CN101027829B - 电流式受控dc-dc转换器 - Google Patents

Abstract

电流式受控DC-DC转换器，接收输入电压(Vb)并提供输出电压(Vo)。可控开关(S1)与电感器(L)相连，用于获得经过电感器(L)的周期性变化的电感器电流(IL)。电流式控制器(1)对Vo与参考电压(Vr)进行比较以获得误差信号(ER)，并把转移函数应用于ER以获得控制信号(CO；ICO)。校正电路(7)把(CO；ICO)与校正信号(ICR)相加以获得修改后的控制信号(MCO；IMC)，其中ICR代表(CO；ICO)的初始电平与电感器电流(IL)的平均值之间的差。驱动电路(3、4)把代表电感器电流(IL)的检测到的信号(SE)与(MCO；ICO)进行比较(3)，从而当SE的电平到达(MCO；ICO)的电平时切断(4)可控开关(S1)。

Description

电流式受控DC-DC转换器

技术领域

本发明涉及电流式受控DC-DC转换器、一种包括所述电流式受控DC-DC转换器的装置以及一种控制所述电流式受控DC-DC转换器的方法。 

背景技术

在电流式受控DC-DC转换器中，可控开关连接到电感器以产生流过电感器的周期性变化的电感器电流。外部电压调整回路包括电流式控制器，它从参考电压中减去转换器的输出电压以提供误差信号，对误差信号进行处理得到控制信号。这个控制信号可以用作电感器中峰值电流的调节电平。所述处理通常包括PI或PID控制器，它接收误差信号并提供控制信号。当代表电感器电流的检测信号到达调节电平时，内部电流调整回路切断可控开关。因此，调节电平取决于输出电压电平与参考电压电平之间的差，而且确定了流过电感器的电流的峰值电流电平。用于确定这个检测信号的多种选择是已知的。例如，可以利用电流变换器获得这个检测信号，或作为与电感器串联的阻抗上的电压，这个串联阻抗可以是开关的主电流路径。 

 通常，开关由振荡器产生的时钟脉冲接通。开关的接通时间是指开关由时钟脉冲接通的时刻与电感器电流达到调节电平的时刻之间的时段。开关的切断时间是指电感器电流达到调节电平的时刻与下一个时钟脉冲之间的时段。重复周期是接通时间与切断时间的总和。在降压转换器中，在接通时间内，开关把电感器连接在输入电压与输出之间，而且电感器电流增大。输入电压可以由电池提供。在切断时间期间，另一个开关把电感器连接在输出与地之间，而且电感器电流减小。其它电流式受控DC/DC转换器的拓扑也是已知的，例如升压转换器、升降压转换器、Cuk转换器。 

通常，需要斜坡补偿来抑制电感器电流中的干扰。通过改变作为重复周期时间的函数的调节电平而获得斜坡补偿。通常，电流式控制器从控制信号中减去锯齿斜坡补偿信号、抛物线斜坡补偿信号或分段线性斜坡补偿信号以获得斜坡补偿后的控制信号。现在，这个斜坡补偿后的控制信号用作调节电平，因此，切断周期从流过电感器的峰值电流到达斜坡补偿后的控制信号电平的时刻开始。 

在例如电信系统的一些应用中，改变参考电压以获得满足实际所需传输功率的可变输出电压。重要的是，功率转换器的输出电压最佳地跟踪参考电压的变化。已知电流式受控DC/DC转换器的缺点是，它对于参考电压变化的反应速度不是最佳。 

发明内容

本发明的目的是提供一种电流式受控DC/DC转换器，其中输出电压对参考电压变化的反应更快。 

本发明的第一方面提供了一种电流式受控DC/DC转换器。本发明的第二方面提供了一种包括电流式受控DC/DC转换器的装置。本发明的第三方面提供了一种用于控制电流式受控DC/DC转换器的方法。从属权利要求中限定了有利的实施例。 

根据第一方面的电流式受控DC/DC转换器包括电感器和与所述电感器相连的可控开关，用于获得经过所述电感器的周期性变化的电感器电流。电流式控制器把转换器的输出电压与参考电压进行比较以获得误差信号。通常，电流式控制器把参考电压减去转换器的输出电压以获得误差信号。电流式控制器具有转移函数，它应用于误差信号以获得控制信号。例如，转移函数可以是P(比例)、I(积分)、D(微分)调节器的任意组合。可选择地，转移函数可以是滤波器。 

电流式受控DC/DC转换器还包括校正电路，它把校正信号与控制信号相加以获得修改后的控制信号。校正信号代表当不存在校正电路时控制信号的初始电平与电感器电流的平均电平之间的差。驱动电路把代表电感器电流的检测到的信号与修改后的控制信号进行比较，从而当检测到的信号的电平到达修改后的控制信号的电平时切断可控开关。现在，与现有技术相比，当检测到的信号的电平到达修改后的控制信号的电平时切断开关，其中修改后的控制信号的电平与电感器电流的平均值更好地相等。这样，控制信号现在更加类似于电感器电流的平均值。由于开关在检测到的电流的峰值处被切断和/或存在斜坡补偿，控制信号的初始电平可以偏离电感器电流的平均值。 

在现有技术的峰值电流式受控DC/DC转换器中，如果不存在斜坡补偿，那么因为控制信号确定切断开关时的电感器电流的峰值电平，所以控制信号代表电感器电流的峰值电平。如果存在斜坡补偿，那么斜坡补偿控制信号仍代表电感器电流的峰值电平。因此，控制信号代表增加了斜坡补偿信号的电感器电流的峰值电平。这一点关于图2做了详细说明。从微分输入电压(输出电压电平减去参考电压电平，或相反的情况)至输出电压的开环增益取决于电流式控制器的拓扑。通常，电流式控制器是P、PI或PID控制器。这个开环增益的统一增益频率看起来取决于从控制信号至平均输出电流的转移。在现有技术领域中，这个转移小于1，这是因为经过电感器的纹波电流致使平均电感器电流小于峰值电流(受控的)，而且如果存在斜坡补偿，斜坡补偿也会使峰值电感器电流小于控制信号。此外，取决于DC-DC转换器的拓扑，输出端向负载提供的平均电流可以小于(例如升压转换器)或大于经过电感器的平均电流。 

相比之下，根据本发明的电流式受控DC/DC转换器包括校正电路，它接收控制信号并提供修改后的控制信号，这个修改后的控制信号用作与检测到的电平进行比较的调节电平。所述校正电路把校正信号与控制信号相加以获得修改后的控制信号。由于修改后的控制信号仍确定了电感器电流的峰值电平，现在控制信号必须代表电感器电流的峰值电平减去校正信号。因此，如果校正信号代表峰值电感器电流与平均电感器电流之间的差，那么控制信号更多地代表平均电感器电流而不是峰值电感器电流。换句话说，由于从微分输入电压至输出电压的闭环在输出电压与参考电压之间相同的差别处，修改后的控制信号不取决于从微分输入电压至调节电平的开环。输出电压必须到达电感器  电流相同峰值处的相同值，因而调节电平(现在是修改后的控制信号)应当相同。因此，增加校正电路就增加了校正信号，它代表不存在校正电路时的初始控制信号与经过电感器的平均电流之间的差，这使得控制信号的值随着这个差而下跌。现在，电流式控制器所提供的控制信号代表平均电感器电流而不是峰值电感器电流和/或斜坡补偿电流。从控制信号至平均输出电流的转移函数变得统一且-3dB带宽增大，将关于图4对这一点进行详细说明。 

在本发明的一个实施例中，校正电路增加了校正信号，它代表电感器电流的平均值与极值之间的差。现在，因为峰值电流与平均电流之间的差得到了补偿，所以控制信号变得与经过电感器的平均电流更好地相等。或者是这个差得以减小。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器是降压转换器。校正电路产生校正信号(Vo*T)/2L，其中Vo是DC/DC转换器的输出电压，T是周期性变化的电感器电流的一个周期的持续时间，L是电感器的电感。这个校正信号对电感器中峰值电流与平均电流之间的差进行补偿，而且对斜坡补偿信号的摆动进行补偿。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器向负载提供输出电压和输出电流。校正电路还包括乘法器，用于把控制信号和乘法因数相乘从而获得乘积的控制信号。乘法因数代表电感器电流的平均值与输出电流的平均值之间的比率。然后，校正电路把校正信号与乘积的控制信号相加以获得修改后的控制信号，这个修改后的控制信号用于调节切断开关时的峰值电平。因此，控制信号首先与乘法因数相乘从而获得乘积的控制信号，其中乘法因数由经过电感器的平均电流与输出端的平均电流的比率而限定。然后，用于对经过电感器的峰值电流与平均电流之间的差进行补偿、以及对斜坡补偿信号的摆动进行补偿的校正信号与乘积的控制信号相加，从而获得了修改后的控制信号，这个修改后的控制信号用于调节切断开关时的峰值电平。这种乘法器在平均输出电流不等于平均电感器电流的DC/DC转换器中特别相关，例如升降压转换器或升压转换器。如果平均输出电流等于平均电感器电流，例如在降压转换器中，那么不需要乘法器。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器是升降压转换器且乘法因数是1+Vo/Vb，其中Vb是输入电压，Vo是输出电压。 

在本发明的另一个实施例中，对于升降压转换器，校正电路产生校正信号(ln(1+k)-0.5*k/(1+k)*T*Vb/L，其中ln是自然对数，k＝Vo/Vb，Vb是输入电压，Vo是输出电压，T是周期性变化的电感器电流的一个周期的持续时间，L是电感器的电感。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器是升压转换器。乘法因数是Vo/Vb，其中Vb是输入电压，Vo是输出电压。 

在本发明的另一个实施例中，对于升压转换器，校正电路产生校正信号(Vo-Vb)*T/2L，其中Vo是输出电压，Vb是输入电压，T是周期性变化的电感器电流的一个周期的持续时间，L是电感器的电感。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器向负载提供输出电压和输出电流。校正电路还包括乘法器，它把修改后的控制信号与乘法因数相乘从而获得乘积的修改后控制信号，其中乘法因数代表电感器电流的平均值与输出电流的平均值之间的比率。驱动电路把代表电感器电流的检测到的信号与乘积的修改后控制信号进行比较，从而当检测到的信号的电平到达乘积的修改后控制信号的电平时切断可控开关。因此，现在首先把校正信号与控制信号相加，以获得修改后的控制信号。然后，把修改后的控制信号与乘法因数相乘，以获得乘积的修改后控制信号。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器是升降压转换器。乘法因数是1+Vo/Vb，其中Vb是输入电压，Vo是输出电压。 

在本发明的另一个实施例中，对于升降压转换器，校正电路产生校正信号： 

(1/(1+k))*(ln(1+k)-0.5*k/(1+k))*T*Vb/L 

其中ln是自然对数，k＝Vo/Vb，Vo是输出电压，Vb是输入电压，T是周期性变化的电感器电流的一个周期的持续时间，L是电感器的电感。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器是升压转换器。乘法因数是Vo/Vb，其中Vb是输入电压，Vo是输出电压。 

在本发明的另一个实施例中，对于升压转换器，校正电路产生校正信号 

(Vo-Vb)*T/2L 

其中Vo是输出电压，Vb是输入电压，T是周期性变化的电感器电流的一个周期的持续时间，L是电感器的电感。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器还包括产生斜坡补偿信号的斜坡补偿电路，其中在上文提到的等式中对该信号进行补偿。这种斜坡补偿电路在现有技术领域中是公知的。此外，校正电路把校正信号与控制信号相加，以获得修改后的控制信号。现在，校正信号是或代表如下两方面的总和：一方面是开关切断时刻的斜坡补偿信号的电平，另一方面是经过电感器的峰值电流与平均电流之间的差。已经提供了经过电感器的峰值电流与平均电流之间的差，也去除了斜坡补偿所引入的附加衰减。因此，控制信号代表经过电感器的平均电流。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器还包括限制电路，用于限制控制信号的最小和/或最大值。现在，控制信号代表经过电感器的平均电流，这种限制电路直接限制了这个平均电流。 

在本发明的另一个实施例中，信号是在节点处求和的电流。电流式控制器包括向节点提供控制电流的受控电流源，其中控制电流由控制信号确定。校正电路包括向节点提供校正信号的电流源，其中校正信号是校正电流。检测电路检测电感器电流，并且向节点提供检测到的信号，其中检测到的信号是检测到的电流。控制电流和校正电流的极性相同，并且与检测到的电流的极性相反。因此，如果检测到的电流流向节点，那么控制电流和校正电流都从节点流出。驱动电路被连接到节点，以确定检测到的电流的电平何时超过控制电流和校正电流的和的电平。如果检测到的电流超过这个和，那么开关被切断。 

本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器还包括斜坡补偿电路，用于向节点提供斜坡补偿电流。斜坡补偿电流的极性与检测到的电流的极性相同。现在，校正电路的电流源提供校正电流，它是如下两项的和：所述斜坡补偿信号在切断时刻DT的电平，其中在DT  处驱动电路3、4切断可控开关；以及代表经过电感器的峰值电流与平均电流之间的差的电流。校正电流应当不包括斜坡补偿波形的时间依赖，因为它会对补偿波形的效果进行补偿。 

在本发明的另一个实施例中，电流式控制器包括比较器，它把参考电压与输出电压进行比较以获得误差电压。通常，比较器是减法器，它从参考电压中减去输出电压以获得误差电压。电流式控制器还包括PI控制器，它接收误差电压以提供控制信号。现在，校正电路提供校正电流，例如对于降压转换器来说实质上是(T*Vo)/2L，其中T是切换周期的持续时间，Vo是输出电压，L是电感器的电感器值。 

在本发明的另一个实施例中，电流式控制器包括I控制器，它是具有积分动作的公知的控制器。I控制器具有允许影响I控制器的积分动作的输入端。电流式受控DC/DC转换器还包括：第一附加电流源，用于向其它节点提供与控制电流成比例的第一电流；以及第二附加电流源，用于向其它节点提供预定的固定第二电流。其它节点处的电压取决于第一和第二电流之间的差。钳位电路限制了其它节点处的电压。放大器具有与其它节点相连的输入端和与I控制器的输入端相连的输出端，以便影响积分动作。只要钳位电路没有限制节点处的电压，那么差额电流被钳位电路吸收且放大器不会影响积分动作。当节点处的电压已经达到限制值时，差额电流被馈入放大器，它影响积分动作以限制控制电流。所形成的闭环把控制电流限制为预定的固定第二电流。 

在本发明的另一个实施例中，第二电流指示最大电流电平，而且当第一电流超过第二电流时，放大器减小积分动作。因此，控制电流的最大值得以限制。 

在本发明的另一个实施例中，第二电流指示最小电流电平，而且当第一电流跌至第二电流之下时，放大器增大积分动作。因此，控制电流的最小值得以限制。 

在本发明的另一个实施例中，电流式受控DC/DC转换器还包括第三附加电流源，它向其它节点提供与校正电流成比例的第三电流，其中当第一电流跌至第二电流与第三电流的和之下时，放大器增大积分动作。现在，修改后的控制电流被限制为最小值。 

在本发明的另一个实施例中，I控制器包括积分电容器，而且放大器的输出端与积分电容器相连。 

参考下文所描述的实施例，本发明的这些和其它方面将会变得明显并得以说明。 

附图说明

附图中： 

图1示出了现有技术领域中的电流式受控DC/DC转换器的框图； 

图2示出了根据本发明的电流式受控DC/DC降压转换器的实施例的电路图； 

图3示出了用于说明现有技术领域中的电流式受控DC/DC转换器的操作的信号； 

图4示出了用于说明图2所示电流式受控DC/DC转换器的操作的信号； 

图5示出了根据本发明的电流式受控DC/DC转换器的另一个实施例的框图； 

图6示出了根据本发明的电流式受控DC/DC转换器的另一个实施例的框图； 

图7示出了电流式受控DC/DC转换器的实施例的电路图，其中控制信号被限制到最大值； 

图8示出了用于说明控制信号被限制到最大值的信号； 

图9示出了电流式受控DC/DC转换器的实施例的电路图，其中控制信号被限制到最小值； 

图10示出了电流式受控DC/DC转换器的实施例的电路图，其中修改后的控制信号被限制到最小值； 

图11示出了在集成电路中实现的控制器和校正电路的实施例的电路图； 

图12示出了根据本发明的电流式受控DC/DC升降压转换器的实施例的电路图； 

图13示出了用于说明图12所示升降压转换器的操作的信号； 

图14示出了根据本发明的电流式受控DC/DC升降压转换器的另一个实施例的电路图；以及 

图15示出了替代升降压转换器而用于图12或14的电路图中的电流受控DC/DC升压转换器的电路图。 

具体实施方式

图1示出了现有技术领域中的电流式受控DC/DC转换器的框图。特别是在电信系统中，手持设备需要经济地管理传输功率以增加电池寿命，应当把发送输出放大器的电源电压控制为与实际传输理想地适合。提供电源电压的电流式DC/DC转换器应当能够快速且精确地调节其输出电压。需要注意的是，图1和2示出了包括开关S1、S2和电感器L的降压转换器的拓扑，图12和14示出了包括开关S10至S13和电感器L的升降压转换器的拓扑，图15示出了包括开关S20和S21的升压转换器的拓扑。在下文中，电流式DC/DC转换器也被称作转换器，它可以是上文提到的任意转换器的拓扑。此外还要注意的是，在权利要求中，被称作可控开关S1可以是任意的上述开关或其组合，取决于所选择的转换器拓扑，可以具有图中除了S1之外的另外的参考。实际的转换器拓扑与本发明的实质无关，本发明的实质在于控制器的拓扑。控制器拓扑适于至少把校正信号ICR与控制信号ICO相加。校正信号ICR代表没有校正信号时的初始控制信号ICO与流过电感器L的平均电流ILA之间的差。 

转换器包括提供控制信号CO的电流式控制器1，控制信号CO取决于转换器的输出电压Vo与参考电压Vr之间的差。改变参考电压Vr以获得相应变化的输出电压Vo。电流式控制器1包括减法器10，它把参考电压Vr减去输出电压Vo以提供误差信号ER，误差信号ER表示参考电压Vr与输出电压Vo之间的差。电流式控制器1还包括控制器11，它对误差信号ER进行处理以获得控制信号CO。通常，控制器11是P(比例)控制器、I(积分)控制器、PI(比例和积分)控制器或PID(比例、积分和微分)控制器。 

斜坡补偿电路2把控制信号CO减去斜坡补偿信号，以获得斜坡补偿后的控制信号SCO。通常，斜坡补偿信号的形状是锯齿、抛物线或分段线性。检测电路6检测流过开关S1的电流IS1。检测电路6可以检测代表流过电感器L的电感器电流IL的任何电流。例如，可以把检测电路6与电感器L串联以直接地检测电感器电流IL，或者可以把检测电路6与开关S1(如图所示)串联或与开关S2串联。如果检测电路6被布置为与开关S1或S2中的一个串联，那么仅在相关开关闭合的时间周期内检测电感器电流IL。应当代表电感器电流IL的检测信号SE也可以作为电压而被检测，例如可以在开关S1或S2的主电流路径上检测到这个电压。优选地，开关S1和S2是MOSFET，但也可以使用双极晶体管或其它可控半导体器件。 

比较器3对检测到的信号SE与斜坡补偿后的控制信号SCO进行比较，从而当检测到的信号SE的电平到达斜坡补偿后的控制信号SCO的电平时向置位-复位触发器4的复位输入端R提供复位信号RS。可以使用更为复杂的电路来代替置位-复位触发器4。振荡器5产生提供到置位-复位触发器4的置位输入端S的时钟信号CLK。置位-复位触发器4的正相输出端Q向开关S1的控制输入端提供控制信号SC1，置位-复位触发器4的反相输出端Qn向开关S2的控制输入端提供控制信号SC2。然而，同步开关S2的控制可能更为复杂。开关S2还可以是二极管。当然，这样不需要控制信号。当置位-复位触发器4被比较器3的复位信号RS复位时，开关S 1断开且开关S2闭合。当置位-复位触发器4被置位输入端S上的时钟脉冲CLK置位时，开关S1闭合且开关S2断开。 

开关S1和S2的主电流路径被布置为串联于向转换器提供输入电压Vb的DC电源的端子之间。电感器L被布置在开关S1和S2的主电流路径的交点与提供输出电压Vo的转换器输出端之间。转换器的输出端出现了并联排列的平滑电容器C和负载LO。IL表示流过电感器的电流。 

下面简要地说明现有技术领域的降压转换器的操作。假定起始情况是时钟脉冲CLK对置位-复位触发器4进行置位。现在，开关S1闭合且开关S2断开，这使得电感器电流IL增大。在检测到的信号SE等于补偿后的控制信号SCO之前，电感器电流IL增大。现在，置位-复位触发器4被复位信号RS复位，开关S1断开且开关S2闭合。在置位-复位触发器4被下一个时钟脉冲CLK再次置位之前，电感器电流IL减小。 

图2示出了根据本发明的电流式受控DC/DC降压转换器的实施例的电路图。这个实施例基于图1所示现有技术领域的转换器的框图。图2示出了在使用电流源的集成电路中的一种可能的实施方式。 

首先，讨论与图1所示转换器等效的电路。假定还没有出现提供校正电流ICR的电流源70。电流式控制器1包括相同的减法器10，它接收参考电压Vr和输出电压Vo以提供相同的误差信号ER。控制器11现在包括P、I、PI或PID控制器110，它从误差信号ER中产生控制信号CO。控制信号CO控制电流源111从节点N1吸取控制电流ICO。斜坡补偿电路2包括向节点N1提供斜坡补偿电流ISL的电流源20。检测电路6现在向节点N1提供检测到的电流ISE，电流ISE代表电感器电流IL。通过对电流ICO、ISE和ISL进行求和以确定节点N1处的电压。比较器3现在包括提供复位信号RS的放大器30，复位信号RS指示检测到的电流ISE的电平何时变得与控制电流ICO和斜坡补偿电流ISL的差相等。振荡器5和置位-复位触发器4与图1所示相同。开关S1和S2、电感器L、电容器C以及负载LO所形成的拓扑也和图1所示相同。将会参考图3所示的信号对这个已知转换器的集成电路实施方式的操作及其缺点进行详细说明。 

在根据本发明的转换器的实施例中，增加了校正电路7。在图2所示的实施例中，校正电路7包括从节点N1吸出校正电流ICR的电流源70。参考图4所示的信号对这个实施例的操作进行详细说明。参考图5和6对校正电路7的可选择实施例进行讨论。 

图3示出了用于说明现有技术领域中的电流式受控DC/DC转换器的操作的信号。图3示出了稳定状态的情况，其中电感器电流IL在切换周期T的末端t＝T的电平等于电感器电流IL在切换周期T的开端t＝O时的电平。在从时刻0持续到时刻DT这段接通周期期间，开关S 1闭合，流过开关S1的电流IS1等于电感器电流IL。检测到的电流ISE与流过开关S1的电流IS 1成比例。在稳定状态中，控制电流ICO具有预定的恒定电平。曲线ICO-ISL表示控制电流ICO与斜坡补偿电流ISL的差额电流。在时刻DT，检测到的电流ISE变得与差额电流ICO-ISL相等，而且置位-复位触发器4被复位。开关S1断开且开关S2闭合。现在，在从时刻DT持续到时刻T的断开周期内，电感器电流IL减小。流过开关S1的电流IS1和检测到的电流ISE跌至0，斜坡补偿电流ISL被切断(ISL＝0)且差额电流ICO-ISL变为与控制电流ICO相等。应当注意的是，在实际的实施例中，电流可以是真实电流缩放后的结果。平均电感器电流ILA由虚线表示。在降压转换器中，平均输出电流IOA是提供给并联的平滑电容器C和负载LO的电流。这个平均输出电流在切换周期T中被平均化。对于具有开关S2作为输出的升压转换器，提供给这个并联排列的电流与流过电感器L的平均电流ILA不同。 

从图3可以清楚地看出，从控制电流ICO至平均输出电流IOA的增益不是1。这是由斜坡补偿电流ISL和电感器电流IL上的纹波IRI所导致的。斜坡补偿电流ISL使控制电流ICO大于峰值电感器电流ILP。纹波电流IRI使平均电感器电流ILA小于峰值电感器电流ILP。从控制电流ICO至平均输出电流IOA的增益为： 

Ai＝IOA/ICO 

为了说明对电流式受控DC/DC降压转换器的小信号带宽的影响，假定控制器11是PI-控制器，因此从电流式控制器1的输入(Vr和Vo)至输出(ICO)的转移为： 

ICO/(Vr-Vo)＝gHF*(1+jωT)/jωT 

其中gHF是高频转移值(比例部分)，τ是积分部分的时间常数。 

电容器C对输出电压Vo进行滤波，负载LO被看作电阻器。因此，从平均输出电流IOA至输出电压Vo的转移为： 

Vo/IOA＝R/(1+jωRC) 

因此，从微分输入电压Vr-Vo至输出电压Vo的开环增益为： 

Vo/(Vr-Vo)＝Ai*gHF*R*(1+jωT)/(jωτ*(1+jωRC)) 

开环增益具有fp＝1/(2πRC)处的低频极点和fz＝1/(2πτ)处的高频极点。 

开环增益的统一增益频率是： 

f1＝(Ai*gHF)/(2πC) 

闭环增益具有-3dB带宽f3，它可以由开环的统一增益频率f1而逼进。因此，闭环-3dB带宽f3取决于输出电容器C、高频转移gHF和从控制电流ICO至平均输出电流IOA的转移增益Ai的数值。电容器C和转移gHF的值是已知的，然而增益Ai的值小于1且并不固定。由于Ai小于1，从参考电压Vr至输出电压Vo的转移的闭环带宽小于可能的最大值。这是一个缺点，因为它限制了转换器精确地跟随输出端参考电压Vr的快速变化的可能性。 

图4示出了用于说明图2所示电流式受控DC/DC转换器的操作的信号。现在已经增加了校正电路7，它包括从节点N1吸出校正电流ICR的电流源70。在相同的稳定状态下，由于相同的电流IS1流过开关S1，所以检测到的电流ISE与现有技术领域的转换器中检测到的电流ISE相同。此外，在相同的稳定状态下，节点N1处的总电流应当使置位-复位触发器在相同的时刻复位。因此，增加校正电路7的影响是，控制电流ICO必须随着校正电流ICR的值而精确地减小。 

因此，如果选择校正电流ICR与切断时刻DT处的斜坡补偿电流ISL的电平和纹波电流IRI的一半电平的总和相等，那么控制电流ICO变得与平均电感器电流ILA相等。因此，从控制电流ICO至平均输出电流IOA的增益Ai变为1，而且从参考电压Vr至输出电压Vo的转移的闭环带宽具有其最大值。 

在下文中，对具有这种校正电路7的转换器的操作进行说明。此外仅作为示例，转换器是降压转换器且控制器110是PI控制器。此外作为示例，电流源70从节点N1吸取校正电流ICR，邻近的电流源111从节点N1吸取控制电流ICO。校正电流ICR与控制电流ICO的总和由从节点N1  吸出的总电流IMC表示。斜坡补偿电流ISL与检测到的电流ISE的总和流向节点N1。因此，置位-复位触发器4将会在时刻DT处被复位，在时刻DT处检测到的电流ISE到达总电流IMC的电平，其中从总电流IMC中减去斜坡补偿电流ISL。总电流IMC也被称作修改后的控制信号(图5和6中的MCO)。 

在图4中，假定校正电流ICR所具有的值使修改后的控制信号IMC具有与图3中的控制信号ICO相同的电平。因此，图4中的控制信号ICO直接与平均电感器电流ILA和平均输出电流IOA相对应。字“对应”用于指示可以使用对实际电流进行缩放后的结果。在所有其它方面中，图4与图3相同。 

在下文的计算中，针对降压转换器而确定校正电流ICR的值，其中斜坡补偿的形状为抛物线。从图3可以得出，控制电流ICO与平均输出电流IOA之间的差为： 

ICO-IOA＝ISL(DT)+IRI/2 

其中ISL(DT)是时刻DT处的斜坡补偿电流，在时刻DT处，开关S1被切断；IRI是经过电感器电流IL的峰峰纹波电流。对于降压转换器，最佳斜坡补偿电流ISL为： 

ISL(t)＝1/2*(t/T)²*(T/L)*Vb＝(t²Vb)/2TL 

其中t/T是持续时间为T的时钟周期中的相对位置，L是电感器L的电感器值，Vb是转换器的DC输入电压。这个输入电压可以由电池来提供。 

在切断开关S1(也被称作控制开关)的时刻，斜坡补偿电流ISL具有如下数值： 

ISL(DT)＝1/2*D²*(T/L)*Vb 

其中D是占空因数的稳定状态值，如果忽略损耗，则为Vo/Vb。对于降压转换器，线圈电流ILA或输出电流IOA上的峰峰纹波电流是： 

IRI＝DT*(Vb-Vo)/L 

利用上面的等式，控制电流ICO与平均输出电流IOA之间的差为： 

ICO-IOA＝ISL(DT)+IRI/2＝(T*Vo)/(2L) 

因此，如果校正电流ICR具有这个值(T*Vo)/(2L)，那么控制  电流ICO变得与平均电感器电流ILA相等，因而也与平均输出电流IOA相等。要注意的是，校正电流ICR是正反馈电流。 

现在，描述从控制电流ICO值平均输出电流IOA的转移的电流增益Ai具有统一的大小。因此，回路的-3dB带宽f3增大至： 

f3≈gHF/(2πC) 

另外的优点是，-3dB带宽仅取决于两个公知的数量。 

通过以下方式可以获得对反应速度的类似改进：使用降压转换器以外的其它转换器拓扑、PI控制器具有另一种行为、斜坡补偿具有不同的形状或完全不存在。 

图5示出了根据本发明的电流式受控DC/DC转换器的另一个实施例的框图。图5示出了图1所示现有技术领域的转换器的一种改变。现在把校正电路7插入控制器11与比较器3之间，而省去了斜坡补偿电路2。可选地，增加限制电路8以限制控制信号CO的最大或最小值。由于控制信号CO现在代表平均输出电流IOA，所以限制电路8限制了转换器的平均输出电流IOA。校正电路7接收控制信号CO并向比较器3提供修改后的控制信号MCO。关于图7至9对限制电路8作进一步的说明。 

图6示出了根据本发明的电流式受控DC/DC转换器的另一个实施例的框图。图6示出了图1所示现有技术领域的转换器的一种改变。现在把校正电路7插入电流式控制器11与斜坡补偿电路2之间。此外可选地，增加限制电路8以限制控制信号CO的最大或最小值。校正电路7接收控制信号CO并向斜坡补偿电路2提供修改后的控制信号MCO。斜坡补偿电路2向比较器3提供修改后的控制信号SCO’。 

图7示出了电流式受控DC/DC转换器的实施例的电路图，其中控制信号被限制到最大值。电流式控制器1包括I控制器110和电流源112。因此，图1所示的控制器11在图7中示出为包括I控制器110。然而在图7中，还可以出现P控制器和/或D控制器(未示出)，它们向电流源112和81提供控制信号。作为示例，通过电容器C1而获得I控制器11O的积分动作。电容器C1上的电压VC被提供到电流源112以获得控制电流ICO，并被提供到限制电路8的控制源81以获得控制电流ICO的副本电流ICOC。副本电流ICOC是从节点N2吸出的。副本电流ICOC可以是对控制  电流ICO进行缩放后的结果。限制电路8还包括电流源80、钳位电路82和放大器83。电流源80向节点N2提供电流IMAX。电流IMAX表示副本电流ICOC应当被限制到的最大值。钳位电路82与节点N2相连，用于把这个节点N2处的电压VN限制为最大值。放大器83的输入端接收电压VN，而且其输出端连接到I控制器110的输入端，用于当副本电流ICOC超过电流IMAX时减小积分动作。 

图7仅作为示例而示出了钳位电路82和放大器83的具体实施例。钳位电路82和放大器83被设计为：它们中总是仅有一个传导电流。钳位电路82包括FET 820，它具有布置在节点N2与参考电势(图7中是地)之间的主电流路径。提供电压电平VCLH的电压源821与FET 820的控制极相连。放大器83包括FET 830，它具有与节点N2相连的控制极以及连接于I控制器110的输入端I1与参考电势之间的主电流路径。只要副本电流ICOC小于最大电流IMAX，钳位电路82吸收差额电流ICL并把电压VN限制为最大值。一旦副本电流ICOC大于最大电流IMAX，差额电流ICL改变极性且电压VN下跌。由于电压VN的电平减小，钳位电路82停止吸收电流，而且放大器83开始从电容器C1吸取电流以减小积分动作。当放大器83有效时由限制电路8创建的控制回路被设计为具有较大的开环放大因数，因而对积分动作产生影响以获得被限制为最大电流IMAX的副本电流ICOC。因此，控制电流ICO和平均输出电流IOA被限制为最大值。关于图8更为详细地说明了图7中的限制电路8的操作。 

图8示出了用于说明控制信号被限制到最大值的信号。图8A示出了微分输入电压Vr-Vo或控制器11的误差信号ER，其中Vr是控制器参考电压且Vo是控制器的输出电压，Vo必须按照参考电压Vr的变化而变化。图8B示出了I控制器11O的电容器C1上的电压VC。图8C示出了副本电流ICOC和控制电流ICO。假定副本电流ICOC等于控制电流ICO。然而在实际的实施方式中，副本电流可以是对控制电流ICO进行缩放后的结果。图8D示出了差额电流ICL，图8E示出了节点N2处的电压VN，图8F示出了从积分电容器C1吸出的电流IA。 

在时刻tO，微分输入信号Vr-Vo增大。假定控制器在开环模式下操作。I控制器110开始对电容器C1充电，电压VC开始增大。假定控制器  11是PI控制器。控制电流ICO及其副本ICOC表示比例递增(用图8C中的P表示)和积分递增(用图8C中的I表示)。差额电流ICL流向钳位电路82，电压VN为高因而钳位电路82能够吸收减小的差额电流ICL。因为增大的副本电流ICOC更加接近电流源80提供给节点N2的最大电流IMAX，所以差额电流ICL减小。由于电压VN具有高电平，所以放大器传导的电流IA是0。 

在时刻t1，副本电流ICOC变得与最大电流IMAX相等。现在，差额电流ICL变为0或较小的负值，而且电压VN下跌至低电平。因此，钳位电路82停止传导且放大器83开始传导电流IA。现在形成了反馈回路。放大器83具有较大的电流增益，因此当副本电流ICOC变得与最大电流IMAX相等时，恢复了反馈回路中的平衡，这是因为放大器83的输入电流是可以忽略的。因此，副本电流ICOC被限制为最大值IMAX。 

在时刻t2，微分输入电压Vr-Vo仍在增大。控制器11的比例部分在控制电流及其副本ICOC中输出较高的比例电流。这个附加的电流没有在图8C中示出，因为它将会立即被放大器83的补偿动作进行补偿，其中放大器83增大电流IA以补偿额外的比例电流。这个额外的电流IA是通过节点N2处的电压VN继续减小而获得的。 

在时刻t3，参考电压减小，因而输入差额电压Vr-Vo变为负值。控制器11中的比例部分在控制电流ICO及其副本ICOC中输出负比例贡献P’，副本ICOC的值立即下跌到最大值IMAX之下。电压VN快速上升，放大器电流IA停止流动，而且钳位电路82开始传导增大的差额电流ICL。现在，电流限制回路断开且电容器C1上的电压VC不再受到限制电路8的影响。由于输入差额电压Vr-Vo为负，所以电容器C1上的电压VC开始减小。 

在选择最大电流IMAX适合的值时，下文的考虑是重要的。优选地，所选择的值使限制电路8在流过晶体管开关S1的最大电流的保护被激活前、以及电感器L饱和之前对控制电流ICO进行限制。 

需要注意的是，尽管关于具有电容器C的模拟积分器对限制电路8进行了说明，也可以使用例如计数器的数字电路来实现积分器。现在，放大器必须作用于计数器的上-下计数机制。控制器11也可以缺少P行  动和/或可以包括D行动。 

还要注意的是，保护开关S1和S2避免过大电流的现有保护电路不能限制转换器的平均输出电流IOA。由于纹波电流的出现，它们改为限制经过开关的最大电流。然而，纹波电流随着输出电压而变化。当输出电压接近电池电压Vb的一半时，纹波电流的幅度最大，当输出电压接近0伏或接近电池电压Vb时，纹波电流幅度逼进0。 

第一种已知的保护电路检测经过控制开关S1的电流并将其与最大值进行比较。当检测到经过控制开关的电流大于最大值时，控制开关S1立即复位。控制器将会做出响应，增大控制电流；而且当检测到经过控制开关的电流大于最大值时，控制开关S1在下一个切换周期将再次被立即复位。这将会持续到导致过大电流的因素被去除为之。事实上，限制回路不是闭环，因此将会需要相当数量的时间以便从过电流状态中恢复。 

第二种已知的保护电路把积分电容器上的控制电压限制为最大值。晶体管的主电流路径被布置为与积分电容器并联，晶体管的控制极接收参考电压。如果积分电容器上的电压越过预定电平，那么晶体管开始传导且电容器上的电压受到限制。然而，能够由控制开关S1进行传导的最大电流随着占空因数的增大而减小，这是因为斜坡补偿信号随着占空因数的增大而增大。 

第三种已知的保护电路包括电压钳位电路，它缓冲器输出端处的电压进行钳位，其中缓冲器对积分电容器上的电压进行缓冲。缓冲器输出端处所限制的电压取决于斜坡补偿。现在，所限制的电流电平较少取决于斜坡补偿信号。然而，这个现有技术具有与首先提到的现有技术相同的缺点：控制回路在限制动作期间没有闭合，因此正如关于这个首先提到的现有技术所讨论的那样，积分电容器上的电压产生偏离。 

图9示出了电流式受控DC/DC转换器的实施例的电路图，其中控制信号被限制到最小值。电流式控制器1与图7所示的相同。因此如图7，电容器C1上的电压VC被提供到电流源112以获得控制电流ICO，并且被提供到限制电路8的控制源81以获得控制电流ICO的副本电流ICOC。此  外，副本电流ICOC是从节点N2吸出的。副本电流ICOC可以是对控制电流ICO进行缩放后的结果。限制电路8还包括电流源80’、钳位电路82和放大器83。电流源80’向节点N2提供电流IMIN。电流IMIN表示副本电流ICOC应当被限制到的值。钳位电路82与节点N2相连，用于把这个节点处的电压VN限制为最小值。放大器83的输入端接收电压VN，其输出端连接到I控制器110的输入端，用于当副本电流ICOC越过电流IMIN时增大积分动作。 

图9中所示的限制电路8的操作与图7中所示的限制电路8的操作是相似的。简要地说，只要副本电流ICOC大于最小电流IMIN，那么节点N2处的电压VN为低且差额电流ICL由钳位电路82传导。放大器83不活动且电流IA为0。当副本电流ICOC等于最小电流IMIN时，电压VN增大，致使钳位电路82停止传导电流且放大器83开始向电容器C1提供电流，从而避免副本电流ICOC进一步减小。 

在讨论最小电流的适合值的选择之前，首先考虑图2中电路的操作，但正如图3所说明的那样没有校正电路7。在这个现有技术领域的电路中，置位-复位触发器4的输入端R在时刻DT处变得有效(高)，这时经过控制开关S1的电流等于或大于差额控制电流ICO-ISL，其中差额控制电流ICO-ISL等于控制电流ICO减去斜坡补偿电流ISL，参见图3。结果，控制开关S1变为非传导性且斜坡补偿电流源20被切断。为了确保复位输入端R无效(低)，要求差额控制电流ICO-ISL至少大于检测到的电流ISE，其中检测到的电流ISE为正。 

现在，根据本发明，假定图2的拓扑中出现了提供校正电流ICR的另一个校正电流源70。控制电流ICO与修改后的控制电流IMC之间的差等于校正电流ICR。此外，为了确保复位输入端R无效，修改后的控制电流IMC应当为正。关于图10讨论电流式受控DC/DC转换器的实施例，其中修改后的控制电流IMC被限制为大于0的最小值。 

图10示出了电流式受控DC/DC转换器的实施例的电路图，其中修改后的控制信号被限制为大于0的最小值。图10基于图9，第一个差别是，在电流源112的输出端增加了传导校正电流ICR的电流源70，这也在图2中有所表示。校正电流ICR与控制电流ICO的总和是修改后的控制电流  IMC。第二个差别是，在节点N2处增加了电流源71以传导校正电流ICR的副本ICRC。副本校正电流ICRC与副本控制电流ICOC的总和是修改后的副本电流IMCC。 

只要修改后的副本电流IMCC比大于0的最小电流IMIN更大，那么钳位电路82传导电流。放大电路83不活动，因而不会影响I控制器中的积分节点。当修改后的副本电流IMCC小于电流源80’所提供的最小电流IMIN时，钳位电路82停止传导且放大器83开始向I控制器的电容器C1提供电流IA。因此，副本控制电流ICOC受到控制，所以修改后的副本电流IMCC被限制为最小电流IMIN的电平。 

满足修改后的副本电流IMCC不会大于最小电流IMIN的要求所导致的结果是，平均电感器电流ILA可以变为负。转换器能够把存储在平滑电容器C中的能量转变回电源电压Vb。现在，转换器或多或少地以从输出电容器C至提供电源电压Vb的电池的升压转换器而操作。需要注意的是，开关S1中的电流现在可以变为负，因此这个开关S1应当具有双向电流能力。此外，开关S2应当具有双向电流能力，因此应当是同步开关而不应是二极管。 

图11示出了在集成电路中实现的控制器和校正电路的实施例的电路图。一种用于在集成电路中实现PI控制器的有吸引力的方式是，使用完全的微分电路最大程度地从共模抑制中获益以便抑制通常出现在开关模式电源中的寄生信号。没有示出所需要的共模控制回路，其中这些控制回路把节点的共模电压设置为适合的值。 

跨导放大器TCA3在正相输入端接收参考电压，在反相输入端接收输出电压Vo，并且向节点N3和N4提供输出电流。跨导放大器TCA3具有由跨导gHF所确定的转移，其中gHF表示PI控制器的高频比例部分。PI控制器的低频积分部分由跨导放大器TCA1和TCA2以及电容器C1产生。具有跨导为gLF1的跨导放大器TCA1在正相输入端接收参考电压，在反相输入端接收输出电压Vo，并且向电容器C1提供输出电流。具有跨导为gLF2的跨导放大器TCA2在正相输入端与反相输入端之间接收电容器C1上的电压，并且将其输出电流提供给节点N3和N4。对于考虑到的所讨论的元件，获得了现有技术领域的PI控制器的有吸引力的IC实施方  式。节点N3和N4处的电流的总和形成了由IMC所指示的输出电流。这些电流IMC现在形成了图1中的控制信号CO。 

通过增加具有跨导gCOR的跨导放大器TCA4，现有技术领域中的这个控制信号CO被改变为修改后的控制电流IMC，其中控制电流IMC与图2所示的修改后的控制电流IMC相对应。跨导放大器TCA4具有用于接收输出电压Vo的正相输入端，还具有与参考电压相连的反相输入端，其中参考电压为地。跨导放大器TCA4向节点N3和N4提供校正电流ICR。 

限制电路82限制了校正信号CO的最大值，它把最大电流IMAX从节点5提供至：节点6、具有跨导为gHF的跨导放大器TCA5、具有跨导为gLF2的跨导放大器TCA6以及FET F1和F2。跨导放大器TCA5在正相输入端接收参考电压，在反相输入端接收输出电压Vo，并且向节点N5和N6提供输出电流。跨导放大器TCA6在正相输入端与反相输入端之间接收电容器C1上的电压，并且将其输出电流也提供给节点N5和N6。因此，跨导放大器TCA5提供了图7中的副本控制电流ICOC的比例部分，跨导放大器TCA6提供了副本控制电流ICOC的积分部分。FET F1具有被布置在节点N5与N6之间的主电流路径以及与节点N5相连的控制极，它形成了图7中的钳位电路82。FET F2具有被布置为与电容器C1并联的主电流路径以及与节点N6相连的控制极，它形成了图7中的放大器83。 

限制电路限制了图2和图10中修改后的电流IMC的最小值，限制电路包括：电流源80’，把最小电流IMIN从节点N8提供到节点N7；具有跨导为gCOR的跨导放大器TCA7；具有跨导为gHF的跨导放大器TCA8；具有跨导为gLF2的跨导放大器TCA9；以及FET F3和F4。跨导放大器TCA9在正相输入端与反相输入端之间接收电容器C1上的电压，并将其输出电流提供给节点N7和N8。因此，跨导放大器TCA8提供了图10中的副本控制电流ICOC的比例部分，跨导放大器TCA9提供了副本控制电流ICOC的积分部分。跨导放大器TCA7具有用于接收输出电压Vo的正相输入端以及与参考电压相连的反相输入端，并且向节点N7和N8提供校正电流ICRC，其中参考电压为地。FET F3具有被布置在节点N7与N8之间的主电流路径以及与节点N7相连的控制极，它形成了图10中的钳位电路82。FET F4具有被布置为与电容器C1并联的主电流路径以及与节点N8相连  的控制极，它形成了图10中的放大器83。 

图12示出了根据本发明的电流式受控DC/DC升降压转换器的实施例的电路图。这个实施例基于图1所示的现有技术领域的转换器的框图，其中包括开关S1和S2的降压转换器被正相升降压转换器所取代。图12示出了正相升降压转换器，它具有在使用电流源的集成电路中实现控制器的可能性。 

正相升降压转换器接收DC输入电压Vb并提供输出电压Vo。输入电压Vb可以由电池提供，或者是整流后的电网电压。输出电压被提供到通常包括平滑电容器C和阻抗Z的负载LO，其中阻抗Z表示将要供电的电路的阻抗。输入电压源提供输入电流Ib。Io表示提供给负载LO的电流。升降压转换器还包括4个可控开关S10至S 13以及电感L。开关S10被布置在输入电压源Vb与节点NA之间。开关S12被布置在节点NA与地之间。电感器L被布置在节点NA与节点NB之间。开关S11被布置在节点NB与地之间，开关S13被布置在节点NB与负载LO之间。电感器L可以是线圈或变压器。开关S10至S13分别受到控制信号SC10至SC13的控制。 

这种升降压转换器的操作在本领域中是公知的，因此仅做简要的说明。如果开关S10和S11闭合，同时开关S12和S13断开，那么经过电感器L的电感器电流IL实质上会线性地增大。流向负载LO的电流是0。如果开关S12和S13闭合，同时开关S10和S11断开，那么减小的电感器电流IL被提供给负载LO。首先，对与图1所示控制器等效的控制器的部分进行讨论，把包括电流源71和乘法器72的校正电路7与所述控制器的部分相结合。电流式控制器1包括减法器或比较器10，减法器或比较器10接收参考电压Vr和输出电压Vo以提供误差信号ER。控制器11可以包括P、I、PI或PID控制器110，控制器110从误差信号ER中产生控制信号CO。控制信号CO控制电流源111以吸收控制电流ICO。 

乘法器72把控制电流ICO与因数MF相乘，用于从节点N1吸取相乘后的控制电流MCO。电流源71从节点N1吸取校正电流ICR。电流MCO与ICR的总和是修改后的控制电流IMC。斜坡补偿电路2包括向节点N1提供斜坡补偿电流ISL的电流源21。检测电路6向节点N1提供检测到的电流ISE，其中电流ISE代表电感器电流IL。 

节点N1处的电压由电流MCO、ICR、ISE和ISL的总和确定。比较器3包括提供复位信号RS的放大器30，其中复位信号RS指示了检测到的电流ISE的电平何时变得与修改后的控制电流IMC和斜坡补偿电流ISL的差相等。 

振荡器5和置位-复位触发器4都与图1所示的相同。然而现在，置位-复位触发器4在其正相输出端Q提供开关信号SC10、SC11，并在其反相输出端Qn提供开关信号SC12、SC13。关于图13所示的信号对这个控制器的操作进行详细的说明。关于图14对校正电路7的可选择实施例进行讨论。 

图13示出了用于说明图12所示升降压转换器的操作的信号。在相同的稳定状态下，由于相同的电流IS1流过开关S1，所以检测到的电流ISE与现有技术领域中转换器的检测到的电流相同。此外，斜坡补偿电流ISL的目的被认为与现有技术领域中转换器的斜坡补偿电流的目的相同。此外，在相同的稳定状态下，节点N1处的总电流应当使置位-复位触发器在相同的时刻DT复位，因此电流IMC必须与初始控制电流ICO相等，其中初始控制电流ICO是在不存在校正电路7时所产生的。因此，增加校正电路7的影响是，控制电流ICO必须随着校正电流ICR的值精确地减小，并且随着乘法因数MF而精确地减小。事实上，电流MCO是初始校正电流ICO减去校正电流ICR，而且新的控制电流ICO是电流MCO除以乘法因数MF的结果。 

因此，如果选择校正电流ICR与斜坡补偿电流ISL在切断时刻DT处的电平和纹波电流IRI的一半的总和相等，那么电流MCO等于平均电感器电流ILA。此外，如果乘法因数MF是平均电感器电流ILA与平均输出电流IOA之间的比率，那么控制电流ICO等于平均输出电流IOA。因此，从控制电流ICO至平均输出电流IOA的转移增益Ai等于1，而且从参考电压Vr至输出电压Vo的转移的闭环带宽具有其最大值。然而，它满足控制信号ICO直接地与平均输出电流IOA相对应。字“对应”用于指示可以使用对实际电流进行缩放的结果。 

在下文中，对具有这种校正电路7的升降压转换器的操作进行说明。此外仅作为示例，控制器110是PI控制器。置位-复位触发器4在时  刻DT被复位，同时检测到的电流ISE到达总电流IMC的电平，其中从总电流IMC中减去斜坡补偿电流ISL。总电流IMC也被称作乘积的修改后控制信号MMC。 

在下文的计算中，为正相升降压转换器确定乘法因数MF的值和校正电流ICR的值。 

从图13可以看出，修改后的控制电流IMC和平均电感器电流ILA之间的差是： 

IMC-ILA＝ISL(DT)+IRI/2 

其中ISL(DT)是时刻DT处的斜坡补偿电流，这时开关S10和S11被切断，而且IRI是电感器电流IL的峰峰纹波电流。 

对于升降压转换器来说，最佳斜坡补偿电流ISL是： 

$\mathrm{ISL}\left(t\right)=(\ln \left(\frac{1}{1-\frac{t}{T}}\right)-\frac{t}{T})*\frac{T}{L}*\mathrm{Vb}$

其中t/T是具有持续时间为T的时钟周期中的相对位置，L是电感器L的电感值，Vb是转换器的DC输入电压。 

在稳定状态下，在切断开关S10和S11的时刻，斜坡补偿电流ISL具有值： 

$\mathrm{ISL}\left(\mathrm{DT}\right)=(\ln \left(\frac{1}{1-D}\right)-D)*\frac{T}{L}*\mathrm{Vb}$

其中D是占空周期的稳定状态值，如果忽略损耗，则为Vo/(Vo+Vb)。 

对于升降压转换器，平均线圈电流ILA上的峰峰纹波电流是： 

IRI＝D*T*Vb/L 

利用上面的等式，修改后的控制电流IMC与平均电感器电流ILA之间的差为： 

$\mathrm{IMC}-\mathrm{ILA}=\mathrm{ISL}\left(\mathrm{DT}\right)+\frac{\mathrm{IRI}}{2}=(\ln (1+\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}})-\frac{1}{2}\frac{\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}}{1+\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}})*\frac{T}{L}*\mathrm{Vb}$

因此，如果校正电流ICR具有这个值，那么控制电流ICO变得与平均电感器电流ILA相等。需要注意的是，校正电流ICR是正反馈电流，它取决于输出电压Vo以及输入电压Vb。 

平均输出电流IOA小于平均线圈电流ILA： 

$\mathrm{IOA}=(1-D)*\mathrm{ILA}=\frac{1}{1+\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}}*\mathrm{ILA}$

乘法器72具有取决于输入电压Vb和输出电压Vo的电流增益MF： 

$\mathrm{MF}=1+\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}$

电流源71产生依赖于电压的校正电流： 

$\mathrm{ICR}=(\ln (1+\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}})-\frac{1}{2}\frac{\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}}{1+\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}})*\frac{T}{L}*\mathrm{Vb}$

把ICR与乘法器72的输出电流MCO相加。注意电流ICR是正反馈电流，而不是通常的负反馈电流。 

乘法器72的插入和正反馈电流ICR允许控制器产生较低的控制电流ICO，而电流受控内部回路的峰值电流的设定值仍具有与之前相同的值，它从ICO改为IMC＝MF*ICO+ICR。从上面的等式可以看出，而且如图13所示，从控制电流ICO至平均输出电流IOA的转移Ai现在是统一的。因此，回路的-3dB带宽f3已经增大至： 

f3≈gHF/(2πC) 

另外的优点是，-3dB带宽仅取决于两个公知的数量。 

通过以下方式可以获得对反应速度的类似改进：使用升降压转换器之外的其它转换器拓扑、PI控制器具有另一种行为或斜坡补偿具有不同的形状或完全不存在。 

图14示出了根据本发明的电流式受控DC/DC升降压转换器的另一个实施例的电路图。图14所示的升降压转换器与图12所示的升降压转换器几乎相同。仅有的差别是乘法器72被布置在电流源71与21之间，而不是在电流源71与111之间。这样，现在在同一个节点处对控制电流ICO与校正电流ICR进行求和，以获得修改后的控制电流。乘法器72把电流MCO’与乘法因数MF相乘从而获得乘积的修改后控制电流MMC，它与电流IMC相等。 

乘法因数MF仍与关于图12所讨论的相同，校正电流ICR已经变为  ICR’： 

${\mathrm{ICR}}^{,}=\frac{1}{1+\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}}*(\ln (1+\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}})-\frac{1}{2}\frac{\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}}{1+\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}})*\frac{T}{L}*\mathrm{Vb}$

现在对于内部控制回路来说，所产生的设置电流是IMC＝MF*(ICO+ICR’)。 

图15示出了替代升降压转换器而用于图12或14的电路图中的电流受控DC/DC升压转换器的电路图。具有图12或图14中相同结构的控制器可以与升压转换器一同使用。如图15所示，首先说明用升压转换器替代升降压转换器所需要的改变。如果控制器具有图12或图14所示的拓扑，那么分别说明如何为升压转换器选择乘法因数MF和校正电流ICR。 

从图12所示的正相升降压转换器开始，通过使用短路来替代开关S10并省去开关S11，可以获得升压转换器。现在，开关S11被称作开关S20，开关S13被称作开关S21。现在，电流检测6可以被布置为与开关S20串联。控制器产生分别用于控制开关S20和S21的开关信号SC10和SC12，这个控制器具有与图12或图14所示相同的拓扑。图15所示升压转换器的基本拓扑的操作在本领域中是公知的，因此仅作简要说明。如果开关控制信号SC10闭合开关S20且开关控制信号SC12断开开关S21，那么经过电感器L的电感器电流IL开始增大。输出电流Io为0。当电感器电流IL到达设置在控制器中的峰值电平时，开关S20断开且开关S21闭合。现在，减小的输出电流Io流入负载LO。在由振荡器或时钟发生器5所确定的下一个周期的开始处，开关S20再次闭合且开关S21再次断开。 

修改后的控制电流IMC与平均线圈电流ILA之间的差为： 

$\mathrm{IMC}-\mathrm{ILA}=\mathrm{ISL}\left(\mathrm{DT}\right)+\frac{\mathrm{IRI}}{2}$

其中ISL(DT)是切断时刻(t＝DT)的斜坡补偿电流，而且IRI是电感器电流IL的峰峰纹波电流幅度。 

对于升压转换器，具有非线性时间依赖的最佳斜坡补偿电流ISL  是： 

$\mathrm{ISL}\left(t\right)=\frac{1}{2}{\left(\frac{t}{T}\right)}^2*\frac{T}{L}*\mathrm{Vo}=\frac{t^2\mathrm{Vo}}{2\mathrm{TL}}$

其中t/T是具有持续时间为T的时钟周期中的相对位置，L是电感器L的电感值，Vo是DC：DC升压转换器的输出电压值。在切断控制开关S20的时刻，斜坡补偿电流ISL具有值： 

$\mathrm{ISL}\left(\mathrm{DT}\right)=\frac{1}{2}{D}^2*\frac{T}{L}*\mathrm{Vo}$

其中D是占空因数的稳定状态值。 

对于升压转换器，在稳定状态下，平均电感器电流ILA上的峰峰纹波电流幅度IRI为： 

$\mathrm{IRI}=\frac{\mathrm{Vb}}{L}\mathrm{DT}$

忽略损耗，升压转换器中的占空因数的稳定状态值D为： 

$D=1-\frac{\mathrm{Vb}}{\mathrm{Vo}}$

通过合并上面的等式，可以找出修改后的控制电流IMC与平均电感器电流ILA之间的差： 

$\mathrm{IMC}-\mathrm{ILA}=\mathrm{ISL}\left(\mathrm{DT}\right)+\frac{\mathrm{IRI}}{2}=\frac{T}{2L}*(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vb})$

这个差与输出电压和输入电压的差线性地成比例。 

平均输出电流IOA小于平均电感器电流ILA： 

$\mathrm{IOA}=(1-D)*\mathrm{ILA}=\frac{\mathrm{Vb}}{\mathrm{Vo}}*\mathrm{ILA}$

首先关于图12所示的控制器拓扑，乘法器72具有取决于输入电压Vb和输出电压Vo的电流增益MF： 

$\mathrm{MF}=\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vb}}$

而且电流源71产生依赖电压的校正电流： 

$\mathrm{ICR}=\frac{T}{2L}*(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vb})$

把ICR与乘法器72的输出电流MCO相加。注意电流ICR是正反馈电流，而不是通常的负反馈电流。 

乘法器72的插入和正反馈电流ICR的加入允许控制器产生较低的控制电流ICO，而电流受控内部回路的峰值电流的设置值仍具有与之前相同的值，从ICO修改为IMC＝MF*ICO+ICR。从上面的等式可以看出，而且如图13所示，从控制电流ICO至平均输出电流IOA的转移Ai现在是统一的。 

作为向乘法器72的输出电流MCO插入正反馈电流ICR的一种选择，能够把可选择的正反馈电流ICR’与乘法器72的输入电流ICO相加，如图14所示。这样，现在在同一个节点处把控制电流ICO与校正电流ICR’相加，以获得修改后的控制电流MCO’。乘法器72把电流MCO’与乘法因数MF相乘从而获得乘积的修改后控制电流MMC，它与电流IMC相等。 

乘法因数MF仍与关于图12所讨论的相同，校正电流ICR已经变为TCR’. 

${\mathrm{ICR}}^{,}=\frac{\mathrm{Vb}}{\mathrm{Vo}}*\frac{T}{2L}*(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vb})$

现在对于内部控制回路，所产生的设置电流是IMC＝MF*(ICO+ICR’)。 

与图14所示的控制器的拓扑相比，图12所示的控制器的拓扑具有的吸引力稍强，这是因为所需的正反馈电流ICR由线性等式而不是由非线性等式描述。 

考虑反馈回路的稳定性，经过校正电流ICR或ICR’的正反馈增益小于经过PI控制器的负反馈增益，因此正反馈的贡献不会危及控制回路的稳定性。 

应当注意的是，上述实施例示出而不是限制了本发明，在不背离所附权利要求的范围的前提下，本领域的技术人员能够设计多个可选择的实施例。 

例如，可以把所有的电流方向进行倒转。当PMOST FET被NMOST FET  所取代或情况相反时，技术人员可以容易地理解如何对所示的实施例进行修改。 

在图中，关于降压转换器、正相升降压转换器和升压转换器而说明了通过增加正反馈电流ICR把控制电流ICO转变为修改后的控制电流IMC的大体原理。已经使控制电流ICO与提供给并联排列的平滑电容器C和负载RL的平均输出电流相等。这个大体原理还用于其它的转换器配置，例如反相升降压转换器或Cuk转换器。需要注意的是，为计算校正电流ICR和乘法因数MF(如果相关的话)而示出的示例对于具体的最佳斜坡补偿电流ISL是有效的。然而，斜坡补偿电流ISL可以与所讨论的最佳函数不同。可以清楚地看出，如果控制电流ICO应当最佳地类似于平均输出电流IOA，那么校正电流ICR和乘法因数(如果相关的话)必须被确定为与斜坡补偿电流ISL相适应。另一方面，为了获得对现有技术中的反应速度的改进，不需要控制电流与平均输出电流之间的完全相似。 

在权利要求中，位于圆括号之间的任何附图标记都不应被解释为限制了该权利要求。动词“包括”及其结合的使用不排除权利要求中提到的元件或步骤之外的元件或步骤的存在。元件之前的冠词“一个”不排除多个该元件的存在。本发明可以由包括若干个有区别元件的硬件来实现，而且可以通过适合的程序式计算机来实现。在器件权利要求中列举了若干装置，这些装置中的若干可以由同一个硬件来实现。起码的，相互不同的从属权利要求中叙述的特定措施并没有指出使用这些措施的组合不能产生优点。 

Claims (27)

1.一种电流式受控DC/DC转换器，用于接收输入电压(Vb)以提供输出电压(Vo)，所述电流式受控DC/DC转换器包括：

电感器(L)和与电感器(L)相连的可控开关(S1)，用于获得经过电感器(L)的周期性变化的电感器电流(IL)；

电流式控制器(1)，用于对输出电压(Vo)与参考电压(Vr)进行比较(10)以获得误差信号(ER)，并且把转移函数应用(11)于误差信号(ER)以获得控制信号(CO；ICO)；

校正电路(7)，用于产生校正信号(ICR)，并把校正信号(ICR)加到控制信号(CO；ICO)以获得修改后的控制信号(MCO；IMC)，以使电感器电流(IL)的平均值(ILA)等于修改后的控制信号的电平；

驱动电路(3、4)，用于把代表电感器电流(IL)的检测到的信号(SE)与修改后的控制信号(MCO；ICO)进行比较(3)，从而当检测到的信号(SE)的电平到达修改后的控制信号(MCO；ICO)的电平时切断(4)可控开关(S1)。

2.根据权利要求1所述的电流式受控DC/DC转换器，其中校正信号(ICR)代表控制信号(CO；ICO)的初始电平与电感器电流(IL)的平均值(ILA)之间的差。

3.根据权利要求1所述的电流式受控DC/DC转换器，其中，所述校正信号(ICR)代表电感器电流(IL)的平均值与极值之间的差。

4.根据权利要求1所述的电流式受控DC/DC转换器，它是降压转换器，所述校正信号是(Vo*T)/2L，其中Vo是输出电压(Vo)，T是周期性变化的电感器电流(IL)的一个周期的持续时间，L是电感器(L)的电感。

5.根据权利要求1所述的电流式受控DC/DC转换器，它用于向负载(LO)提供输出电压(Vo)和输出电流(Io)，其中校正电路(7)还包括乘法器(72)，乘法器(72)用于把控制信号(ICO)和乘法因数(MF)相乘从而获得乘积控制信号(MCO)，乘法因数(MF)代表电感器电流(IL)的平均值(ILA)与输出电流(Io)的平均值(IOA)之间的比率，而且校正电路(7)被布置用于把校正信号(ICR)与乘积控制信号(MCO)相加。

6.根据权利要求5所述的电流式受控DC/DC转换器，它是升降压转换器，乘法因数(MF)是1+Vo/Vb，其中Vb是输入电压(Vb)，Vo是输出电压(Vo)。

7.根据权利要求6所述的电流式受控DC/DC转换器，其中，所述校正信号(ICR)是

(ln(1+k)-0.5*k/(1+k))*T*Vb/L，

其中ln是自然对数，k＝Vo/Vb，T是周期性变化的电感器电流(IL)的一个周期的持续时间，L是电感器(L)的电感。

8.根据权利要求5所述的电流式受控DC/DC转换器，它是升压转换器，乘法因数(MF)是Vo/Vb，其中Vb是输入电压(Vb)，Vo是输出电压(Vo)。

9.根据权利要求8所述的电流式受控DC/DC转换器，其中，所述校正信号(ICR)是(Vo-Vb)*T/2L，其中T是周期性变化的电感器电流(IL)的一个周期的持续时间，L是电感器(L)的电感。

10.根据权利要求1所述的电流式受控DC/DC转换器，它用于向负载(LO)提供输出电压(Vo)和输出电流(Io)，其中校正电路(7)还包括乘法器(72)，乘法器(72)把修改后的控制信号(MCO’)与乘法因数(MF)相乘从而获得乘积的修改后控制信号(MMC)，其中乘法因数(MF)代表电感器电流(IL)的平均值(ILA)与输出电流(Io)的平均值(IOA)之间的比率，驱动电路(3、4)被布置用于把代表电感器电流(IL)的检测到的信号(SE)与乘积的修改后控制信号(MMC)进行比较(3)，从而当检测到的信号(SE)的电平到达乘积的修改后控制信号(MMC)的电平时切断(4)可控开关(Sl)。

11.根据权利要求10所述的电流式受控DC/DC转换器，它是升降压转换器，乘法因数(MF)是1+Vo/Vb，其中Vb是输入电压(Vb)，Vo是输出电压(Vo)。

12.根据权利要求11所述的电流式受控DC/DC转换器，其中，所述校正信号(ICR’)是：

(1/(1+k))*(ln(1+k)-0.5*k/(1+k))*T*Vb/L

其中ln是自然对数，k＝Vo/Vb，T是周期性变化的电感器电流(IL)的一个周期的持续时间，L是电感器(L)的电感。

13.根据权利要求10所述的电流式受控DC/DC转换器，它是升压转换器，乘法因数(MF)是Vo/Vb，其中Vb是输入电压(Vb)，Vo是输出电压(Vo)。

14.根据权利要求13所述的电流式受控DC/DC转换器，其中，所述校正信号(ICR’)：

(Vb/Vo)*(Vo-Vb)*T/2L，其中T是周期性变化的电感器电流(IL)的一个周期的持续时间，L是电感器(L)的电感。

15.根据权利要求2或3所述的电流式受控DC/DC转换器，还包括产生斜坡补偿信号(ISL)的斜坡补偿电路(2)，其中校正信号(ICR)代表切断时刻处的所述差和所述斜坡补偿信号的电平之和，在切断时刻处，驱动电路(3、4)被布置用于切断可控开关(S1)。

16.根据权利要求1所述的电流式受控DC/DC转换器，还包括限制电路(8)，用于限制控制信号(8)的最小和/或最大值。

17.根据权利要求1所述的电流式受控DC/DC转换器，其中

电流式控制器(1)包括受控电流源(111)，用于向节点(N1)提供控制电流(ICO)，其中控制电流(ICO)由控制信号(CO)确定；

校正电路(7)包括电流源(70)，用于向节点(N1)提供校正信号，其中校正信号是校正电流(ICR)；

检测电路(6)用于检测电感器电流(IL)，以便向节点(N1)提供检测到的信号(SE)，其中检测到的信号(SE)是检测到的电流(ISE)，控制电流(ICO)和校正电流(ICR)的极性相同，并且与检测到的电流(ISE)的极性相反；以及

驱动电路(3、4)被连接到节点(N1)，以确定检测到的电流(ISE)的电平何时到达控制电流(ICO)和校正电流(ICR)之和的电平。

18.根据权利要求17所述的电流式受控DC/DC转换器，还包括斜坡补偿电路(2)，斜坡补偿电路(2)包括用于向节点(N1)提供斜坡补偿电流(ISL)的电流源(20)，斜坡补偿电流(ISL)的极性与检测到的电流(ISE)的极性相同，校正电路(7)中的电流源(70)被布置用于提供校正电流(ICR)，校正电流(ICR)是在切断时刻处代表控制信号(CO；ICO)的初始电平与电感器电流(IL)的平均值(ILA)之间的差的电流和所述斜坡补偿信号的电平之和，在切断时刻处，驱动电路(3、4)被布置用于切断可控开关(S1)。

19.根据权利要求17所述的电流式受控DC/DC转换器，还包括斜坡补偿电路(2)，斜坡补偿电路(2)包括用于向节点(N1)提供斜坡补偿电流(ISL)的电流源(20)，斜坡补偿电流(ISL)的极性与检测到的电流(ISE)的极性相同，校正电路(7)中的电流源(70)被布置用于提供校正电流(ICR)，校正电流(ICR)是在切断时刻处代表电感器电流(IL)的平均值与极值之间的差的电流和所述斜坡补偿信号的电平之和，在切断时刻处，驱动电路(3、4)被布置用于切断可控开关(S1)。

20.根据权利要求18或19所述的电流式受控DC/DC转换器，其中电流式控制器(1)包括比较器(10)，比较器(10)把参考电压(Vr)与输出电压(Vo)进行比较以获得误差电压(ER)，电流式控制器(1)还包括PI控制器(110)，PI控制器(110)接收误差电压(ER)以提供控制信号(CO)，其中校正电路(7)被布置用于提供校正电流(ICR)。

21.根据权利要求17所述的电流式受控DC/DC转换器，其中电流式控制器(1)包括I控制器(110)，I控制器(110)具有允许影响I控制器(110)的积分动作的输入端(11)，电流式受控DC/DC转换器还包括：

第一附加电流源(81)，用于向其它节点(N2)提供与控制电流(ICO)成比例的第一电流(ICOC)；

第二附加电流源(80；80’)，用于向其它节点(N2)提供预定的固定第二电流(IMAX；IMIN)，

其中其它节点(N2)处的电压(VN)取决于第一电流(ICOC)和所述第二电流(IMAX；IMIN)之间的差；

钳位电路(82)，用于限制其它节点(N2)处的电压(VN)；以及

放大器(83)，具有与其它节点(N2)相连的输入端和与I控制(110)的输入端(11)相连的输出端。

22.根据权利要求21所述的电流式受控DC/DC转换器，其中第二电流(IMAX；IMIN)指示最大电流电平(IMAX)，而且当第一电流(ICOC)超过最大电流电平(IMAX)时，放大器(83)减小积分动作。

23.根据权利要求21所述的电流式受控DC/DC转换器，第二电流(IMAX；IMIN)指示最小电流电平(IMIN)，而且当第一电流(ICOC)降至最小电流电平(IMIN)之下时，放大器(83)增大积分动作。

24.根据权利要求23所述的电流式受控DC/DC转换器，其中电流式受控DC/DC转换器还包括第三附加电流源(71)，用于向其它节点(N2)提供与校正电流(ICR)成比例的第三电流(ICRC)，其中当第一电流(ICOC)降至最小电流电平(IMIN)与第三电流(ICRC)的和之下时，放大器(83)增大积分动作。

25.根据权利要求21所述的电流式受控DC/DC转换器，其中I控制器(110)包括积分电容器(C1)，而且放大器(83)的输出端与积分电容器(C1)相连。

26.一种移动装置，包括：

根据权利要求1所述的电流式受控DC/DC转换器；和

电池，用于提供电池电压；

所述电流式受控DC/DC转换器被布置用于把所述电池电压转换为电源电压。

27.一种用于控制电流式受控DC/DC转换器的方法，所述转换器包括可控开关(S1)，可控开关(S1)与电感器(L)相连并接收输入电压(Vb)，从而提供输出电压(Vo)，所述方法包括：

产生经过电感器(L)的周期性变化的电感器电流(IL)；

把输出电压(Vo)与参考电压(Vr)进行比较(10)以获得误差信号(ER)，并且把转移函数应用(11)于误差信号(ER)以获得控制信号(CO；ICO)；

把控制信号(CO；ICO)与校正信号(ICR)相加以获得修改后的控制信号(MCO；IMC)，其中校正信号(ICR)代表控制信号(CO；ICO)的初始电平与电感器电流(IL)的平均值之间的差；以及

把代表电感器电流(IL)的检测到的信号(SE)与修改后的控制信号(MCO；ICO)进行比较(3)，从而当检测到的信号(SE)的电平到达修改后的控制信号(MCO；ICO)的电平时切断(4)可控开关(S1)。

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