CN101030787A - 对扩频信号的信噪比提供估计的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了对接收机接收到的扩频信号的信噪比提供估计的方法。将接收到的扩频信号转换为数字信号并将数字信号分成同相和正交分量。在捕获阶段，将同相和正交分量与本地伪随机噪声码执行相关运算，获得若干个同相和正交分量输出；对每个同相和正交分量输出平方求和得到信号功率和噪声功率，以计算出扩频信号的信噪比。在跟踪阶段，将同相和正交分量与设定的本地伪随机噪声码执行相关运算，并对输出结果平方求和得到信号功率；基于同相和正交分量求出噪声功率均值；基于信号功率和噪声功率均值计算出扩频信号的信噪比。利用捕获阶段和跟踪阶段的信噪比分别来初始化和实时切换跟踪环路的参数，从而使跟踪环路有效地跟踪不同环境下的扩频信号。

Description

对扩频信号的信噪比提供估计的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种处理扩频信号的方法，特别是涉及一种对扩频信号的信噪比提供估计的方法和装置。

背景技术

由于扩频通信技术具有众多优点，其被广泛应用于通信、电子对抗、导航及定位等各个领域。扩频通信是将待传送的信息数据在发射端被伪随机噪声码(PRN)调制，实现频谱扩展后再传输；接收端则采用相同的编码进行解调及相关处理，恢复原始信息数据。

GPS信号是由GPS卫星在L1或L2频率发送的扩频信号。民用GPS接收机通常使用L1频率(1575.42MHZ)。L1载波上发送的几个信号为：粗捕获码(C/A码)、P码和导航数据。卫星轨道的详细数据包含在导航数据中。C/A码是一种伪随机噪声码(PRN码)，主要用于民用接收机中的定位用途。每个卫星都有唯一的一个C/A码，并且反复循环该C/A码。C/A码是一个0和1(二进制)序列。每个0或1被认为是一个“码片”。C/A码有1023码片长，并以每秒1.023兆码片的速率发送，即C/A码的一个周期持续1毫秒。本领域的普通技术人员可以认为“码片”是数据长度或时间长度的单元。每个码片也可认为具有两个状态：+1和-1。导航数据也是一个0和1(二进制)序列，并以每秒50比特的速率发送。

GPS接收机包括天线、射频前端以及基带信号处理单元。GPS卫星发射的GPS信号由天线接收后传送给射频前端。射频前端将接收到的射频信号转换为具有期望输出频率的信号，并以预定采样频率将转换的信号数字化。接着，该数字信号传送到基带信号处理单元的捕获模块。在捕获模块，通过数字信号和本地C/A码进行的相关运算来搜索C/A码的起始点以及载波的频率，特别是GPS信号的多普勒频移。如果搜索模块确认捕获到GPS信号，例如载波的频率误差在1Hz以内，C/A码相位误差为1/2码片，基带信号处理单元的跟踪模块则进入跟踪状态，使本地C/A码和本地载波跟踪GPS信号中的C/A码和载波的变化，从而获取精确的C/A码相移和多普勒频移。跟踪模块包括载波跟踪环和C/A码跟踪环，分别对GPS信号中的载波和C/A码进行实时跟踪，从而解调出GPS信号中包含的导航数据。

C/A码跟踪环通常采用提前-迟后锁相环(early-late环)，其包括C/A码产生器、积分模块、鉴相器和滤波器。C/A码产生器基于捕获模块输出的C/A码相移，产生具有预定相位差的两个信号，即提前(early)和迟后(late)C/A码，预定相位差可以设置为一个码片。提前和迟后C/A码与输入的中频信号在积分模块中完成相关运算后输出两路信号，这两路信号经过鉴相器和滤波器的处理，产生一个控制信号来调节C/A码产生器产生的本地C/A码，使本地C/A码的相位与接收到的GPS信号中的C/A码相位保持同相，此时的本地C/A码是即时(prompt)C/A码。该即时C/A码提供给载波跟踪环。载波跟踪环包括载波振荡器、积分模块、鉴相器和滤波器。载波振荡器基于捕获模块输出的多普勒频移，产生一个本地载波，该本地载波、即时C/A码和输入的中频信号在积分模块中进行积分。积分模块的输出经过鉴相器和滤波器的处理，产生一个控制信号来调节载波振荡器，以产生与GPS信号中载波同步的本地载波。

现有C/A码跟踪环和载波跟踪环的参数设置是固定的，参数主要包括积分时间和滤波带宽，也就是说，积分时间和滤波带宽在跟踪环路对GPS信号进行跟踪过程中都是恒定的。然而，由于各种干扰，从天线接收下来的射频信号包括有用信号和噪声。有用信号是从GPS卫星向接收机发送的GPS信号，以有助于接收机完成定位等功能。信号的强度用信噪比(SNR)来定义，信噪比是指有用信号的功率除以噪声的功率，一般用分贝为单位。当信噪比较高时，表示GPS信号较强，此时接收机应该是位于室外及天空开阔度较佳的环境下，多普勒频移和多普勒频移的变化率较大。反之，当信噪比较低时，表示GPS信号微弱，此时接收机应该是位于室内或其他信号屏蔽的环境下，多普勒频移和多普勒频移的变化率较小。由于信号强度的不同，若跟踪环路在对GPS信号进行跟踪时，始终采用同一带宽和积分时间，在信号较强时，有可能会导致环路调节速度过慢，不能跟踪GPS信号的变化，引起环路失锁；另外，在信号较弱时，会导致环路滤波效果差、无法跟踪微弱信号。因此，需要对接收机接收到的GPS信号的信噪比进行估计，基于信噪比的估计值，调整跟踪环路的参数。

发明内容

本发明的目的在于提供一种对接收机接收到的扩频信号的信噪比进行估计的方法和装置，以确定跟踪环路的初始参数。

本发明的另一目的在于提供一种对接收机接收到的扩频信号的信噪比进行估计的方法和装置，以实现跟踪环路参数的实时切换，从而使跟踪环路有效地跟踪扩频信号。

为实现上述目的，本发明提供一种对接收机接收到的扩频信号的信噪比进行估计的方法。该方法包括以下步骤：1)将扩频信号转换为数字信号；2)利用预先设定的本地参考信号，将数字信号分成同相分量和正交分量；3)将同相分量和正交分量分别与本地伪随机噪声码在积分模块中执行相关运算，得到预定数量的同相分量输出和正交分量输出；4)把每个对应的同相分量输出和正交分量输出在平方求和模块中分别求平方并将平方值相加，获得预定数量的信号输出结果；5)从预定数量的信号输出结果中搜索峰值，峰值输出结果是信号功率；6)在求均值模块中，对非峰值输出结果求均值，得到噪声功率均值；及7)基于信号功率和噪声功率均值，在信噪比估计模块中计算扩频信号的信噪比的估计值。

本发明还提供了另一种对接收机接收到的扩频信号的信噪比进行估计的方法。该方法包括以下步骤：1)对扩频信号进行采样，得到数字信号；2)利用预先设定的本地参考信号，将数字信号分成同相分量和正交分量；3)将同相分量和正交分量分别与预先设定的本地伪随机噪声码在积分模块中执行预定时间长度的相关运算，得到一个同相分量输出和正交分量输出，在所述预定时间长度内，同相分量和正交分量分别包括预定数量的数据点；4)对同相分量输出和正交分量输出在平方求和模块中分别求平方并将平方值相加，得到信号功率；5)利用同相分量和正交分量，在噪声功率均值模块中求出噪声功率均值；及6)基于信号功率、噪声功率均值和所述预定数量，在信噪比估计模块中计算扩频信号的信噪比的估计值。

本发明提供了一种用于对接收到的扩频信号的信噪比进行估计的装置。该装置包括射频前端、多普勒频移去除模块、积分模块、平方求和模块、峰值搜索模块、求均值模块和信噪比估计模块。射频前端将接收到的扩频信号转换为数字信号。多普勒频移去除模块将数字信号分成同相分量和正交分量。积分模块将同相分量和正交分量分别与本地伪随机噪声码执行相关运算，得到预定数量的同相分量输出和正交分量输出。平方求和模块把每个对应的同相分量输出和正交分量输出分别求平方并将平方值相加，获得预定数量的信号输出结果。峰值搜索模块从预定数量的信号输出结果中搜索峰值，峰值输出结果是信号功率。求均值模块对非峰值输出结果求均值，得到噪声功率均值。信噪比估计模块利用信号功率和噪声功率均值，计算扩频信号的信噪比的估计值。

本发明还提供了一种用于对接收到的扩频信号的信噪比进行估计的装置。该装置包括射频前端、多普勒频移去除模块、积分模块、平方求和模块、噪声功率均值模块和信噪比估计模块。射频前端对扩频信号进行采样得到数字信号。正交变换模块将数字信号分成同相分量和正交分量。积分模块将同相分量和正交分量分别与预先设定的本地伪随机噪声码在预定时间长度内执行相关运算，得到同相分量输出和正交分量输出。在所述预定时间长度内，同相分量和正交分量分别包括预定数量的数据点。平方求和模块对同相分量输出和正交分量输出分别求平方并将平方值相加，得到信号功率。噪声功率均值模块利用同相分量和正交分量，求出噪声功率均值。信噪比估计模块利用信号功率、噪声功率均值和所述预定数量，计算扩频信号的信噪比的估计值。

本发明还提供了一种在接收扩频信号的接收机中处理跟踪环路的方法。该接收机包括用于对所述扩频信号进行捕获的捕获模块。该方法包括以下步骤：1)在接收机的捕获模块完成对扩频信号的捕获后，对扩频信号的信噪比进行估计，得到信噪比的估计值；2)基于信噪比的估计值，获得一组参数；3)把该组参数设置为跟踪环路的初始参数；4)在接收机处于跟踪状态下，对扩频信号的信噪比进行实时估计，得到不同时刻的信噪比的估计值；5)基于每个时刻的信噪比的估计值，获得一组对应的参数；及6)把该组参数设置为跟踪环路的参数。

与现有技术相比，本发明对扩频信号的信噪比的估计方法简单可靠，降低了硬件实现复杂度和芯片功耗。此外，可以利用信噪比的估计值来实时调整跟踪环路的参数，使跟踪环路有效地跟踪不同环境下的扩频信号。

附图说明

本发明的其它特性和优点将在以下详细描述并结合图示的说明中更为明显，其中相同数字表示相同元件，并且其中：

图1是本发明接收机在捕获阶段对接收到的扩频信号进行信噪比估计的方框图。

图2是本发明接收机在跟踪阶段对接收到的扩频信号进行信噪比估计的方框图。

具体实施方式

接收机接收GPS卫星发射的GPS信号，并对其进行捕获、跟踪和解调。对GPS信号进行跟踪的目的在于调整接收机产生的本地信号的频率和相位，使其与GPS信号同步，从而实现对GPS信号的解调。载波跟踪环路和C/A码跟踪环路分别用来跟踪GPS信号中的载波和C/A码。跟踪环路的参数，例如，积分时间和滤波带宽，需要根据接收机接收到的GPS信号的信噪比大小，设置不同的值，以有效地跟踪GPS信号。在确认捕获到GPS信号后，开始启动跟踪环路，以对GPS信号进行跟踪。在启动跟踪环路前，需要对捕获阶段捕获到的GPS信号进行信噪比估计，根据该信噪比估计值，初始化跟踪环路的参数。进入跟踪阶段，需要实时估计接收到的GPS信号的信噪比，根据各个时刻的信噪比估计值，设置不同的跟踪环路参数。下面将分别描述接收机在捕获阶段和跟踪阶段对接收到的GPS信号的信噪比提供估计的方法。

图1是本发明接收机100在捕获阶段对接收到的扩频信号进行信噪比估计的方框图。扩频信号是GPS卫星在L1频率(1575.42MHz)的载波上基于C/A码发射的GPS信号。GPS卫星发射的GPS信号由天线110接收。从天线110接收下来的信号r(t)包括GPS信号和噪声信号。接收信号可以表示为：

上式中，P是接收信号的功率；τ是GPS信号从卫星传输到接收机100的时延；c(t)是C/A码片，码速率为f_CA；d(t)指的是50Hz的导航比特；ω_c是载波频率，ω_c＝2π×1575.42MHz；ω_d是多普勒频移；为载波初始相位；n(t)为零均值高斯白噪声。

从天线110接收下来的信号r(t)经过射频前端120的下变频器(未图示)变换到中频，假设中频为f_IF，再经过模拟/数字(A/D)采样模块(未图示)对中频信号的采样，得到中频数字信号r_IF(n)。假设采样频率为f_S，则每个码片的采样点数K为f_S/f_CA。数字信号r_IF(n)的表达形式为：

这里，n为离散化时间；τ_IF为离散化的传输时延；ω_IF是中频载波频率，ω_IF＝2π×f_IFMHz。

数字信号r_IF(n)接着被传送至多普勒频移去除模块140。在多普勒频移去除模块140中，利用本地载波振荡器150输出的本地载波将数字信号变换到基带，得到同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)。在一个实施例中，本地载波振荡器150包括一个载波时钟产生器(未图示)和π/2相移模块(未图示)。本地载波振荡器150产生两个正交载波信号：一个正弦信号和一个余弦信号。两个载波信号的其中一个载波信号(又称第一本地载波)由载波时钟产生器产生。另一个载波信号(又称第二本地载波)通过对第一本地载波的移相得到。移相操作由π/2相移模块执行。同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{BB}}\left(n\right)=\sqrt{P}c(n-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{IF}})d(n-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{IF}})\cos (\mathrm{\Δ\ωn}+\mathrm{\φ})+n_i\left(n\right)\\ Q_{\mathrm{BB}}\left(n\right)=\sqrt{P}c(n-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{IF}})d(n-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{IF}})\sin (\mathrm{\Δ\ωn}+\mathrm{\φ})+n_q\left(n\right)\end{array}---\left(3\right)\right.$

上式中，Δω为残留频偏；φ为载波初始相位；n_i(n)，n_q(n)分别为同相和正交分量的零均值高斯白噪声，其方差均为σ²，且n_i(n)，n_q(n)为互不相关的随机变量。为了简化分析，假设Δω＝0。

在积分模块160中，同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)分别与PRN码产生器180产生的本地C/A码在预定时间长度(又称预定积分时间)内执行相关运算，来完成对同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)的积分。积分模块160包括若干个并行相关器，设并行相关器的数量为L。假设并行相关器之间的码偏移间隔为1/2个码片，即K/2个采样。由于一个C/A码周期包括1023个码片，因此，完成整个周期的C/A码相位搜索需要2046次相关运算，即需要2046个并行相关器。在这种情况下，并行相关器的数量L为2046。每个相关器基于同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)与本地C/A码进行相关运算，得到一个同相分量输出和正交分量输出。2046个并行相关器执行相同的运算，差别只是输入每个相关器的本地C/A码的相位不同。在本实施例中，积分模块160产生2046个同相分量输出和正交分量输出。第l个相关器的同相分量输出I_C(l)和正交分量输出Q_C(l)可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_C\left(l\right)=s_i\left(l\right)+\widetilde{n_i}\left(l\right)\\ Q_C\left(l\right)=s_q\left(l\right)+{\tilde{n}}_q\left(l\right)\end{array}---\left(4\right)\right.$

其中，l＝0，1，2......L-1；s_i(l)与s_q(l)为经过相关运算后得到的同相和正交两路的信号分量，

与 为经过相关运算后得到的同相和正交两路的噪声分量。

信号分量s_i(l)与s_q(l)可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{s}_i\left(l\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{P}d(n-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{IF}})c(n-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{IF}})c_{\mathrm{local}}(n-{\mathrm{\τ}}_l)\cos \left(\mathrm{\φ}\right)\\ s_q\left(l\right)\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{P}d(n-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{TF}})c(n-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{IF}})c_{\mathrm{local}}(n-{\mathrm{\τ}}_l)\sin \left(\mathrm{\φ}\right)\end{array}---\left(5\right)\right.$

这里，N为所述预定积分时间内的中频信号的采样点数，也可以认为，在所述预定积分时间内，同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)分别包括N个数据点；c_local(n-τ_l)为对应第l个相关器的本地C/A码；τ_l为对应第l个相关器的本地C/A码延迟。

噪声分量

与

的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{n}}_i\left(l\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{n}_i\left(n\right)c_{\mathrm{local}}(n-{\mathrm{\τ}}_l)\\ {\tilde{n}}_q\left(l\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{n}_q\left(n\right)c_{\mathrm{local}}(n-{\mathrm{\τ}}_l)\end{array}---\left(6\right)\right.$

当本地C/A码的相位与接收到的GPS信号中的C/A码相位相同时，根据式(5)，可以得到信号分量s_i(l)与s_q(l)为：

$\left\{\begin{array}{c}{s}_i\left(l\right)=N\sqrt{P}\cos \left(\mathrm{\φ}\right)\\ s_q\left(l\right)=N\sqrt{P}\sin \left(\mathrm{\φ}\right)\end{array}---\left(7\right)\right.$

否则，s_i(l)与s_q(l)的值很小，可以近似为零。

由于

与

为不相关的零均值高斯白噪声，所以其方差为Nσ²。为了消除载波残留频偏和初始相位的影响，在平方求和模块190中，对积分模块160中的每个相关器产生的同相分量输出和正交分量输出分别求平方，并将平方值相加，得到2046个信号输出结果。对应第l个相关器的信号输出结果S_acq(l)的表达式为：

$S_{\mathrm{acq}}\left(l\right)=I_C^2\left(l\right)+Q_C^2\left(l\right)---\left(8\right)$

其中，l＝0，1，2......2045。

接着，峰值搜索模块192在平方求和模块190输出的2046个信号输出结果中进行搜索，从中找到峰值输出结果，该峰值输出结果就是信号功率S_acq(l₀)。S_acq(l₀)是对应第l₀个相关器产生的同相分量输出和正交分量输出得到的信号输出结果；其中第l₀个相关器的本地C/A码的相位与接收信号中的C/A码相位相同，因此可以得到：

当l＝l₀时，有：

$I_C\left(l_0\right)~(N\sqrt{P}\cos \left(\mathrm{\φ}\right),N{\mathrm{\σ}}^2),Q_C\left(l_0\right)~(N\sqrt{P}\sin \left(\mathrm{\φ}\right),N{\mathrm{\σ}}^2)---\left(9\right)$

当l≠l₀时，有：

I_C(l)～(0，Nσ²)，Q_C(l)～(0，Nσ²)                 (10)

当l≠l₀时，对应的信号输出结果S_acq(l)是噪声功率。由于噪声是随机变量，因此需要对噪声功率求均值。求均值模块194用来执行此功能，其对峰值搜索模块192判断的非峰值输出结果求均值，得到噪声功率均值E[S_acq(l)]。

由于

$E\left[I_C^2\left(l\right)\right]=N{\mathrm{\σ}}^2---\left(11\right)$

$E\left[Q_C^2\left(l\right)\right]=N{\mathrm{\σ}}^2---\left(12\right)$

所以

E[S_acq(l)]＝2Nσ²                                 (13)

信号功率S_acq(l₀)包括有用信号功率和噪声功率。由于噪声是随机变量，利用信号功率均值E[S_acq(l₀)]来表示信号功率。

由于

$E\left[I_C^2\left(l_0\right)\right]=N^{2}P{\cos }^2\left(\mathrm{\φ}\right)+{\mathrm{N\σ}}^2---\left(14\right)$

$E\left[Q_C^2\left(l_0\right)\right]=N^{2}P{\sin }^2\left(\mathrm{\φ}\right)+{\mathrm{N\σ}}^2---\left(15\right)$

所以

E[S_acq(l₀)]＝N²P+2Nσ²                            (16)

信噪比估计模块196根据信号功率和噪声功率均值，计算接收信号的信噪比估计值SNR_ACQ。信号功率S_acq(l₀)减去噪声功率均值E[S_acq(l)]，得到有用信号功率。信噪比的估计值是有用信号功率除以噪声功率均值。

令S_ACQ＝S_acq(l₀)；S_{ACQ_n}＝E[S_acq(l)]，其中l≠l₀；信噪比估计模块197基于信号功率和噪声功率均值，通过以下公式计算接收信号的信噪比估计值SNR_ACQ：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{ACQ}}=\frac{S_{\mathrm{ACQ}}-S_{\mathrm{ACQ}\_n}}{S_{\mathrm{ACQ}\_n}}---\left(17\right)$

在捕获阶段，为了保证一定的检测概率和虚警概率，对同相和正交分量一般采用较长的积分时间，使得峰值搜索模块192输出的峰值均大大高于其他噪声信号，即此时得到的信号分量将大大强于噪声信号，所以利用式(17)得到的信噪比估计将十分准确，一般不需要进行滤波处理。初始化模块198利用捕获阶段的信噪比估计值来初始化跟踪环路的参数。在一个实施例中，接收机100包括一个数据库模块，该数据库模块预先设置好一个查找表。在查找表中，对应不同的信噪比估计范围，设置不同数值的跟踪环路参数。当信噪比高的时候，接收机应该是位于开阔地带，为了能够应对足够高的动态应力，即多普勒频移和多普勒频移的变化率较大，应该减小跟踪环路的动态范围，因而设置较大的环路带宽，采用较短的积分时间。当信噪比低的时候，接收机应该是位于室内或半遮挡地带，多普勒频移和多普勒频移的变化率较小，应该增大跟踪环路的动态范围，因而设置较小的环路带宽，同时采用较长的积分时间。根据捕获阶段的信噪比估计值SNR_ACQ，初始化模块198在查找表中选择一组与之对应的参数，作为跟踪环路的初始参数。

图2是本发明接收机在跟踪阶段对接收到的GPS信号进行信噪比估计的方框图。因为跟踪阶段的信噪比估计是实时进行的，若继续利用上述捕获阶段的信噪比估计算法，由于搜索时间长，运算量大，将会增加芯片的功耗。另外，考虑到跟踪过程的动态应力较大，故积分时间不能太长，如果继续利用上述捕获阶段的信噪比估计算法，将使得算法性能大大下降。因此，在跟踪阶段提供一种不同于捕获阶段中对接收信号的信噪比进行估计的方法。请参照图2，在接收机200中，利用射频前端120将天线110接收到的GPS信号转换为中频数字信号r_IF(n)，其表达式同上述捕获阶段的式(2)。在多普勒频移去除模块140中，利用本地载波振荡器150输出的本地载波将数字信号r_IFn)变换到基带，得到同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)，其表达式同上述捕获阶段的式(3)。在积分模块260中，将同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)分别与PRN码产生器270产生的一个本地C/A码在预定时间长度(又称预定积分时间)内执行相关运算，来完成对同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)的积分，从而得到一个同相分量输出I(P)和正交分量输出Q(P)。所述本地C/A码的相位与接收到的GPS信号中的C/A码的相位相同。在一个实施例中，本地C/A码是由提前-迟后锁相环(early-late环)中的C/A码产生器输出的本地即时(Prompt)C/A码。积分模块260产生的同相分量输出I(P)和正交分量输出Q(P)可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}I\left(P\right)=s_i\left(P\right)+{\tilde{n}}_i\left(P\right)\\ Q\left(P\right)=s_q\left(P\right)+{\tilde{n}}_q\left(P\right)\end{array}---\left(18\right)\right.$

其中，s_i(P)与s_q(P)为经过相关运算后得到的同相和正交两路的信号分量，表达式同上述捕获阶段的式(7)，如上所述，式(7)中的N为所述预定积分时间内的中频信号的采样点数，也就是，在所述预定积分时间内，同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)分别包括N个数据点；

与

为经过相关运算后得到的同相和正交两路的噪声分量，方差均为Nσ²；I(P)，Q(P)具有与捕获阶段的I_C(l₀)，Q_C(l₀)相似的分布，为简明起见，这里不再赘述。

在平方求和模块280中，对积分模块260产生的同相分量输出I(P)和正交分量输出Q(P)分别求平方，并将平方值相加，得到信号功率S_TRK，其公式如下：

S_TRK＝I²(P)+Q²(P)                         (19)

根据上面捕获阶段的分析，可以得到信号功率的均值E[S_TRK]：

E[S_TRK]＝N²P+2Nσ²                        (20)

因为对于GPS信号来说，接收信号是淹没在噪声之中的，根据GPS接收信号最低电平的规定，即使在开阔地带，噪声功率也比信号功率大100倍左右，所以对于同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)来说，噪声占主要部分，从而可以看作是近似零均值的高斯白噪声序列，即同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)的方差均为σ²。因此，对同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)平方求和，可以得到噪声功率S_{TRK_n}，其公式如下：

$S_{\mathrm{TRK}\_n}=I_{\mathrm{BB}}^2\left(n\right)+Q_{\mathrm{BB}}^2\left(n\right)---\left(21\right)$

由于噪声是随机变量，需要求出噪声功率均值。在噪声功率均值模块290中，基于同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)，可以求出噪声功率均值E[S_{TRK_n}]，其公式为：

$E\left[S_{\mathrm{TRK}\_n}\right]=E\left[I_{\mathrm{BB}}^2\left(n\right)\right]+E\left[Q_{\mathrm{BB}}^2\left(n\right)\right]---\left(22\right)$

如前所述，在积分模块260中，对同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)在预定时间长度内进行积分运算，在该预定时间长度内，同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)包含的数据点为N。因此，噪声功率均值E[S_{TRK_n}]是N个数据点中的每个数据点的均值(方差)。

噪声功率均值模块290包括平方模块291、均值模块293和求和模块295。平方模块291对同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)的每个数据点分别求平方，得到N个同相分量数据点的平方值和正交分量数据点的平方值。均值模块293分别对N个同相分量数据点的平方值和正交分量数据点的平方值求均值，得到同相分量数据点的平方值的均值E[I_BB ²(n)]和正交分量数据点的平方值的均值E[I_BB ²(n)]。求和模块295把同相分量数据点的平方值的均值和正交分量数据点的平方值的均值相加，得到噪声功率均值E[S_{TRK_n}]。

由于

$E\left[I_{\mathrm{BB}}^2\left(n\right)\right]={\mathrm{\σ}}^2---\left(23\right)$

$E\left[Q_{\mathrm{BB}}^2\left(n\right)\right]={\mathrm{\σ}}^2---\left(24\right)$

所以

E[S_{TRK_n}]＝2σ²                               (25)

信噪比估计模块296根据信号功率、噪声功率均值和所述预定时间长度内的中频信号的采样点数，计算接收信号的信噪比估计值SNR_TRK。噪声功率均值乘以所述预定时间长度内的中频信号的采样点数N，得到所述预定时间长度内的噪声功率均值。信号功率S_TRK减去所述预定时间长度内的噪声功率均值，得到有用信号功率。信噪比的估计值是有用信号功率除以所述预定时间长度内的噪声功率均值。信噪比估计模块296通过以下公式计算接收信号的信噪比估计值SNR_TRK：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{TRK}}=\frac{S_{\mathrm{TRK}}-\mathrm{NE}\left[S_{\mathrm{TRK}\_n}\right]}{\mathrm{NE}\left[S_{\mathrm{TRK}\_n}\right]}---\left(26\right)$

对跟踪阶段接收到的信号的信噪比估计进行如上所述的简化，具有以下优点：第一，在噪声分量处，没有对同相分量I_BB(n)和正交分量Q_BB(n)做积分运算，因此，噪声分量处的量化比特较少，从而可以大大降低硬件实现复杂度和芯片功耗，达到实时估计信噪比的目的；第二，在信号分量处，充分利用了提前-迟后锁相环(early-late环)中的码产生器输出的本地即时(Prompt)C/A码，达到了复用的目的，有利于降低硬件实现复杂度。

由于在跟踪阶段对接收信号的信噪比提供估计时，对算法进行了一定的简化，并且由于积分时间的限制，信噪比估计的精度不高，需要对信噪比估计的结果进行滤波平滑处理，使其可以作为实时调整跟踪环路参数的准则。滤波器298用来对跟踪阶段得到的接收信号的信噪比估计结果进行滤波处理，得到准确的信噪比估计值。在本实施例中，滤波器298是一阶卡尔曼(Kalman)滤波器。应当认识到，也可以采用其他的方法来对信噪比估计结果进行滤波，如平均滤波、低通滤波等。如前所述，跟踪阶段是对接收到的扩频信号的信噪比进行实时估计，根据各个时刻的信噪比估计值，实时设置跟踪环路参数。在本发明的一个实施例中，根据准确的信噪比估计值，切换模块299从预先设置好的查找表中选择一组与之对应的参数，将跟踪环路的参数切换为该组参数。

本领域的普通技术人员可以理解，本发明跟踪阶段的接收信号的信噪比估计方法也适用于捕获阶段的接收信号的信噪比估计。

这里采用的术语和表述方式只是用于描述，并不应局限于这些术语和表述。使用这些术语和表述并不意味着排除任何示意和描述(或其中部分)的等效特征，应认识到可能存在的各种修改也应包含在权利要求范围内。其他修改、变化和替换也可能存在。相应的，权利要求应视为覆盖所有这些等效物。

Claims (23)

1.一种对接收机接收到的扩频信号的信噪比提供估计的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

1)将扩频信号转换为数字信号；

2)利用预先设定的本地参考信号，将数字信号分成同相分量和正交分量；

3)将同相分量和正交分量分别与本地伪随机噪声码在积分模块中执行相关运算，得到预定数量的同相分量输出和正交分量输出；

4)把每个对应的同相分量输出和正交分量输出在平方求和模块中分别求平方并将平方值相加，获得预定数量的信号输出结果；

5)从预定数量的信号输出结果中搜索峰值，峰值输出结果是信号功率；

6)在求均值模块中，对非峰值输出结果求均值，得到噪声功率均值；及

7)基于信号功率和噪声功率均值，在信噪比估计模块中计算扩频信号的信噪比的估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述在信噪比估计模块中计算扩频信号的信噪比的估计值的步骤包括：

将信号功率减去噪声功率均值，得到有用信号的功率；及

把有用信号的功率除以噪声功率均值，得到所述扩频信号的信噪比的估计值。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将扩频信号转换为数字信号的步骤包括：

将扩频信号转换为中频信号；和

以预定采样频率对中频信号进行采样，获得所述数字信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述执行相关运算包括以下步骤：

将同相分量和正交分量分别与本地伪随机噪声码执行乘法和加法运算，获得一个同相分量输出和正交分量输出；

对本地伪随机噪声码进行预定的偏移；及

重复以上两个步骤，直到完成所述预定数量的同相分量输出和正交分量输出。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述同相分量输出和正交分量输出的预定数量与所述本地伪随机噪声码预定的偏移量有关。

6.一种根据权利要求1所述的方法得到的信噪比的估计值处理跟踪环路的方法，该跟踪环路用来跟踪扩频信号，所述方法包括以下步骤：

基于信噪比的估计值，获得一组参数；及

把该组参数设置为跟踪环路的初始参数。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述获得一组参数的步骤包括基于信噪比的估计值，从预先设置好的若干组参数中选择该组参数。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述参数包括跟踪环路的积分时间和滤波带宽。

9.一种对接收机接收到的扩频信号的信噪比提供估计的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

1)对扩频信号进行采样，得到数字信号；

2)利用预先设定的本地参考信号，将数字信号分成同相分量和正交分量；

3)将同相分量和正交分量分别与预先设定的本地伪随机噪声码在积分模块中执行预定时间长度的相关运算，得到一个同相分量输出和正交分量输出，在所述预定时间长度内，同相分量和正交分量分别包括预定数量的数据点；

4)对同相分量输出和正交分量输出在平方求和模块中分别求平方并将平方值相加，得到信号功率；

5)利用同相分量和正交分量，在噪声功率均值模块中求出噪声功率均值；及

6)基于信号功率、噪声功率均值和所述预定数量，在信噪比估计模块中计算扩频信号的信噪比的估计值。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述在信噪比估计模块中计算扩频信号的信噪比的估计值的步骤包括：

将噪声功率均值乘以所述预定数量，得到在所述预定时间长度内的噪声功率均值；

将信号功率减去所述预定时间长度内的噪声功率均值，得到有用信号的功率；及

把有用信号的功率除以所述预定时间长度内的噪声功率均值，得到所述扩频信号的信噪比的估计值。

11.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述求出噪声功率均值的步骤包括：

对同相分量和正交分量的每个数据点在平方模块中分别求平方，得到预定数量的同相分量数据点的平方值和正交分量数据点的平方值；

分别对预定数量的同相分量数据点的平方值和正交分量数据点的平方值在均值模块中求均值，得到同相分量数据点的平方值的均值和正交分量数据点的平方值的均值；及

把同相分量数据点的平方值的均值和正交分量数据点的平方值的均值在求和模块中相加，得到所述噪声功率均值。

12.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述预先设定的本地伪随机噪声码的相位与扩频信号中的伪随机噪声码的相位相同。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述本地伪随机噪声码是由码跟踪环路中的伪随机噪声码产生器输出的本地即时伪随机噪声码。

14.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括对信噪比的估计值进行滤波处理的步骤。

15.一种根据权利要求9所述的方法得到的信噪比的估计值处理跟踪环路的方法，该跟踪环路用来跟踪扩频信号，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

基于信噪比的估计值，获得一组参数；及

把该组参数设置为跟踪环路的参数。

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述获得一组参数的步骤包括基于信噪比的估计值从预先设置好的若干组参数中选择该组参数。

17.一种在接收扩频信号的接收机中处理跟踪环路的方法，该接收机包括用于对所述扩频信号进行捕获的捕获模块，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

1)在接收机的捕获模块完成对扩频信号的捕获后，对扩频信号的信噪比进行估计，得到信噪比的估计值；

2)基于信噪比的估计值，获得一组参数；

3)把该组参数设置为跟踪环路的初始参数；

4)在接收机处于跟踪状态下，对扩频信号的信噪比进行实时估计，得到不同时刻的信噪比的估计值；

5)基于每个时刻的信噪比的估计值，获得一组对应的参数；及

6)把该组参数设置为跟踪环路的参数。

18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所述完成捕获后对扩频信号的信噪比估计与跟踪状态下对扩频信号的信噪比估计采用不同的估计方法。

19.一种用于对接收到的扩频信号的信噪比提供估计的装置，其特征在于，所述装置包括：

射频前端，其将接收到的扩频信号转换为数字信号；

多普勒频移去除模块，其将数字信号分成同相分量和正交分量；

积分模块，将同相分量和正交分量分别与本地伪随机噪声码执行相关运算，得到预定数量的同相分量输出和正交分量输出；

平方求和模块，用于把每个对应的同相分量输出和正交分量输出分别求平方并将平方值相加，获得预定数量的信号输出结果；

峰值搜索模块，从预定数量的信号输出结果中搜索峰值，峰值输出结果是信号功率；

求均值模块，用于对非峰值输出结果求均值，得到噪声功率均值；及

信噪比估计模块，利用信号功率和噪声功率均值，计算扩频信号的信噪比的估计值。

20.一种用于对接收到的扩频信号的信噪比提供估计的装置，其特征在于，所述装置包括：

射频前端，其对扩频信号进行采样得到数字信号；

多普勒频移去除模块，其将数字信号分成同相分量和正交分量；

积分模块，将同相分量和正交分量分别与预先设定的本地伪随机噪声码在预定时间长度内执行相关运算，得到一个同相分量输出和正交分量输出，在所述预定时间长度内，同相分量和正交分量分别包括预定数量的数据点；

平方求和模块，用于对同相分量输出和正交分量输出分别求平方并将平方值相加，得到信号功率；

噪声功率均值模块，利用同相分量和正交分量，求出噪声功率均值；及

信噪比估计模块，利用信号功率、噪声功率均值和所述预定数量，计算扩频信号的信噪比的估计值。

21.根据权利要求20所述的装置，其特征在于，所述噪声功率均值模块包括：

平方模块，对同相分量和正交分量的每个数据点分别求平方，得到预定数量的同相分量数据点的平方值和正交分量数据点的平方值；

均值模块，分别对预定数量的同相分量数据点的平方值和正交分量数据点的平方值求均值，得到同相分量数据点的平方值的均值和正交分量数据点的平方值的均值；及

求和模块，把同相分量数据点的平方值的均值和正交分量数据点的平方值的均值相加，得到所述噪声功率均值。

22.根据权利要求20所述的装置，其特征在于，还包括用于对扩频信号的信噪比的估计值进行滤波的滤波器。

23.根据权利要求22所述的装置，其特征在于，所述滤波器是一阶卡尔曼滤波器。

Images