具有完美通道评估的传统均衡器均衡化后的同一信号的对应的表示；

图13a为提供了在减去S_est(z)[(H_l(z)+H_n(z))之后的信号丛点的示图的复平面的示意性表示，及图13b为将图13a中所示的信号除以H_l(z)的结果，假设本地服务插入信道H_l(z)为已知的完美信道评估；

图14a为承载国内广播信号的OFDM符号的窄频带载波的示例性表示；图14b为承载国内信号和本地服务插入信号的OFDM符号的窄频带载波的示例性表示；及图14c为承载本地服务插入信号的OFDM符号的窄频带载波的示例表示，但根据本技术适于包括本地先导波（local pilot）；

图15为根据本技术的用在一个或多个基站中的发射器的示意性框图，所述发射器支持MIMO；

图16为例如低密度奇偶校验（LDPC）编码OFDM发射器-接收器链的误码率相对于信噪比的曲线图，具有1/2、3/5、2/3及3/4的错误校正编码（error correction encoding）率，16QAM的第一调制方案、64QAM的第二调制方案，及其中接收器被认为位于单元A的覆盖区域内并接收具有来自基站A的99%的信号功率和来自基站B的1%的信号功率的OFDM符号，如由图6中所示的示例性示图所示，在来自基站A的信号之后4.375μs来自B的信号到达接收器；

图17为例如LDPC编码OFDM发射器-接收器链的误码率相对于信噪比曲线图，具有1/2、3/5、2/3及3/4的错误校正编码率，16QAM的第一调制方案、64QAM的第二调制方案，及其中接收器被认为是位于单元A的覆盖区域内，并接收具有来自基站A的80%的信号功率和来自基站B的20%的信号功率的OFDM符号，如由图6中所示的示例性示图所示，在来自基站A的信号之后2.2μs来自B的信号到达接收器；

图18为例如LDPC编码OFDM发射器-接收器链的误码率相对于信噪比的曲线图，具有1/2、3/5、2/3、及3/4的错误校正编码率，16QAM的第一调制方案，及64QAM的第二调制方案，及其中接收器被认为位于单元A的覆盖区域内并接收具有来自基站A的99%的信号功率和来自基站B的1%的信号功率的OFDM符号，从由图6中示出的示例性示图示出的两个单元到达的信号时间之间的延迟为零；

图19为例如LDPC编码OFDM发射器-接收器链的误码率相对于信噪比的曲线图，具有1/2、3/5、2/3及3/4的错误校正编码率，16QAM的第一调制方案，及64QAM的第二调制方案，及其中接收器被认为位于单元A的覆盖区域内并接收具有来自基站A的60%的信号功率和来自基站B的40%的信号功率的OFDM符号，从由图6中示出的示例性示图示出的两个单元到达的信号时间之间的延迟为零；

图20为例如LDPC编码OFDM发射器-接收器链的误码率相对于信噪比的曲线图，具有1/2、3/5、2/3及3/4的错误校正编码率，16QAM的第一调制方案，及64QAM的第二调制方案，及其中接收器被认为位于单元A的覆盖区域内并接收具有来自基站A的50%的信号功率和来自基站B的50%的信号功率的OFDM符号，从由图6中示出的示例性示图示出的两个单元到达的信号时间之间的延迟为零；

图21为例如LDPC编码OFDM发射器-接收器链的误码率相对于信噪比的曲线图，具有1/2、3/5及2/3的错误校正编码率，16QAM的第一调制方案，及64QAM的第二调制方案，及其中接收器被认为位于单元B的覆盖区域内并接收具有来自基站A的10%的信号功率和来自基站B的90%的信号功率的OFDM符号，如由图6中所示的示例性示图所示，在来自基站B的信号之后2.2μs来自A的信号到达接收器；

图22为根据本技术的实施方式的接收器的示意性框图；

图23为在图22中的接收器中出现的物理层通道（PLP）处理器的示意框图；

图24a为根据本发明另一示例性实施方式的采用的OFDM检测器的第一实例的示意性框图；图24b为图24a中所示的OFDM检测器的国内广播调制符号的均衡器的示意性框图；及图24c为图24a中所示的OFDM检测器的本地服务调制符号的均衡器的示意性方框图；

图25为根据本发明另外的示例性实施方式的采用的形成图22的接收的一部分的OFDM检测器的第二实例的示意性框图；

图26为图25中所示的OFDM检测器的国内广播调制符号的均衡器的示意性框图；

图27为用以恢复图25中所示的OFDM检测器的本地服务数据符号的均衡器/解映射器的示意性框图；

图28为用于16QAM的信号丛图的示意性表示，示出了数据位至调制符号的示例性映射；

图29为用以恢复图25中所示的OFDM检测器的国内广播数据符号的均衡器/解映射器的示意性框图；以及

图30为示出均衡单频信号所需的处理的示例性操作的流程图，所述单频信号包含来自第一和第二调制方案的成分。

具体实施方式

在一个应用中，如本发明的以上实施方式所述，用以提供一种配置，其中，本地内容可以在单频网络内传送，同时允许网络的其它部分仍能接收原来的广播信号或它们自身的本地内容。一个示例性实例为要求本地内容与国内广播电视节目同时被广播。

图1提供了基站BS网络的示例性示图，所述基站BS根据共同调制OFDM信号经由发射天线1传送信号。基站BS设置在边界2（在一个实例中其可以为国界）内的整个地理区域上。如上所述，在单频网络配置中，基站BS在相同时间以相同频率，都广播相同的OFDM信号。移动装置M可以从任一基站接收OFDM信号。更具体地，移动装置M也可以从其它基站接收相同信号，因为信号从在边界2所确定的区域内的所有基站同时广播。该所谓的发射发散配置为典型的单频OFDM网络。作为从OFDM符号恢复数据的在接收器中的OFDM信号的检测的一部分，来自从不同源接收的每个符号的发射的OFMD符号的能量在检测处理中被组合。因此，从不同基站发射相同信号可以提高正确恢复由OFDM符号所传送的数据的似然性，假设所接收的OFDM符号的任何成分或该OFDM符号的回波落入允许用于网络部署的总保护间隔周期（total guard interval period）内。

如于图1所示，在一些实例中，基站BS可以由控制基站的操作的一个或多个基站控制器BSC控制。在一些实例中，基站控制器BSC可以控制与地理区域相关的网络的一部分中的一个或多个基站。在其它实施方式中，基站控制器BSC可以控制一或多个基站簇，从而使得本地内容的传输相对于分时复用帧而设置。

如上所述，由边界2所确定的区域可以对应于国界，从而使得基站的网络系为国内网络。这样，在一个实例中，电视信号国内地广播均从图1中所示的基站BS传送。然而，本技术的实施方式旨在解决与提供一种用来从图1中所示的基站中的一些而不是其他的来本地传送广播信号相关的技术问题。这样的配置的实例可以是如果与特定区域相关的本地广播新闻或交通新闻由基站中的一些而不是其他的广播。在多频网络中，这是微不足道的，因为用于本地广播的信号可以以不同的频率从不同的发射器传送，并因此被检测而不论从其他基站广播的是什么。然而，在单频网络中，必须提供允许基站中的一些而不是其他的内容或不同基站处的不同本地内容的本地服务插入的技术。

如上所述，现有技术文献US2008/0159186披露了一种用来组合两种调制方案，以形成用于多个数据源中的每一个的调制层。在图2中示出了实施这样的配置的发射器。在图2中，数据从第一数据通道4和第二数据通道6馈送数据至调制器8，所述调制器将数据调制到子载波上，以形成OFDM符号。调至以这样的方式来执行，即，来自第一数据通道4的数据可以与来自第一和第二数据通道4、6的数据的检测分开地检测。OFDM符号形成器10然后形成如在调制器8的输出处所提供的频域中的OFDM符号，并根据OFDM调制器/发射器的传统操作通过执行逆傅里叶变换而将频域OFDM符号转换为时域。时域OFDM符号然后被馈送至将OFDM符号上转换至射频载波信号上的射频调制器12，从而使得OFDM信号可以从天线14发射。

在图3a和图3b中使出了在US2008/0159186中披露的技术。图3a和3b提供了复平面中的信号丛点的示图，该复平面包含同相I和正交相Q成分。图3a中所示的示例性信号丛点用于QPSK，而图3b中所示的实例用于16QAM。根据用来获得多层调制的已知技术，来自两个源的数据被调制至第二调制方案的信号丛点上。第二调制方案的信号丛点表示可用于调制方案的可能的调制符号值。对于图3a中所示的第一调制方案，用于QPSK的信号丛被设为小圆圈“o”20。这样，从源数据通道6所提供的源B的位被映射至如图3a所示的信号丛点，使得各个可能的调制符号值以传统方式，使用例如格雷码表示来自源的两位b0b1。

图3b中所示的第二调制方案为16QAM，其提供了16个以“x”表示的可能的信号丛点22。除了通过来自第一数据通道6的数据（示为b0b1）进行的信号的调制之外，从图3b中所示的四个象限的每个中选择一个丛点也确定了用于来自第二源数据通道4的两个位（值a0a1）的四个可能的值中的一个。因此，图3b中所示的信号点的一个的检测将不仅确定用于a0a1的值，也确定用于b0b1的值，这取决于四个象限中的哪一个所述信号点从中被检测。因此，可以进行多层调制方案。

发射器

本技术的实施方式提供了一种利用根据US2008/0159186的多层调制技术的配置，以提供用于本地内容的本地广播服务，同时，仍允许相邻区域中的基站检测国内广播信号。

在图4中示出了实施本技术的可以用来在图1所示的基站中的一个处插入本地内容的发射器。在图4中，设置了多个物理层数据通道（PLP）30以馈送数据，用以传输至排序器（排程器，scheduler）34。还设置了发信号数据处理通道36。在各个通道内，在前向纠错编码器40处从输入38接收数据以用于特定信道，编码器40被设置为例如根据低密度奇偶校验（LDPC）码对数据进行编码。所述编码数据符号然后被馈送至交错器（光交叉波分复用器，interleaver）42，其交错编码数据符号，以提高编码器40所使用的LDPC码的性能。

排序器34然后将来自各个数据通道30及发信号处理通道36的各个调制符号组合成为用于映射至OFDM符号的数据帧。排序数据被呈现给数据划分处理单元（data slice processing unit）50、51、52，其包含频率交错器54、本地先导产生器180、调制器182、选用MISO处理单元184及先导产生器56。数据划分处理器以这样的方式设置用于给定PLP的数据，从而使得其只占用OFDM符号的某些子载波。从数据划分处理器50、51、52的输出的数据然后被馈送至时分多址（TDMA）成帧单元（framing unit）58。TDMA成帧单元58的输出馈送至OFDM调制器70，其产生时域中的OFDM符号，所述OFDM信号然后通过RF调制器72被调制至射频载波信号，然后被馈送至天线74用于传输。

如上所述，本发明的实施方式提供了这样一种技术，其允许本地内容从本地区域内的一个或多个基站被广播，所述本地区域与由图1所示的网络覆盖的国家区域有关。为此，图4中所示的发射器还包含本地服务插入数据划分处理器（local service insertion data slice processor）80，其包含频率交错器54和本地先导产生器180。然而，另外，根据本技术，在数据划分处理器50中示出的调制器44具有第二输入，用来接收来自本地服务插入数据划分处理器80的数据。根据本技术，调制器44根据第二调制方案将本地服务插入数据调制到相关的信号丛点组上。用于本地内容及主要数据（primary data）的第二调制方案的信号丛点与第一调制方案的丛点相关，所述第一调制方案用来仅从PLP通道n发送原始数据，如将参照图5和图6所说明的。

如图4中所示，调制器44具有从数据划分处理器50接收数据的第一输入82和由本地服务插入数据划分处理器80接收数据的第二输入84。在以下描述中，来自数据划分处理器50的数据将称为第一或原始数据通道。在一个实例中，来自第一数据划分处理器50的数据承载国内广播信道，其将通过图1的整个网络通信。

在图5中更具体地示出了调制器44。如图5中所示，来自本地服务插入通道80的数据从第二输入84馈送至第一数据字符形成器90。来自第一数据通道的数据从第一输入82被馈送至第二数据字符形成器92。当在数据字符形成器92中接收时的来自第一数据通道数据被设置为形成用来映射至符号选择器94中的16QAM调制符号的16个可能值中的一个的四组位y0y1y2y3。同样地，数据字符形成器90将来自第一数据通道82的数据形成为包含四位y0y1y2y3的数据字符。然而，数据字符形成器90也接收来自本地服务插入通道80的数据符号，并从而将来自本地服务插入数据通道84的两位附加至来自第一数据通道82的数据位，以形成六位数据字符y0y1y2y3h0h1，其为来自第一数据通道32的符号串流的四位y0y1y2y3和来自本地服务插入通道80的两位h0h1，从而形成六位字符，用来选择64QAM（2⁶=64）的64个可能的调制符号值中的一个。

符号选择器96被设置为接收六位字符y0y1y2y3h0h1，并根据该字符的值，选择64QAM调制方案的64个可能值中的一个，以在输出96.1处形成64QAM符号的串流。来自符号选择器94、96的相应的输出然后馈送至开关单元98，所述开关单元还在控制输入端100接收从本地服务插入通道90接收的本地内容何时出现并从所述基站被广播的指示。如果本地服务插入数据从基站被广播，则开关98被设置为从64QAM符号选择器96选择输出96.1。如果不是，则开关被设置为选择来自16QAM符号选择器94的输出94.1。因此，在输出信道102上从调制器44输出调制符号用于OFDM符号上的传送。

在一些实例中，控制输入100可以提供指示本地内容何时从本地服务插入数据划分处理器80被传送的控制信号。在控制输入100中提供的控制信号可以从基站控制器产生，在基站内的发射器被连接至所述基站控制器。

在其它实例中，发信号数据处理管36可以被设置为经由L1发信号数据传送何时本地服务插入通道80正在或将传送本地数据的指示。因此，接收器可以恢复可以检测并恢复L1发信号数据，并决定何时或是否本地内容正或将被传送。可选地，通过一些其他的方式，例如通过对接收器进行编程，所述接收器可以设置有提供本地内容数据何时被传送的行程。

基站的部署

图6提供了可以在图1中产生的配置的示例性示图，其中，在单元A内，第一基站BS110可以从第一数据通道32传送数据，而相邻基站BS112传送第二单元B内的数据，所传送的数据不仅包含来自第一数据通道32的数据而且包含来自本地服务插入通道80的本地服务插入数据。因此，来自单元A的基站110传送具有使用16QAM调制的子载波的OFDM符号，而来自单元B的基站112通过以64QAM调制子载波，传送OFDM符号。因此，如图6中所示，如位排序所示，最后两位h0h1被用来根据64QAM选择信号丛点的更细的细节，而位y0y1y2y3被用来选择复平面内的较粗的格中的16QAM符号中的一个。

如已经说明的，在单元A和B内的两基站110、112将以相同频率同时传送OFDM符号。在移动终端中的这样的接收器将接收组合OFDM信号，部分上好像，信号在多路径环境中经由不同路径被接收。然而，从单元A内的基站110传送的OFDM信号包含使用第一调制方案16QAM调制的OFDM符号，而从在单元B内的基站112传送的OFDM符号将使用第二调制方案64QAM被调制。在移动终端内的接收器中，总功率中OFDM符号以第一调制方案和第二调制方案加以接收的比例将取决于移动装置M多接近在单元A和B中的各个发射器。此外，正确恢复来自第一数据通道和本地服务插入通道的数据符号的似然率将取决于在存在分别以第二和第一调制方案调制的OFDM信号的情况下接收器可以检测从单元A传送的根据第一调制方案16QAM的OFDM符号或从单元B传送的根据64QAM的OFDM符号的程度。

如图7中所示，可能仿真信号丛值的三个图表120、122、124被示出用于16QAM及64QAM的实例，其例如在图8中示出。最左图表120提供了当单元A和B的基站110、112中的发射器正传送具有分别以16QAM和64QAM调制方案调制的子载波的OFDM符号时的接收的调制符号值的复平面中的图表，因为单元B正传送本地服务插入数据。第一图表120对应于移动装置处于位置X，其假设接收信号功率的80%来自单元A而接收信号功率的20%来自单元B。可以在图7中看出，图表120提供了根据16QAM接收信号的离散的信号点，但由于由来自传送64QAM调制符号的单元B的20%的功率而引起的可能点的分散结果，噪声明显增加。

相应地，中间图表122提供了当接收器位于位置Y并假设60%的接收功率来自单元A而40%的接收功率来自单元B时的复平面中的信号值的图表。可以看出，尽管信号丛图表被分组为对应于与16QAM符号的各个可能值相关的簇，但离散的丛点已经根据64QAM调制方案而形成。因此，可以了解的是，如果信噪比足够高，则在位置Y处的接收器可以检测64QAM信号点中的一个，并因此恢复该本地插入数据。相应地，右手图表124示出了在位置Z处的情况，假设例如只有10%的信号功率来自单元A而90%的信号功率来自单元B。因此，如图表124所示，清楚的是，各个64QAM信号丛点对于检测和恢复为第一数据通道和本地服务插入数据通道产生的数据是可用的。因此，可以了解的是，当在单元B内或附近时，根据接收器的位置，移动终端可以恢复本地传送的数据和从第一数据通道（例如国内广播）传送的数据，而当在单元A时，接收器仍能够恢复来自第一数据通道的数据。因此，当本地广播数据从邻近单元被传送时，使用由64QAM信号的第二调制方案和第一调制方案16QAM所提供的分层调制的作用将不会中断国内广播数据的接收。

TDMA本地服务插入

本技术一些实施方式可以使用的另外的提高为使得相邻单元的簇之间的用于本地服务传送的容量具有使用高阶（第二）调制方案传送的本地内容在不同的单元中以不同的时间而被传送的效果。参照图9a、图9b及图9c示出了所述技术。

在图9a中，示出了四个单元的簇。这些以不同等级的阴影示出，并分别由Tx1、Tx2、Tx3、Tx4表示。因此，图9a示出了四个单元的簇。将了解的是，除了从第一数据通道（其例如可以为国内广播信号）接收数据之外，区域广播也可以使用本地数据插入通道组合如上所述的较高阶分级调制技术而被提供。然而，如上所述，当使用第二或更高阶调制技术时，其影响为引入噪声或干扰，这降低从第一通信信道接收数据的接收器的信噪比，该通信信道为使用第一或更低阶调制方案的国内广播。更明具体地，例如，如果来自第一数据通道的国内广播信号使用QPSK加以调制，且组合的第一通信信道和本地服务插入通道被调制至第二或更高阶调制方案16QAM，则16QAM广播将表现为对于接收器的增加噪声，其尝试接收以QPSK调制方案调制的OFDM符号。

为了降低相关于第一/较低阶调方案（QPSK）的由第二/更高阶调制方案（16QAM）引起的干扰的量，如图9a所示，广播OFDM信号的单元被从簇。此外，在图9a中所示的四个单元簇内的发射器以一个帧一个帧为基础地导通，以从第一数据通信通道和它们的本地服务插入通道，广播提供数据符号的较高阶16QAM调制信号。这样的配置在图9b中示出。

在图9b中，示出了由四个物理层构成的TDMA帧。物理层帧被标示为帧1、帧2、帧3及帧4。在各个物理层帧内，OFDM信号从各种PLP发送数据。如上所述，与使用QPSK的第一数据通道的传送同时，承载来自第一数据通道和本地服务插入通道的数据的OFDM符号也例如使用16QAM为被传送。然而，为了降低由16QAM调制所造成的干扰，只有四个单元的簇内的发射器Tx1、Tx2、Tx3、Tx4中的一个被允许在TDMA帧的每个物理层帧期间传送较具有高阶16QAM调制子载波的OFDM符号。因此，在物理层帧1中，只有Tx1传送具有以16QAM调制的子载波的OFDM符号，以从组合第一数据通道和其本地服务插入通道提供数据，而在帧2中，只有发射器Tx2传送具有16QAM的OFDM符号，及随后帧3中的Tx3及帧4中的Tx4。然后，对于下一TDMA帧，图案重复。在各情况下，其它所有发射器传送以QPSK调制的OFDM符号或者用以只承载第一数据通道的丛。

作为在四个发射器Tx1、Tx2、Tx3、Tx4每个之间对本地服务插入数据的传送的分时的结果，有效地，本地数据率为第一数据通道的数据率的四分之一。因此，各个单元每第四个物理层帧传送本地服务插入内容。然而，相应地，因为较高阶调制方案，每四个帧只从一单元传送一次，位于希望接收第一/较低阶调制方案（QPSK）的四个单元的覆盖区中的接收器经历的有效干扰相应地降低。因此，在图9c所示的单元的图案中，由本地服务插入数据造成并将会对接收器出现为增加的噪声的干扰分布在全部四个单元的簇中。因此，由本地服务插入数据所造成的相对干扰或增加噪声被降低。这可以被认为是在多频网络中的等效频率的再使用。对于图9a，9b，9c中所示的实例，以下表表示具有各第一（16QAM）和第二（64QAM）调制方案的OFDM符号的传送：

	帧1	帧2	帧3	帧4
					Tx1	64QAM	16QAM	16QAM	16QAM
Tx2	16QAM	64QAM	16QAM	16QAM
					Tx3	16QAM	16QAM	64QAM	16QAM
Tx4	16QAM	16QAM	16QAM	64QAM

表示出了OFDM符号的调制，当使用64QAM的第二/较高调制方案调制本地服务插入数据且第一/较低阶调制方案为16QAM调制方案，用以承载来自第一/国内数据通道的符号。

将可以了解的是，在四个基站的簇间的四个TDMA帧的簇上分配本地内容的传输的结果可以将本地内容服务的频宽降低四分之一，如果接收器只能接收来自一个基站的OFDM承载信号，这将是一种典型情况。对每个簇中的基站的发射器的本地内容的分配例如可以经由由发信号数据通道提供的发信号数据而提供。

尽管在上述实例中，单元被成簇为四个一组，但可以了解的是，可以使用任何数量。优选地，单元被分组成四个一簇，以提供供给至本地服务插入服务的基频宽带得量（位率）与使得从第一数据通道接收数据造成的信噪比的减少量间之间的平衡取舍，所述接收通过较高阶调制方案的传送使用较低阶调制方案而进行，所述数据承载来自第一数据通道与本地服务插入信道间的数据。这样，可以使用图9c中所示的单元结构来为的不同的四个单元组合整个重复配置的单元簇的配置每第四物理层帧传送本地内容，以表示频率再使用的等效配置。

根据本发明的技术，在图4中所示的基站中的发射器内可以被采用为实现如上所示的TDMA帧结构。在一个实例中，用于将调制子载波信号形成为OFDM符号的排序器34及成帧单元58可以被设置为根据图9b中所示的分时帧来安排OFDM符号的传送。排序器34和成帧单元58被设置为使用上述表中所示的第二调制方案传送承载来自第一数据通道和本地服务通道的数据符号OFDM符号。

组合本地服务插入和国内广播信号的均衡化

将参照图10至图15描述本技术的另外的方面。在上述说明中，来自本地服务插入信道的数据使用较高阶调制方案（诸如16QAM）与来自国内广播信道的数据一起传送，而来自国内广播信道的数据使用较低阶调制方案，例如QPSK被传送。在仅传输来自国内广播信道的数据的QPSK信号出现的情况下，需要能够检测本地服务插入数据（通过16QAM调制方案与来自国内广播信道的数据一起被传输）的移动接收器来检测16QAM信号。传输来自国内广播信道和本地广播信道的16QAM调制方案和传输国内广播信道的QPSK调制方案在图3a和图3b中示出，并如上所示。在以下描述中，根据国内广播通道和本地服务插入信道传输数据的较高阶调制方案将被称作本地服务插入信道或者数据，而国内广播信道将被称作国内广播信道、数据或信号。

本技术实施方式所解决的另一附属问题为提供一接收器，其能够均衡化在接收器处接收的信号，所述信号为作为16QAM信号的本地服务插入信号与作为例如QPSK信号的国内广播信号的组合。均衡化作为国内广播信号与本地服务插入信号的组合（其为16QAM和QPSK信号的组合）的信号，由本技术的另外的方面所解决。

如在图10中所示，移动接收器M位于接近距离传送本地服务插入信号的基站112和传送国内广播信号的基站110的平衡距离的位置处。因此，由移动接收器M接收的信号由本地服务插入信号s(t)+d(t)卷积本地服务插入基站112和移动接收器M之间的信道h_l(t)和国内广播信号s(t)卷积从国内广播基站110和移动接收器M之间的信道h_n(t)的组合。因此，接收信号r(t)由以下等式表示（其中符号“*”表示“卷积”）：

r(t)＝h_n(t)*s(t)+h_l(t)*[s(t)+d(t)]

＝s(t)*[h_n(t)+h_l(t)]+d(t)*h_l(t)

根据其中接收信号被转换为频域的FFT，在FFT的输出处所形成的信号为：

R(z)＝S(z)[H_n(z)+H_l(z)]+D(z)H_l(z)

因此，信号丛可以表示在复平面中，对于国内广播信号，如图11a所示，而对于本地插入信号，如图11b所示；如图11a所示，国内广播信号为QPSK，而如图11b所示本地服务插入信号为16QAM。因此，图11a的国内广播信号相对于在图11b中所示的16QAM的较高阶调制方案提供了较低阶的调制方案。然而，由图11a和图11b的丛点所示的信号表示是没有噪声的，且此外，也没有其它信号出现。

图12a和图12b提供了复平面内的信号丛的对应的表示，其中，在国内广播信号s(t)及本地广播信号s(t)+d(t)存在的情况下，移动接收器M接收信号，而信道响应H_n(z)和H_l(z)是不相等的。在图12a中，R(z)的信号丛，如上表示的组合信号为国内广播信号与本地广播信号的组合。图12b示出了由[H_n(z)+H_l(z)]除接收信号R(z)以产生C(z)的效果，其中，[H_n(z)+H_l(z)]为来自国内广播信号的基站110的信道与本地插入基站112的信道的组合。图12b的示图表现出完美信道评估而没有噪声。从图12b可以看出，只需要少量噪声，以造成本地广播信号的特定调制符号的错误检测。R(z)由组合信道相除形成一均衡化信号C(z)：

C (z) = \frac{R (z)}{[H_{n} (z) + H_{l} (z)]}

= S (z) + \frac{H_{l} (z)}{[H_{n} (z) + H_{l} (z)]} D (z)

然而，并没有单独地知道H_n(z)和H_l(z)，因此，以下不能计算：

\frac{H_{l} (z)}{[H_{n} (z) + H_{l} (z)]}

根据本技术，为了从国内广播信号恢复本地插入信号，有必要单独地从国内基站110确定信道H_n(z)，或从本地服务插入基站112确定信道H_l(z)。通过已知国内广播信道H_n(z)或本地插入信道H_l(z)，可以计算D(z)项。因此，首先使用较低阶调制方案检测国内广播信号，并从接收信号减去检测信号，然后，可以通过得知来自国内广播基站的信道H_n(z)或来自本地服务插入信号基站的信道H_l(z)的通道，来恢复本地信号D(z)。因此，根据本技术，项H_l(z)D(z)/[H_n(z)+h_l(z)]被处理为噪声，国内广播数据通过将S(z)进行划分而被恢复，以给出国内广播信号的评估因此，通过计算来自国内广播基站H_n(z)和本地服务插入信号基站H_l(z)的合成信道[H_n(z)+H_l(z)]并将其与国内广播信号的评估卷积（在频域中通过相乘），可以从接收信号减去该组合，以形成与来自本地服务插入基站的信号卷积本地服务插入信号的评估。

因此为了检测本地服务插入信号，需要以下步骤：

1.当对S(z)进行划分时，通过将考虑为噪声，而将S(z)评估为

2.均衡器已经将[H_n(z)+H_l(z)]计算作为来自国内OFDM参考先导的组合信道；

3.计算

这提供了如图13a中的复平面图中所示的复数信号；

4.如果根据设置在本地服务插入信号中的另外的先导已知D(z)中的一些，则H_l(z)可以被评估以给出

5.

{\hat{H}}_{l} (z) \approx \frac{R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]}{D (z)}

6.在频域中，可以对执行内插，以形成H_l(z)，从而

7.

\tilde{D} (z) \approx \frac{R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]}{{\hat{H}}_{l} (z)}

因此，通过取消来自本地服务插入基站的信道

形成了图13b中所示的信号丛示图，本地服务插入数据可以从该图被恢复。

可以由上述说明可以了解的是，为了恢复本地服务插入信号

有必要评估来自本地服务插入基站的本地服务插入信道

其与来自国内广播基站H_n(z)的信道分开。

在另一实施方式中，计算

可被用来通过计算下式而获得的更佳的评估：

R (z) - \tilde{D} (z) H_{l} (z) = S (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]

然后，每边除以[H_n(z)+H_l(z)]及再次对

进行划分。该类型的迭代可以持续很多次，以获得

评估的持续改善。

已经提供了上述说明以给出一般技术的说明，通过所述技术可以恢复来自国内广播信号和本地广播信号的数据。如上所述，用来从接收的信号取消信道的影响的简单技术将接收信号除以信道的评估。然而，存在可以使用的其它均衡化技术，它们是包括产生接收数据符号的对数似然比的部分之后的以下表示的一些。该示例性技术避免了如果频域中为空（零）则由通过相除的取消（这由于除以零而产生了噪声放大）而引起的潜在的问题。

使用本地先导评估本地信道

根据本技术，通过在所选择的子载波上包括本地服务插入先导来评估来自本地服务插入基站的信道H_l(z)，所述子载波传送本地服务插入调制符号。这样的配置如图14a、图14b及图14c所示。

在图14a中，提供了频域中的OFDM符号的示例性表示，示出了然后被设计为根据国内广播信号传输数据的多个子载波s(t)以及专用于根据传统配置传送先导符号的子载波Ps。图14b提供了OFDM符号的示图，其中使用分级调制方案在国内广播信号的顶部引入本地服务插入符号。然而，为了评估本地服务插入符号经由其所广播的信道，有必要根据本地服务插入选择承载数据的子载波中的一些并用将用作先导符号Pd的已知符号代替这些符号。这样的配置在图14c中示出。因此，可以了解的是，本地服务插入先导Pd可以替代将在具有较高阶调制符号的子载波上的符号上传送的符号而传送，所述较高阶调制符号将被设置为承载本地服务插入数据，但设置这些由已知的鼓号替代。因此，对于用作先导Pd的较高阶调制，这些子载波可以传输已知符号。然而，可以了解的是，为了传送本地服务插入信号先导Pd，有必要采用频率内插，这对于本地服务内插数据的传统传送来说是所需的。

如图4所示，根据本技术，对于每一数据划分处理器50、51，在频率交错器54输出处，包含本地服务插入数据的数据划分处理器50、51包含模块182，用以在产生由图4中所示的调制器所形成的分级调制符号之前，插入本地服务插入先导Pd。调制器182被设置为根据所使用的分级调制方案将数据符号映射至调制符号上。可选地，采用了多输入单输出（MISO）方案，然后执行进一步的先导的处理，如由MISO模块184所示。在MISO模块184之后，先导符号经由主先导插入单元56被插入在分开的子载波上，在单元56之后，成帧单元58结合OFDM模块70形成了频域中的OFDM符号。

如图4中所示，在信号插入数据划分处理器的分支上的频率交错器54的输出处，在频率交错器54之后产生的本地服务插入数据被馈送至本地先导插入模块180，其中，用于本地服务插入的数据符号被先导符号替换，通过击穿或例如将被用来承载先导的本地服务插入的调制符号在数据单元之间保持为空或被移动以容纳本地服务先导来执行所述替换。可以了解的是，本地服务插入先导Pd被预设计，从而可以被保留用于本地服务插入先导或数据可以被移动以收纳本地服务插入先导。因此，基本上如图14c所表示的配置在QAM调制器182的输出产生。

图15提供了一种示意性框图，其对应于图4中所示的示意性框图，除了图15提供了其中使用多输入多输出（MIMO）传输方案的实例。然而，具有用于MIMO方案的配置的复杂性在于形成为分级调制结构的一部分的本地服务插入先导Pd必须插入在频率交错器192之前。这是因为对于MIMO方案，在将被传送的OFDM信号的每一版本上的先导相对于彼此而适应，因此，对于每个版本，必须分开形成版本中的每一个。这应用于国内广播调制符号和本地服务插入符号。因此，不可能在频率交错器54的输出处组合本地服务插入先导。

根据本技术，为了在频率交错器54之前提供其中本地服务插入先导形成在信号中的配置，本地服务插入先导相对于子载波而设置，所述子载波传输模块190中的分级调制数据，然后被馈送至频率解交错器192，所述频率解交错器执行由频率解交错器54执行的交错的逆。因此，包含本地服务插入先导Pd的先导子载波被设置在它们期望的位置处，且频率解交错器在所述本地服务插入数据有本地服务插入数据模块194施加之前对这些调制符号进行解交错。在QAM调制器182的输出处，调制符号被形成并被馈送至MIMO模块184。频率交错器54然后可以执行为由频率解交错器192所执行的解交错映射的逆的映射，从而使得频率交错器54的输出处，本地服务插入先导再次在用于本地服务插入先导的指定子载波的期望的位置处。因此，OFDM符号在它们期望的位置处形成有本地服务插入先导Pd。用于国内广播信号的主先导Ps然后经由在成帧单元58与OFDM单元70之前的主先导插入模块56被加入在所述子载波位置处，如同传统配置那样形成OFDM符号。

因此，根据本技术，通过首先将本地服务插入先导设置在位于它们的期望的位置然后使用解交错器形成交错的逆从而使得当交错时它们再一次设置在它们期望的位置处，来将本地服务插入先导Pd设置在期望的位置处。

被设置为恢复本地服务插入数据或国内广播数据的接收结构以下将参照图24进行描述。

结果

在图16至图21中提供了各种结果，例如，以1/2，3/5，2/3及3/4的不同的前向纠错编码率操作和用于16QAM的第一调制方案、64QAM的第二调制方案的反射器-接收器链。图16、图17、图18、图19、图20及图21提供了来自单元A和单元B的不同功率比的实例。对于图16，来自单元A的接收信号的功率的分数为99%而来自单元B的为1%。从单元A和B到达的时间之间的相对延迟为4.375μs。对于图16，80%的功率来自单元A而20%的功率来自单元B，从单元B的到达的时间的延迟为2.2μs。图17提供了在到达的相对时间0延迟时来自单元A的99%的功率和来自单元B的1%功率。图18示出了在到达的相对时间0延迟时来自单元A的60%的功率和来自单元B的40%功率，图19示出了在到达的相对时间0延迟时来自单元A的50%的功率和来自单元B的50%功率。最后，图20示出了其中10%的功率来自单元A，90%的功率来自单元B的情况，在来自单元B的信号到达之后2.2μs来自单元A的信号到达接收器。从图21中的实例可以看出，存在解码3/5、2/3率代码的不足信噪比。所需的SNR应足够用于64QAM的解码。相对于每一个图表，示出了信噪比值，其将对应于其中用于相同的相邻单元的发射器没有以较高阶调制方案（对于该实例为64QAM）传送本地服务插入数据的情况。图表中的适当的一些包括以10^-7的误码率用于1/2、3/5、2/3及3/4的各编码率的点（表示为“◇”）。如每种情况所示，为了达到相同的误码率至，需要信噪比的增加。然而，该方案的性能仍似乎可接受。

接收器

将描述可以形成移动装置一部分的接收器，所述移动装置用来接收通过图1中所示的网络的基站中的任何一个广播的信号。在图22中提供了用来接收图4中所示的传送的PLP通道中的任一个的接收器的示例性结构。在图22中，接收器天线174检测被馈送至射频调谐器175的承载OFDM信号的广播射频信号，用于适于基频信号的解调制和模数变换。帧恢复处理器158恢复分时复用物理层帧边界和OFDM符号边界并将用于各个物理层帧的每一符号馈送给OFDM检测器150。OFDM检测器150然后从频域中的OFDM符号恢复国内广播数据和本地服务插入数据。所恢复的国内广播数据和本地服务插入数据然后被馈送至解排序器（de-scheduler）134，其将这些符号中的每一个分别划分为多路复用的PLP处理通道（PLPprocessing pipe）。因此，解排序器逆转图4中所示的解排序器134的所施加的多路复用，以形成多个数据串流，它们分别被馈送至PLP处理通道129、130、136。典型的接收器将只具有单个的PLP处理通道，因为每个PLP可以承载全广播服务且该PLP处理通道处理来自任一国内广播PLP或任一本地服务插入PLP的数据。形成图22中所示的PLP处理通道的处的一部分的处理部件在图23中示出。

在图23中，第一示例性PLP处理通道130被示为包含QAM解调制器144、解交错器142及前向纠错译码器140，它们被设置为基本上为图4的QAM调制器44、交错器42及FEC编码器40的逆操作。可选地，PLP处理管130也可以包含用来执行多输入多输出或多输入单输出处理的MISO/MIMO检测器46。因此，在操作中，调制符号在输入200处被接收并被馈送至MISO/MIMO处理器146，所述MISO/MIMO处理器所起的作用为对在发射器处使用的空间-时间代码进行解码，从而将调制符号的一个串流生成为然后被馈送至QAM解调制器144的信号符号串流。QAM解调制器检测在所用QAM调制方案中的丛点中的一个，对于每一检测点恢复对应于该点的数据字符。因此，QAM译码器144的输出为被馈送至解交错器142的数据符号串流，所述解交错器用来对来自多个OFDM符号或来自OFDM符号内的数据串流进行解交错。

由于数据符号在图4所示的发射器中已经被编码，例如，使用低密度奇偶校验码，所以所述符号通过FEC译码器140被解码，以在输出202处形成用于PLP的基频数据串流。

根据本技术，在一些实施方式中，解排序器150被设置为根据上述的基站的簇应用TDMA帧，以恢复已经以第二调制方案调制并在物理层帧中的一个上传送的OFDM符号。因此，根据为单元簇设置的信号传送，接收器根据基站中的发射器所施加的帧定时，试图恢复具有根据第二调制方案调制的子载波的OFDM符号。有关哪些物理层帧承载用于给定PLP的分级调制的信息被承载于发信号PLP中，该接收器首先接收并在任何承载PLP酬载前解码。

均衡化接收单频信号

第一示例性OFDM检测器

如上所述，根据本技术，图22中所示的OFDM检测器150被设置为使用与国内和本地信号一起传送的先导信号以及与本地信号一起传送的另外的先导检测国内信号S(z)和本地服务信号D(z)。OFDM检测器150的两个示例性实施将参照图24至图29进行描述。

图24a提供了图22中所示的OFDM检测器150的第一实例的示意性框图。这可用于SISO、MISO或MIMO方案。在图24a中，快速傅里叶变换（FFT）模块290将接收信号从时域转换为频域。国内广播信号均衡器292然后接收该频域OFDM符号并形成组合的本地服务插入信道和国内广播信道以及接收的国内广播数据的评估。图24b中示出了构成单频网络均衡器292的模块。

如图24b所示，单频网络均衡器包含先导分离器296，其将先导从接收的频域信号分开。频域信号在先导分离器296的输出298处被馈送至除法器电路300。从分离器296的第二输出302，先导子载波被解调，通过时间内插单元304被以时间内插，并通过频率内插单元308以频率被内插，以在除法器300的输入310处形成组合的国内广播信道和本地服务插入信号(H(z)_l+H_c(z))的评估，从而使得除法器的输出形成表示国内广播信号S(z)的信号312。

如在接收器链中所示，解映射器314然后通过划分关于实平面和虚平面的调制信号（modulation signalling）来解译所接收的调制信号，以检测国内广播信号的评估

表示国内广播信号S(z)的信号312然后被馈送至频率解交错器316，并且，然后被馈送至如上所述的解排序器134，用于国内广播信号的一般数据的恢复。

图24c提供了本地均衡器320的示例性实施。如图24c中所示，所检测得组合的本地服务插入信道和国内广播信道(H(z)_l+H_c(z))在输出311上被馈送至本地均衡器320的第一输入。国内广播符号的评估

被馈送至乘法器322，所述乘法器在第二输入接收组合的本地服务插入信道和国内广播信道的评估310。减法单元324然后从接收信号中减去国内广播符号的评估与组合的本地服务插入和国内广播通道相乘的乘积，以形成馈送至本地均衡器320的本地服务插入符号的评估。本地均衡器320的内部结构类似于国内广播信号均衡器的内部结构。在本地服务插入先导分离器326的输出，先导信号在输出328上被馈送至先导解调制器330，然后，被馈送至时间内插单元332，其后跟随有频率内插单元334，所述频率内插单元形成了本地服务插入符号所通过的信道的评估。本地服务插入数据的评估在输入336上被馈送至除法器电路338，所述除法器电路在另外的输入上接收来自先导分离器326的输入340（本地服务插入符号）并在输出342处形成本地服务插入数据符号的评估。解映射器344和频率解交错器346然后形成表示被馈送至解排序器134的本地插入数据的评估。其后，本地插入数据的数据恢复对应于相对于图23所示的数据通道所示的。

可以了解的是，本技术的另一方面提供了国内广播数据的第一评估，该第一评估然后基于本地服务掺入符号的确定而被精细化，以形成国内广播符号的进一步精细的评估，其可以更进一步用以进一步计算本地服务插入符号的精细评估。因此，以加速解调制形式的迭代反馈配置可以被形成为提供对接收信号的评估的进一步的改善。

OFDM检测器的第二实例

如熟悉均衡化技术的人所了解的，单频网络均衡器292和本地插入均衡器320的实施包含除法器电路300、338。各个均衡器292、320中的每个除法器电路通过除法消除各个信道的影响。例如，在单频均衡器300中，通过将频域中的与信道相乘（与时域中的信道卷积）的国内广播信号S(z)除以信道的评估H’(z)来从包括用于国内信号S(z)的数据的信号成分中消除信道H(z)以恢复国内广播信号。然而，由于多路径破坏性干扰以彼此取消，所以多路径衰减比信道可以在频率响应中产生零，从而产生零分量。结果，将接收信号除以信道评估的简单除法由于除以零而放大了噪声。因此，被零（或接近零的数）所除可能造成在正位置的调制符号的评估对应于信道取样，其系为零或类似以产生复数实部及虚部项的最大值。作为调制符号所承载的结果信息，调制数据将丢失。因此，OFDM检测器150的第二实例被设置为通过考虑在解映射器处产生对数似然函数，而不是通过零所除的信道的影响来避免该技术问题，以从接收信号恢复数据。因此，均衡器使用最小平均误差均衡化技术来执行数据的检测。OFDM检测器150的第二实例在图25、图26、图27及图28中示出。

图25提供了OFDM检测器150的第二实例，其对应于图24a中所示的实例，将仅简要描述差别。FFT处理器290、频率解交错器316、346、国内信号均衡器292.2、乘法器322及减法电路324操作以执行对应于图24a中所示的对应数量单元的对应的功能。与第一实例的不同在于，国内QAM解映射器400、位划分解映射器314.2及本地均衡器/QAM解映射器402。

至于第一实例，FFT处理器290恢复接收OFDM符号的频域版本，并将该OFDM符号馈送至第一国内均衡器292.2。国内均衡器292.2在图26中示出并操作以产生组合信道H(z)的评估，通过该组合信道H(z)，国内广播信号和本地广播信号被接收。国内均衡器292.2操作为图24b中所示的单频均衡器292，以通过将接收信号除以评估信道，而产生国内广播信号的评估

因此，国内均衡器292.2操作对应于图24b中所示的国内均衡器，否则，以相同方式操作。

国内信号的第一评估

被馈送至位划分处理器，其使用位划分处理器314.2，恢复通过国内信号

传输的数据的第一评估，该划分处理器314.2以与图24c中所示的QAM解映射器314相同的方式操作。因此，乘法器322和减法电路324操作如图24c中所示以在本地均衡器/QAM解映射404的输入处形成对应于本地信号卷积本地信道(D(Z)Hl(z))的信号。因此，根据FFT处理器290、第一国内均衡器292、位划分解映射器314.2、乘法器322及减法电路324的操作，以下在这些电路的各个输出处产生：

在FFT处理器290的输出处的接收信号为：

R(z)=S(z)[H_l(z)+H_N(z)]+D(z)H_l(z)，其中H(z)=[H_l(z)+H_N(z)]

来自第一国内均衡器292.2的在输出信道310上的输出然后为：

H（z）＝[H_l(z)+H_N(z)]

其中，在来自第一国内均衡器的输出312上，接收信号除以信道H(z)的结果产生：

C (z) = S (z) + \frac{D (z) H_{l} (z)}{H (z)}

因此，位划分解映射器的输出315，该解映射器通过划分关于实平面和虚平面产生S’(z)。因此，R’(z)根据下式在乘法器电路322的输出处重建：

R′(z)＝S′(z)H(z)+D(z)H_l(z)

使得减法电路324的输出变成：

R′(z)-S′(z)H(z)＝D(z)H_l(z)

如图25中所示，本地均衡器/QAM解映射402操作为使用在D(z)内的已知的本地信号先导，恢复本地信号D(z)及H’_j(z)。在图27中更具体地示出了本地均衡器402。如图27所示，本地均衡器402被设置为使用参照图24c所说明的先导分离器326、解调制器330、时间内插电路332及频率内插电路334，产生本地通道的评估H’_j(z)。然而，在图27中，本地均衡器402包含本地2D QAM解映射器，其操作为通过使用对数似然函数而不是除法电路产生本地信号的评估D’(z)，如在以下段落中所说明的。这是通过使用D(z)H_l(z)的1D或2D解映射器而获得，所述解映射器使用评估H’_l(z)作为信道转移函数。这给出了评估D’(z)。

最小均方误差本地均衡器

图24c中所示的本地均衡器320通过使用除法器电路消除本地信号信道的影响来产生本地信号的评估D’(z)，并对在除法电路338的输出处产生的本地信号的调制信号进行解映射。相反地，本地均衡器/解映射器402使用2D或1D QAM解映射器（其组合信道的评估H’_-l(z)与接收本地信号D(z)H_l(z)的取样），以产生每一调制符号的对数似然比。调制符号的对数似然比（LLR）然后可以被用于后续纠错译码器中，所述译码器利用软决定信息恢复从本地信号传送的数据。因此，因为本地均衡器/解映射器并未执行接收本地信号与本地信道评估的除法，所以避免了或至少减少了以上说明的被零所除的问题。产生用于每一评估调制符号或OFDM信号的单元的对数似然比的本地信号解映射器404的操作说明如下：

对数似然比解映射器

假设接收调制符号评估或单元被设定为r=I_d+jQ_d。解映射器被设置为操作以计算由所述单元承载的每一个位的对数似然比（LLR）形式的软位。用于丛标示（b_i）的位置i处的位的LLR可以被计算为：

L (b_{i}) = \ln [\frac{P (b_{i} = 1 | r)}{P (b_{i} = 0 | r)}]

其中：

P (b_{i} = k | r) = \underset{x &Element; C (k, i)}{Σ} P (x | r)

k=0,1

其中，C（k,:）为该组丛点的组，其中，在位置i处的位的值（b_i）为k。因此，对于16QAM：C（0,3）={0000,0001,0010,0011,0100,0101,0110,0111}，即，丛标示组中MSB（b₃）为零。

在其最通用形式：

P (x | r) = \frac{1}{σ_{I} \sqrt{2 π}} \exp (- \frac{{| I_{d} - ρ_{I} I_{x} |}^{2}}{2 {σ_{I}}^{2}}) * \frac{1}{σ_{Q} \sqrt{2 π}} \exp (- \frac{{| Q_{d} - ρ_{Q} Q_{x} |}^{2}}{2 {σ_{Q}}^{2}})

其中，σ为I_d和Q_d的噪声标准偏差，因此，ρ为用于I和Q信道的各个信道衰减系数。注意，如果I_d和Q_d来自不同OFDM单元，σ及ρ通常可以是不同的，因为例如使用旋转丛所以不同。当未使用旋转丛时，则σ及ρ对当然相同，且相对简单。

在指数之前的乘法项仅是成比例的，因此，LLR成比例于：

L (b_{i}) = \ln [\frac{\underset{x &Element; C (1, i)}{Σ} \exp (- \frac{{| I_{d} - ρ_{I} I_{x} |}^{2}}{2 {σ_{I}}^{2}} + \frac{{| Q_{d} - ρ_{Q} Q_{x} |}^{2}}{2 {σ_{Q}}^{2}})}{\underset{x &Element; C (0, i)}{Σ} \exp (- \frac{{| I_{d} - ρ_{I} I_{x} |}^{2}}{2 {σ_{I}}^{2}} + \frac{{| Q_{d} - ρ_{Q} Q_{x} |}^{2}}{2 {σ_{Q}}^{2}})}]

这可以使用最大对数近似法加以简化，所述最大对数近似假定为：

\ln [Σ_{k = 1}^{L} \exp (a_{k})] = \max (a_{k})

其还遵循：

\ln [Σ_{k = 1}^{L} \exp (- a_{k})] = \min (a_{k})

因此，

这表示所谓的2D解映射器，其中

其中，为在均衡器/解映射器信号中的计算的用于相关单元的线性SNR/单元，及m=1/2og₂（M）为每丛轴的传输的位的数量。注意，对于旋转的丛，φ对于I和Q是不同的，因此，σ也将不同。上式的总和对于

为特定QAM丛的每符号的已知的平均能量。

因此，本地均衡器/解映射器的操作对于各个输入单元r=I_d+jQ_d执行以下计算：

1.对于丛中的每点x=I_x+jQ_x，计算以相关噪声项缩放的距离|I_d-I_x|²及|Q_d-Q_x|²。如果对此以蛮力方式进行，则这些的M将需要M-QAM。然而，如果这些根据相关QAM的轮廓而被极端，则在M加法后，只需要M/2减法及平方运算。

2.对于在丛标记中的位的位置i，如果b_i为1或0，并假设I及Q的x距离r的距离总和（计算于步骤1）为相关组的最小值，则找出每一丛点的x。在实际上，对于每一丛类型及每一个位的位置i，作为组C(0，i)及C(1，i)的成员的点的指数可以被预指定并被列表。

3.一旦找到两最小值，则在等式中执行减法，以得到L（b_i）。

另一方面，2D解映射器LLR函数可以展开为：

每一分量被最小化，当其

被最大化时。因此，另一策略为计算及最大化每一组C（k,:）的这些项；并计算只用于产生这些最大化的丛点的全LLR。

1-D解映射器

解映射器可以显著地简化为2×1-D解映射器，但在性能上有一些损失。在任一均匀QAM中，每一丛点的一半位被轴中的一个完全确定，例如如图28中所示。对于图28中所示的实例，其对应于16QAM的实例，我们可以看出{b₀，b₂}仅由实轴所确定，而{b₁，b₃}则仅由虚轴所确定。映射如以下表格中被列表：

16QAM位对轴大小

这表示用于位{b₁，b₃}的软决定值可以仅从虚轴的LLR大小导出，而用于{b₀，b₂}的软决定值可以仅从实轴的LLR大小导出。因此，LLR计算被简化为下式，其将提供1D解映射器：

P (x | r) = \frac{1}{σ_{I} \sqrt{2 π}} \exp (- \frac{{| I_{d} - ρ_{I} I_{x} |}^{2}}{2 {σ_{I}}^{2}})

或

P (x | r) = \frac{1}{σ_{Q} \sqrt{2 π}} \exp (- \frac{{| Q_{d} - ρ_{Q} Q_{x} |}^{2}}{2 {σ_{Q}}^{2}})

该等式根据用于{b₀，b₂}或{b₁，b₃}的LLR是否被分别计算不同。因此，取{b₀，b₂}：

L (b_{i}) = \ln [\frac{\underset{x &Element; A (1, i)}{Σ} \exp (- \frac{{| I_{d} - ρ_{I} I_{x} |}^{2}}{2 {σ_{I}}^{2}})}{\underset{x &Element; A (0, i)}{Σ} \exp (- \frac{{| I_{d} - ρ_{I} I_{x} |}^{2}}{2 {σ_{I}}^{2}})}]

其中A（k,:）为当b_i=k时，I-轴的大小组。随后，最大对数近似：

如前，当

被最大化时各分量被最小化。可以对虚轴进行同样的分析。

因此，在可选实施方式中，本地均衡器/解映射器402可以被设置为执行上述2D解映射计算，或1-D解映射器，所述1-D解映射器通常较2-D不复杂，特别是当丛点的数目在各个组A(0,:)及A(1,:)相对低时，以16QAM为例，在每一情况中，只需要两个元素，如表3所示。最大对数近似法因此经常分配有较低阶调制方案，LLR使用在1-D解映射公式中的指数函数的片状线性近法加以导出，因为至总和的项数有限。

第二国内均衡器/解映射器

如在一些实施方式中的以上说明，本地信号的评估D’(z)可以用来重建具有以下效果的接收信号，即，可以从重建的信号产生国内信号S(z)的改善的评估。如所示，对于图25中所示的OFDM检测器150的第二实例，第二国内均衡器/解映射器400被用来产生国内信号S(z)的改善的评估。该第二国内均衡器/解映射器400并未使用被零所除的计算，位划分由第一国内均衡器292所执行，但如同本地均衡器/解映射器402，产生用于每个调制符号或单元的对数似然比。如图29所示，第二国内均衡器/解映射器包含减法电路420，其在第一输入上接收来自乘法器422的输出。乘法器然后馈送国内信号均衡器/解映射器424，所述国内信号均衡器/解映射器以类似于本地均衡器/解映射器404的方式，以计算用于一调制符号或OFDM的LLR。

在图29中，乘法器422接收来自本地均衡器/解映射器402的在连接信道406上的本地信号的评估D’(z)，及接收在连接信道408上的本地通道的评估H’l(z)，并将这两者组合以形成如同自本地信道接收的本地信号的评估。该所得信号被馈送至减法电路420的第一输入，其在第二输入上接收来自图25中所示的FFT处理器290的原始接收信号R(z)。因此，减法电路420的根据以下等式形成了S(z)H(z)。

R(z)-D′(z)H_l′(z)＝S(z)H(z)

如在图29中所示，国内信号解映射器424基本上如用于本地均衡器/解映射器的以上所述操作以产生用于每个调制符号的LLR值或用于国内信号的接收OFDM符号的单元，使用从第一国内均衡器292接收的H(z)作为信道转移函数，以在输出160处形成国内信号的精细评估S”(z)。

操作总述

总之，在图24a和图25中所示的接收器的从本地服务插入符号恢复本地数据的操作以一般水平通过在图30中示出的流程图示出，其被总结如下：

S2：通过将项

视为噪声并关于实平面和虚平面划分恢复信号以形成国内广播数据的评估来形成国内广播符号的评估

S4：为来自国内广播基站和本地服务插入基站的传送信道的组合信道的评估使用主先导子载波Ps而形成以计算表示重新产生的与组合的国内广播和本地服务插入信道卷积的国内广播信号的项的评估

\hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)] .

S6：通过从接收信号R(z)中减去来自步骤S4的所产生的项来形成与本地信道卷积的本地服务插入符号的评估

R (z) (D (z) H_{l} (z) \approx R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]) .

S8：使用本地服务插入先导来确定从基站至接收器的其本地服务插入经由其通过的信道的评估

S10：本地服务插入数据然后根据通过将恢复项除以本地通道的评估所产生的符号而被评估

\tilde{D} (z) \approx \frac{R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]}{{\hat{H}}_{l} (z)} .

可以对以上描述的本发明进行各种变形而不会脱离如所附权利要求所限定的本发明的范围。例如，通过对接收器作出适当的调整，可以使用其他的调制方案而不是以上描述的那些。此外，可以如上所述迭代解调处理多次以改善接收符号评估。此外，所述接收器可以用在各种系统中，其采用OFDM调制而不是根据DVB-NGH标准限定的那些。

Claims

1.一种在有第二正交分频复用（OFDM）符号的情况下从第一OFDM符号接收并恢复本地服务数据符号的接收器，所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号包含形成在频域中的多个子载波符号，所述第二OFDM符号承载国内广播数据符号并使用第一调制方案，调制至所述第二OFDM符号的子载波上，以形成国内广播调制符号，及所述第一OFDM符号承载所述国内广播数据符号和所述本地服务数据符号并使用第二调制方案，调制至所述第一OFDM符号的所述子载波上，所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号两者均包含相同的先导子载波符号及所述第一OFDM符号包含本地先导符号，所述接收器包含：

调谐器，被设置为操作以检测表示所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号的组合的射频信号并形成表示所述组合的第一OFDM符号和第二OFDM符号的接收基频信号，

OFDM检测器，被设置为操作以从承载有所述第一OFDM符号的子载波的数据，恢复承载所述本地服务数据符号的调制符号，及从承载所述本地服务数据符号的所述调制符号产生所述本地服务数据符号的评估，其中，OFDM检测器包含：

均衡器，用来通过以下步骤恢复所述第二调制方案的所述本地服务数据符号：

产生组合信道的评估（[H_n(z)+H_l(z)]），所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号使用所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号的所述先导子载波符号，使所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号通过所述组合信道；

从承载有来自所述第二OFDM符号的所述第一调制方案的子载波的所述调制数据，产生所述国内广播调制符号的评估

产生所述组合信道与所述国内广播调制符号的卷积的评估

(\hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]);

通过从所述接收信号减去与所述组合信道的所述评估卷积的所述国内广播调制符号的所产生的评估来产生表示所述第一OFDM符号的所述本地服务调制符号的所述接收基频信号的成分的评估

(D (z) H_{l} (z) \approx R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]);

产生一信道的评估

经由所述信道所述第一OFDM符号使用所述本地先导符号而被接收；

从表示承载所述本地服务数据的所述调制符号的所述接收信号的成分的所述评估与所述第一OFDM符号经由其而被接收的所述信道的评估的组合，产生本地服务数据符号的评估

(\tilde{D} (z) \approx \frac{R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]}{{\hat{H}}_{l} (z)}) .

2.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述第二调制方案提供了复平面中的两个以上丛点，用于在所述第一调制方案的所述复平面中的各个丛点。

3.根据权利要求1或2所述的接收器，其中，所述第一调制方案为N-QAM及所述第二调制方案为M-QAM，其中N<M且M/N为2以上。

4.根据任一项前述权利要求所述的接收器，其中，所述均衡器被设置为操作以通过划分关于预定轴的复平面中的值并作出对所述国内广播调制符号的值的硬判决，产生来自所述调制数据的所述国内广播调制符号的评估所述调制数据承载有来自所述第二OFDM符号的所述第一调制方案的子载波。

5.根据任一项前述权利要求所述的接收器，其中，所述均衡器被设置为操作以从表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收基频信号的成分的评估与所述第一OFDM符号经由其被接收的所述信道的评估的组合，产生所述本地服务数据符号的评估，所述第一OFDM符号通过以下步骤被接收：

将表示所述本地服务数据符号的所述接收信号的成分的评估除以所述本地通道的所述评估，以从所述第一OFDM符号恢复承载所述本地服务数据符号的各所述调制符号的评估，以及

解映射承载所述本地服务数据符号的所述调制符号，以产生所述本地服务数据符号的所述评估。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的接收器，其中，所述均衡器包含本地服务均衡器/解映射器，被设置为操作以从表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收基频信号的成分的所述评估与所述第一OFDM符号经由其被接收的所述信道的所述评估的组合，产生所述本地服务数据符号的所述评估，所述OFDM符号通过以下步骤被接收：

从表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收信号的所述成分的所述评估和所述本地通道的评估，计算用于各个所述本地服务数据符号的对数似然比，以从所述第一OFDM符号恢复各所述本地服务数据符号的评估，以及

从所述对数似然比计算评估所述本地服务数据符号。

7.根据权利要求5或6所述的接收器，其中，所述均衡器包含国内广播均衡器/解映射器，被设置为操作以：

通过组合第一OFDM符号经由其被接收的所述信道与表示所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述评估，重新产生表示承载本地服务数据符号的所述第一OFDM的调制符号的接收基频信号的所述成分的评估；

通过从所述接收基频信号减去表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收信号的所述成分的所述重新产生的评估，形成表示所述国内广播调制符号的所述接收基频信号的成分的评估，

从表示所述国内广播调制符号的所述接收信号的所述成分的所述评估和所述国内通道的所述评估，计算各所述国内广播数据符号的对数似然比，以恢复所述第二OFDM符号的各所述国内广播调制符号的所述评估，以及

从所述对数似然比计算评估所述国内广播数据符号。

8.根据权利要求1至4中任一项所述的接收器，其中，所述均衡器被设置为操作以重新产生所述国内广播调制符号的评估，通过：

通过组合表示所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述评估与所述第一OFDM符号经由其被接收的所述信道，重新产生表示承载本地服务数据符号的所述第一OFDM符号的调制符号的所述接收基频信号的所述成分的评估，

通过从所述接收基频信号减去表示所述国内广播调制符号的所述接收基频信号的所述成分的所述重新产生的评估，并由所述组合信道相除来产生表示所述国内广播调制符号的所述接收基频信号的成分的评估，以及

使用所述国内广播调制符号的所述重新产生的评估，以作出所述本地服务调制符号的精细评估，及所述均衡器被设置为从所述本地服务调制符号产生所述本地服务数据符号的精细评估。

9.根据权利要求8所述的接收器，其中，所述均衡器被设置为操作以通过重复计算所述国内广播符号的所述重新产生的评估的所述运算，从所述本地服务数据符号的所述精细评估进一步重新产生所述国内广播调制符号。

10.根据前述权利要求中的任一项所述的接收器，其中，所述接收器被设置为从根据下一代手持标准通信的OFDM符号接收数据符号。

11.一种在有第二正交分频复用（OFDM）符号的情况下从第一OFDM符号接收并恢复本地服务数据符号的方法，所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号包含形成在频域中的多个子载波符号并由被通信的数据符号调制，所述第二OFDM符号承载来自国内数据通道的国内广播数据符号并使用第一调制方案，调制至所述第二OFDM符号的所述子载波，以形成国内广播调制符号，及所述第一OFDM符号承载来自所述国内数据通道的所述国内广播数据符号及来自本地插入通道的所述本地服务数据符号并使用第二调制方案调制至所述第一OFDM符号的子载波，所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号两者均包含相同的先导子载波符号及所述第一OFDM符号包含本地先导符号，所述方法包含：

检测表示所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号的组合的射频信号，以形成表示所述组合的第一OFDM符号和第二OFDM符号的接收基频信号，

从承载所述第一OFDM符号的子载波的数据恢复承载所述本地服务数据符号的调制符号，以及

从承载所述本地服务数据符号的所述调制符号产生所述本地服务数据符号的评估，其中，所述恢复所述本地服务调制符号包含：

使用所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号的所述先导子载波符号，产生所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号经由其通过的组合信道的评估（[H_n(z)+H_l(z)]；

从所述调制数据产生所述国内广播调制符号的评估所述调制数据承载有来自所述第二OFDM符号的所述第一调制方案的子载波；

产生所述组合信道与所述国内广播调制符号的卷积的评估

(\hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]);

(D (z) H_{l} (z) \approx R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]);

使用所述本地先导符号，产生所述第一OFDM符号经由其被接收的信道的评估

从表示承载所述本地服务数据的所述调制符号的所述接收信号的所述成分的所述评估与所述第一OFDM符号经由其被接收的所述信道的评估的组合，产生本地服务数据符号的评估

(\tilde{D} (z) \approx \frac{R (z) - \hat{S} (z) [H_{n} (z) + H_{l} (z)]}{{\hat{H}}_{l} (z)}) .

12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述第二调制方案提供了复平面中的两个以上丛点，用于在所述第一调制方案的所述复平面中的各个丛点。

13.根据权利要求11或12所述的方法，其中，所述第一调制方案为N-QAM及所述第二调制方案为M-QAM，其中，N<M且M/N为2以上。

14.根据权利要求11、12或13所示的方法，其中，所述第一调制方案为M-QAM及所述第二调制方案为4M-QAM，以及用于所述第一调制方案和所述第二调制方案的相位旋转对于M-QAM是最佳的。

15.根据权利要求11至14中任一项所述的方法，其中，所述恢复本地服务调制符号包括：

通过划分关于预定轴的复平面中的值并作出对所述国内广播调制符号的值的硬判决，产生来自所述调制数据的所述国内广播调制符号的评估所述调制数据承载有来自所述第二OFDM符号的所述第一调制方案的子载波。

16.根据权利要求11至15中任一项所述的方法，其中，所述从表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收的基频信号的所述成分的评估与所述第一OFDM符号经由其被接收的所述信道的所述评估的组合，来评估所述本地服务数据符号包括：

将表示所述本地服务数据符号的所述接收信号的所述成分的所述评估除以所述本地信道的所述评估，以从所述第一OFDM符号恢复承载所述本地服务数据符号的各所述调制符号的评估，以及

17.根据权利要求11至15中任一项所述的方法，其中，从表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收基频信号的所述成分的所述评估与所述第一OFDM符号经由其被接收的所述信道的所述评估的组合，来评估所述本地服务数据符号包括：

从表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收信号的所述成分的所述评估和所述本地信道的所述评估，计算用于各所述本地服务数据符号的对数似然比，以从所述第一OFDM符号恢复各所述本地服务数据符号的评估，以及

从所述对数似然计算，评估所述本地服务数据符号。

18.根据权利要求16或17所述的方法，该方法包含：

通过从所述接收基频信号减去表示承载所述本地服务数据符号的所述调制符号的所述接收信号的成分的重新产生的评估，来形成表示所述国内广播调制符号的所述接收基频信号的成分的评估，以及

从表示所述国内广播调制符号的所述接收信号的所述成分的所述评估以及国内信道的所述评估，计算各所述国内广播数据符号的对数似然比，以恢复所述第二OFDM符号的各所述国内广播调制符号的评估，以及

从所述对数似然比计算，评估所述国内广播数据符号。

19.根据权利要求11至15中任一项所述的方法，其中，所述方法包括：

通过以下步骤，重新产生所述国内广播调制符号的所述评估：

使用所述国内广播调制符号的所述重新产生的评估，以作出所述本地服务调制符号的精细评估，及均衡器被设置为从所述本地服务调制符号产生所述本地服务数据符号的精细评估。

20.根据权利要求19所述的方法，其中，所述恢复表示所述本地服务数据符号的所述调制符号，包括：

通过重复计算所述国内广播符号的所述重新产生的评估的所述运算，从所述本地服务数据符号的所述精细评估进一步重新产生所述国内广播调制符号。

21.根据权利要求11至20中任一项所述的方法，其中，所述方法被设定为从根据下一代手持标准通信的OFDM符号接收数据符号。

22.一种接收器，基本上如上下文中参照附图的图1和图4至图30所描述的。

23.一种接收的方法，基本上如上下文中参照附图的图1和图4至图30所描述的。