CN101005725A

CN101005725A - 点亮电路

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Publication number: CN101005725A
Application number: CNA2007100039302A
Authority: CN
Inventors: 铃木友和
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2006-01-18
Filing date: 2007-01-18
Publication date: 2007-07-25
Anticipated expiration: 2027-01-18
Also published as: US20070164689A1; FR2896656A1; FR2896656B1; JP2007194044A; CN101005725B; DE102007002731B4; US7425777B2; DE102007002731A1

Abstract

提供一种点亮电路，即使在再点亮放电管的情况下，也能抑制辐射噪音而不损失放电管的光输出的上升特性。本发明的一实施方式的点亮电路具有：直流－直流转换电路，将输入直流电压升压；检测电路，生成对应于直流－直流转换电路的输出电压的检测信号；直流－交流转换电路，转换直流－直流转换电路的输出电压；放电管用的起动电路；以及控制电路，控制直流－直流转换电路的输出。该控制电路包括：基于检测信号而被充电的电容元件；用于电容元件的第1放电单元；响应于输入直流电压断开而提供用于电容元件的放电路径的第2放电单元；以及根据电容元件的端子间电压而生成用于调整直流－直流转换电路输出的控制信号的信号生成单元。

Description

点亮电路

技术领域

本发明涉及用于点亮车辆用的放电管的点亮电路。

背景技术

在车辆用照明等中使用放电管的情况下，进行过渡功率控制，以在放电管点亮开始后需迅速上升光束，在刚点亮之后提供比稳定点亮时投入功率更大的功率，随着时间经过而使投入功率降低。已知放电管中有被封入了微量汞类型和考虑了环境对策而不含汞的类型(所谓无汞)，后者的情况下，考虑到在点亮初始时灯电压的偏差、在点亮过程中光束的上升特性偏差等，因而需要进行过渡功率控制。例如，已知检测放电管刚点亮之后的灯电压(或相当于该灯电压的信号电压)，将其作为初始值保存，同时计算以该初始值作为基准的灯电压的变化量(电压差)，基于该变化量控制对放电管的供给功率的结构(参考专利文献1)。

在注入汞的放电管中，从点亮开始至达到稳定点亮之间，灯电压的变化量大，并且灯电压和光输出的相关性强，因此采用检测灯电压从而控制投入功率的方法。相反，在不含汞的放电管中，从点亮开始至达到稳定点亮的灯电压的变化量小，因此难以取得灯电压和光输出的关系，需要采用与有关注入汞的放电管的过渡功率控制方法不同的控制方法，例如，额定功率35W的放电管的情况，例举下述所示的方法。

(1)在点亮开始时投入75W的恒定功率。

(2)将以刚点亮之后的灯电压(初始值)作为基准的灯电压的变化量记为“ΔVL”时，在ΔVL的值达到某一阈值(将它记为“ΔVL1”)的情况下，使其降低为由ΔVL所决定的投入功率。

(3)ΔVL的值进一步上升，当达到了某一阈值(将它记为“ΔVL2”)的情况，开始定时器控制，随着时间经过使投入功率降低，使其收敛为35W。另外，关于定时器控制，已知利用使用了电容器和电阻的积分电路，按照电容器电压上升使投入功率降低的结构。

图13是例示了在放电管从其发光管冷却的状态开始点亮的情况下(所谓“冷起动”)，关于向放电管的投入功率“Pw”、灯电压“VL”、定时器控制用电容器的端子电压“Vc”的时间变化的方块图。另外，图中所示时刻t1及t2的含义为下面记述。

·t1＝ΔVL为达到ΔVL1的时刻

·t2＝ΔVL为达到ΔVL2的时刻

在本例中，灯电压的初始值设为25V，随着时间ΔVL上升，至达到t1时刻为止的期间向放电管的投入功率设为75W。并且，达到t1时刻之后，根据ΔVL值向放电管的投入功率逐渐被降低，达到t2时刻就开始定时器控制。即，开始定时器控制用电容器充电，Vc逐渐上升。对放电管的投入功率以与Vc的上升曲线相反的关系逐渐降低，最终收敛于35W(在本例中，灯电压的饱和值设为45V)。

【专利文献1】特开2003-338390号公报

另外，图13中的时刻t3、t4及期间Tn的含义为下述那样。

·t3＝噪音产生的开始时刻

·t4＝噪音产生的结束时刻

·Tn＝噪音产生期间(t3～t4)。

这样，在以t3为起点的噪音产生期间Tn(例如，点亮开始后10秒至20秒)，放电管的状态不稳定，在该期间电磁噪音有可能被辐射。

在注入汞的放电管中，就汞所具有的作用之一而言，可以例举为，促进发光管温度上升，以使发光管即使在冷却状态也能发光。然而，在不含汞的放电管中，因为不能依赖汞的作用，所以需要通过增大向放电管的过渡投入功率使发光管温度上升。因此，在不含汞的放电管中，通过将发光管的电极变粗，以设计成可以耐过大的功率投入。因此，在不含汞的放电管的过渡功率控制中，与注入汞的放电管相比，从点亮开始时到放电稳定花费时间更长，其间产生的电磁噪音是无线电噪音的情况，有可能对收音机、电视机等各种电子设备带来恶劣影响。

作为抑制在上述噪音产生期间Tn电磁噪音产生的方法，实验证实在该噪音产生期间对放电管提供更多的投入功率即可，可以考虑在冷起动时抑制光输出的上升特性方面的过冲(over-shoot)，同时使对放电管的投入功率增加以尽可能抑制噪音。然而，如再次点亮时(例如热起动时)那样，即放电管从热状态开始点亮的情况下，难以兼顾抑制噪音和优化光输出的上升特性。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种点亮电路，即使在再点亮放电管的情况下，也能抑制辐射噪音而不损失放电管的光输出的上升特性。

本发明的点亮电路是用于点亮车辆用的放电管的点亮电路。该点亮电路具有(a)直流-直流转换电路，将输入直流电压升压而生成升压直流功率；(b)检测电路，连接到所述直流-直流转换电路，生成与直流-直流转换电路的输出电压对应的检测信号；(c)直流-交流转换电路，由升压直流功率生成用于提供给放电管的交流功率；(d)起动电路，用于放电管，连接到直流-交流转换电路；以及(e)控制电路，接受来自所述检测电路的所述检测信号，同时连接到所述直流-直流转换电路。控制电路包含：(f)差信号生成单元，生成用于表示检测信号的初始值和检测信号的差分的差信号；(g)充电单元，用于接受所述差信号，差分在规定阈值以上的情况下供给电荷；(h)电容元件，通过电阻性电路连接到充电单元的输出；(i)第1放电单元，连接到充电单元的输出，同时通过电阻性电路连接到电容元件；(j)第2放电单元，连接到电容元件，对输入直流电压断开产生响应而提供用于电容元件的放电路径；以及(k)信号生成单元，根据电容元件端子间电压，生成用于调整直流-直流转换电路输出的控制信号。

根据该点亮电路，通过与电容元件的端子间电压对应的控制信号，直流-直流转换电路的输出、即点亮电路的输出功率受到控制。这个电容元件上连接着第2放电单元，第2放电单元对输入直流电压断开产生响应，从而提供用于电容元件的放电路径。因此，根据该点亮电路，可以在输入直流电压接通的情况下不妨碍电容元件充电，在输入直流电压断开情况下通过第2放电单元将电容元件中电荷快速放电。其结果，可以在放电管再点亮动作开始之前，将电容元件端子间电压减小，可以在再点亮时向放电管提供大的功率。因此，根据该点亮电路，即使再点亮放电管的情况，也能调整放电管的光输出的上升特性方面的过冲，同时抑制辐射噪音。

第2放电单元，优选具有有(a)二极管，具有被连接到电容元件上的阳极；(b)第1电阻元件，连接到二极管的阴极和第1电源线路之间；以及(c)第2电阻元件，连接到二极管的阴极和第2电源线路之间。

在该结构中，能够在输入直流电压接通时，设定第1电源线路和第2电源线路之间的电压，以使由第1电阻元件和第2电阻元件分压确定的二极管阴极的电压比二极管的阳极即电容元件的端子间电压更变大，而在输入直流电压断开时，将第1和第2电源线路接地。其结果，第2放电单元能够仅在输入直流电压断开时，提供电容元件用的两个放电路径。这两个放电路径是由二极管及第1电阻元件构成的路径和二极管及第2电阻元件构成的路径。

另外，第2放电单元也可以具有有：(a)二极管，具有连接到电容元件上的阳极；(b)电阻元件，连接到二极管的阴极和电源线路之间。在该结构中，能够在输入直流电压接通时，设定电源线路的电压以使二极管阴极的电压比二极管的阳极、即电容元件的端子间电压更大，而在输入直流电压断开时，电源线路接地。其结果，第2放电单元能够仅在输入直流电压断开时，提供电容元件用的放电路径。该放电路径是由二极管及电阻元件构成的路径。

另外，第2放电单元也可以具有有：(a)二极管，具有连接到电容元件上的阳极和连接到第1电源线路上的阴极；以及(b)电阻元件，连接到二极管的阳极和第2电源线路之间。在该结构中，能够在输入直流电压接通时，将第2电源线路接地，同时设定第1电源线路和第2电源线路之间的电压，以使二极管阴极电压比二极管阳极，即电容元件的端子间电压更大，而在输入直流电压断开时，将第2电源线路接地，同时断开二极管阴极和第1电源线路的连接。其结果，第2放电单元能够仅在输入直流电压断开时，提供电容元件用的放电路径。该放电路径是由二极管及电阻元件构成的路径。

另外，第2放电单元也可以具有：(a)二极管，具有连接到电容元件上的阳极；(b)断路电路，连接到二极管的阴极和第1电源线路之间；以及(c)电阻元件，连接到二极管的阴极及断路电路和第2电源线路之间。断路电路在输入直流电压断开时使第1电源线路和二极管阴极之间的连接断路。该断路电路的一个例子是射极跟随器，它具有：晶体管，具有连接到二极管阴极的发射极和被连接到第1电源线路的集电极；以及放大器，具有连接到晶体管的基极的输出端子、输入基准电压的第1输入端子以及连接到晶体管发射极的第2输入端子。根据该结构，由晶体管和放大器构成射极跟随器(断路电路)，能够在输入直流电压断开时，设定第1电源线路的电压和基准电压，以使二极管阴极的电压比二极管阳极、即电容元件的端子间电压更大。根据该结构，输入直流电压断开时，不通过射极跟随器从电容元件向第1电源线路及基准电压流入电流，因此第2放电单元能够不改变第1电源线路及基准电压而仅在输入直流电压断开时，提供电容元件用的放电路径。该放电路径是由二极管及电阻元件构成的路径。

根据本发明，提供一种点亮电路，即使在再点亮放电管的情况下，也可以抑制辐射噪音而不损害放电管的光输出的上升特性。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的点亮电路结构的电路方块图。

图2是表示功率控制单元结构的电路方块图。

图3是表示一例点亮初始电压检测、保持单元及差信号生成单元的电路方块图。

图4是表示第2控制单元结构的电路方块图。

图5是将充电单元的结构与第2控制单元的主要部分一起表示的电路方块图。

图6是表示利用本实施方式的点亮电路点亮放电管时各单元波形的图。

图7是表示本发明的第1实施方式的第2放电单元的结构的电路图。

图8是表示利用本实施方式的点亮电路再点亮放电管时各单元波形的图。

图9是表示利用本实施方式中不具有第2放电单元的点亮电路再点亮放电管时各单元波形的图。

图10是表示本发明的第2实施方式的第2放电单元的结构的电路图。

图11是表示本发明的第3实施方式的第2放电单元的结构的电路图。

图12是表示本发明的第4实施方式的第2放电单元的结构的电路图。

图13是表示利用以往的点亮电路点亮放电管时各单元波形的图。

标号说明

1...点亮电路，2...直流电源，3...直流-直流转换电路，4...直流-交流转换电路，5...起动电路，6...插座，7...控制电路，7a...功率控制单元，7b...驱动控制单元，8...检测电路，9...点亮初始电压检测及保持单元，10...差信号生成单元，11...第1控制单元，12...第2控制单元，13...第3控制单元，14...误差运算单元，15...控制信号生成单元，20...充电单元，23...电容元件(电容器)，25...开关元件，26...比较电路，27...V-I转换单元，28...比较器，30...晶体管，34...运算放大器，35...二极管，40...电阻性电路，41...第1放电单元，42...第2放电单元，45...二极管，46、47...电阻元件，48、49...电源线路，50...晶体管，51...放大器，60...断路电路。

具体实施方式

以下，参照附图来详细说明本发明的优选实施例。此外，在各图中对于相同或相当的部分附加相同的标号。

图1是表示本发明的实施方式的点亮电路结构的电路方块图。图1所示的点亮电路1用于点亮车辆用的放电管，特别是无汞(不含汞或汞量已降低)的放电管。点亮电路1具有直流电源2、直流-直流转换电路3、直流-交流转换电路4、起动电路(所谓起动器)5、插座6、控制电路7和检测电路8。

直流-直流转换电路3是将来自直流电源2的输入直流电压升压而生成所需的升压直流功率的电路，例如采用回扫型DC-DC变换器。

直流-交流转换电路4被设置用于将来自直流-直流转换电路3的升压直流功率转换为交流功率之后提供给插座6。例如，在H桥(或全桥型)电路结构中，具有用4个半导体开关元件构成两个臂，分别用于驱动各臂的开关元件的驱动电路，基于来自构成控制电路7的驱动控制单元7b的信号，控制使两组开关元件对相反地导通/关断，由此输出交流电压。此外，插座6上连接着放电管。

起动电路5被设置用于对插座6产生高压脉冲信号(起动用脉冲)，使连接到插座6上的放电管起动。即，起动用脉冲被叠加到直流-交流转换电路4输出的交流电压上，然后施加给放电管。

控制电路7接受有关放电管的灯电压和流入该放电管的电流或与之相当的电压和电流的检测信号，控制对放电管的投入功率。即，设置在控制电路7中的功率控制单元7a被设置用于根据放电管的状态控制供给功率，例如，接受来自检测直流-直流转换电路3输出的升压直流电压和电流的检测电路8的检测信号(参照电压检测信号“VL”和电流检测信号“IL”)，对直流-直流转换电路3输出控制信号(将它记为“So”)，由此控制该升压直流电压。

另外，功率控制单元7a承担放电管至达到稳定的点亮状态为止的过渡期中的功率控制和放电管的稳定状态时的功率控制等，作为开关控制方式，例如已知PWM(脉宽调制)方式和PFM(脉冲频率调制)方式。

接着，对于功率控制单元7a进行说明。图2是表示功率控制单元结构的电路方块图。图2所示的功率控制单元7a具有点亮初始电压检测及保持单元9、差信号生成单元10、第1控制单元11、第2控制单元12、第3控制单元13、误差运算单元14及控制信号生成单元15。

点亮初始电压检测及保持单元9和设置在其后级的差信号生成单元10，对放电管的灯电压检测以其初始值为基准的变化量。点亮初始电压检测及保持单元9被设置用于检测放电管点亮刚开始之后的灯电压，同时将检测的灯电压作为其初始值(下面，将它记为“VLs”)保持。然后，对差信号生成单元10输出初始值VLs。

差信号生成单元10生成表示了灯电压的检测信号VL和上述VLs的差分的差信号。具体地说，差信号生成单元10通过从灯电压的检测信号VL减去上述VLs，计算以VLs为基准的灯电压的变化量(下面，记这个为“ΔVL”)，从而将该ΔVL作为差信号输出到第1控制单元11、第2控制单元12。

第1控制单元11、第2控制单元12与第3控制单元13一起进行功率控制，各控制单元的输出电流(参照图中的“i1”、“i2”、“i3”)被送入后级的误差运算单元14。并且，第1控制单元11和第2控制单元12参与放电管的过渡功率控制，第3控制单元13参与其以外的功率控制。

第1控制单元11生成对应于来自差信号生成单元10的ΔVL的输出电流“i1”的控制信号。例如进行如下所示的控制。

·当“ΔVL≤Sh1”时，使i1为定值。

·当“Sh1＜ΔVL＜Sh2”时，使i1随ΔVL值增加同时而增加。

·当“ΔVL≥Sh2”时，使i1为定值。

另外，“Sh1”、“Sh2”表示对ΔVL预先设定的基准值(阈值)，“Sh1＜Sh2”。

在第2控制单元12中，例如在被输入ΔVL和VL，放电管达至稳定点亮状态为止的过渡期中，从ΔVL变为预先决定的阈值以上的时刻开始，按照ΔVL的上升或时间经过切换对放电管投入功率的时间变化率进行功率控制。其输出电流“i2” 随着以该时刻为起点的经过时间而增加。

利用第2控制单元12的作用，使投入功率的时间变化率从负值向零增加的情况下，可以例举连续地控制该变化率的方式和阶段地控制该变化率的方式，但是考虑控制容易性和电路结构简单化等情况下最好是后者。例如，第2控制单元12在具有使用了电容器和电阻的时间常数电路的结构中，在检测出ΔVL变到了预先决定的阈值以上的时刻该时间常数电路动作，通过切换电容器的充电时间常数，使过渡期间投入功率的时间变化率阶段性变化而收敛为额定功率功率就可以(关于具体的电路结构，后面详细叙述)。

另外，第2控制单元12为了不妨碍放电管点亮状态(功率过渡控制状态及稳定点亮状态)下的上述动作，即使再点亮时(例如热起动)也可以反复进行上述动作，为此在放电管变成熄灭状态的情况下，将电容器的电荷迅速地放电(关于具体的电路结构，后面详细叙述)。

在第3控制单元13中包含例如以额定功率的稳定点亮时的控制、对应于灯电压和电流(VL、IL)的功率控制等的电路单元，其输出电流i3被规定(只要是本发明，无论其构成方式如何都可以，因此省略详细说明)。

各控制单元的控制信号(各输出电流的总和)被输出到误差运算单元14，该误差运算单元14的输出信号被送入后级的控制信号生成单元15而生成上述控制信号So。本例中，在构成误差运算单元14的误差放大器一个输入端子(正输入端子)上被提供给规定的基准电压“Eref”，作为与施加在另一个输入端子(负输入端子)电压的比较结果而得到的误差信号被送入到控制信号生成单元15。

在控制信号生成单元15中，例如PWM方式的情况，包含PWM比较器等，生成其占空比随着来自误差运算单元14的误差信号而变化的输出信号，提供给直流-直流转换电路3(内部的开关元件)。另外，在PFM方式下，生成其频率随着来自误差运算单元14的误差信号而变化的输出信号，提供给直流-直流转换电路3(内部的开关元件)。

另外，在本结构中，进行功率控制，以使对放电管的投入功率随着输出电流i1及i2的增加而减少。

接着，对点亮初始电压检测和保持单元9以及差信号生成单元10进行说明。图3是表示一例点亮初始电压检测、保持单元及差信号生成单元的电路方块图。如图3所示，点亮初始电压检测和保持单元9以及差信号生成单元10可以分别由采样/保持(S/H)电路以及差动放大电路构成，对VL检测从其初始值VLs起的变化量。

采样/保持电路9通过接收规定的定时信号(为采样脉冲，记为“SP”)，保持VL，从而输出VLs。例如，采用使用了接受信号SP而被导通/关断的开关元件和保持电容器、电压缓冲器的电路结构，从放电管点亮开始到经过规定的时间为止的期间，开关元件由信号SP成为导通状态，灯电压加载到保持电容器上，在经过了该时间的时刻，信号SP变化，开关元件变为关断状态时，灯电压(VLs)被保持。

差动放大电路10是用于得到与VL减去VLs的结果(VL-VLs)成比例的输出，即ΔVL的电路，例如可以利用使用了运算放大器的已知电路。

另外，在本例中，为了保持VLs而使用了采样/保持电路9，但不限于此，也可以使用对于VL底端保持(bottom hold)电路(即，VL值在放电管点亮刚开始之后表示最低值，所以通过检测这个最低值并保持而得到VLs)。

接着，对于第2控制单元12进行说明。例如，如上述那样，第2控制单元12包括了具有电容器和电阻的时间常数电路情况，作为第2控制单元12可以考虑下述所示方式。

(I)随着电容器端子电压的上升，将该电压与预先决定的基准值比较，同时切换对放电管投入功率的时间变化率的方式。

(II)随着灯电压变化量ΔVL的上升，一边将该变化量与预先决定的基准值比较，一边切换对放电管投入功率的时间变化率的方式。

在上述方式(I)中，能够使从定时器控制用电容器充电开始时刻到时间常数切换时刻为止的时间一定，能够最佳地抑制在易产生噪音期间的投入功率(可以将噪音抑制到最低限)。而在上述方式(II)中，可以将灯状态情况反映到时间常数切换控制中，可以在光束上升时尽量减少过冲量。

下面，作为第2控制单元12，是上述方式(I)，例示切换两个时间常数的方式。图4是表示第2控制单元结构的电路方块图。图4所示的第2控制单元12具有充电单元20、电阻性电路40、电容元件(以下称为“电容器”)23、第1放电单元41、第2放电单元42、比较电路26以及V-I转换单元27。

充电单元20基于差信号ΔVL，由从以恒压源记号表示的电源19接受的电压生成充电用电荷。充电单元20在ΔVL达到预先决定的规定阈值(将它记为“ΔVL2”)为止的期间都不输出电荷，当变为ΔVL≥ΔVL2时输出电荷。充电单元20的细节后面叙述。充电单元20的输出端子通过电阻性电路40连接到电容器23的一端及第1放电单元41。

第1放电单元41包括电阻21，电阻21的一端通过电阻性电路40连接到电容器23的一端。电阻21的另一端被接地。

电阻性电路40由电阻22、电阻24以及开关元件25(图中用开关标记简略表示)构成。相对电阻22并联连接的电阻24上连接着开关元件25。即，电阻24的一端连接到电容器23上，该电阻24的另一端通过开关元件25连接到电阻21和22的连接点上。

电容器23一端分别连接到比较电路26、V-I转换单元27的输入端子以及第2放电单元42上，该电容器23的另一端被接地。

电容器23的端子电压(将它记为“Vc”)在比较电路26中与规定的基准电压(将这个记为“VTH”)进行比较。并且，根据比较结果输出的2值信号作为对开关元件25的控制信号被输出到该元件。即，进行该元件的导通/关断控制，以当“Vc≤VTH”时，开关元件25变为关断状态，当“Vc＞VTH”时，开关元件25变为导通状态。

V-I转换单元27是将其输入的电压(Vc)值转换为与之成比例的电流值再输出的单元，得到对应于Vc的输出电流(上述i2)。

这样，本例中，在具有一个电容器23和多个电阻的时间常数电路中，在检测出ΔVL变为了ΔVL2的时刻，通过充电单元20，开始电容器23的充电动作开始，Vc按照由电容器23的静电容量和电阻22的阻值决定的第1时间常数(将这个记为“τ1”。)上升，从而以与Vc的变化相反的关系，控制(减少)过渡期对放电管的投入功率。然后，Vc进一步升高，在达到“Vc＞VTH”的时刻，开关元件25变为导通状态，因此对电容器23的充电路径增加为两系统，时间常数切换为比第1时间常数小的第2时间常数(将它记为“τ2”)。由此，Vc的上升率变大，过渡期中的投入功率的下降速度(时间变化率的绝对值)变大。

另外，第2放电单元42不妨碍利用电阻性电路40及比较电路26的电容器23的上述充电动作，在放电管变为熄灭状态时迅速将电容器23的电荷放电。

另外，ΔVL＜ΔVL2情况下，通过第1放电单元41形成电容器23的放电路径，在放电管为熄灭的状态的情况下利用第1放电单元41及第2放电单元42形成电容器23的放电路径。第2放电单元42的细节后面叙述。

接着对于充电单元20详细地说明。图5是将充电单元和第2控制单元的主要部分一起表示的电路方块图。图5所示的充电单元20具有比较器28、，电阻29、NPN晶体管30、电阻31、33、运算放大器34及二极管35。

比较器28在其负输入端子被输入ΔVL，在其正输入端子被供给相当于ΔVL2的基准电压。并且，比较器28的输出信号通过电阻29提供给发射极接地的NPN晶体管30的基极。

电阻31的其一端连接到规定电压的电源端子32，电阻31的另一端通过电阻33而接地。这样，通过用电阻31和电阻33分压电源端子32供给的电压，生成图4中用电源19表示的电压。

运算放大器34的其非反相输入端子连接到电阻31和33的连接点，其反相输入端子连接在运算放大器34的后级的二极管35。即，运算放大器34的输出端子连接到二极管35的阳极，该二极管的阴极连接到运算放大器34的反相输入端子、电阻22、NPN晶体管36。

并且，晶体管30的集电极连接到运算放大器34的输出端子，在ΔVL未到ΔVL2的情况下，晶体管30接受比较器28的输出信号成为导通状态，运算放大器34的输出端子几乎接地，电容器23不进行充电。在ΔVL变为ΔVL2以上的情况下，晶体管30接收比较器28的输出信号变为截止状态，运算放大器34具有作为缓冲电路的功能，由电阻31、33分压的电压值通过电阻22施加到电容器23上(由充电动作开始，Vc值以时间常数τ1而上升)。

在本图中，连接到电阻24的NPN晶体管36相当于上述的开关元件25，该晶体管36的基极被提供对应于Vc和VTH的比较结果的控制信号。

图6是例示了在放电管冷起动过程中，关于光输出“L”、投入功率“Pw”、灯电压“VL”、电容器23的端子电压“Vc”时间变化的方块图。另外，图中所示的时刻t1、t2、t3、t4等意义与已经叙述的一样。

在ΔVL达到了ΔVL2的时刻t2，电容器23开始充电，但对于这时的充电时间常数(τ1)设定为大值，由此抑制有关对放电管投入功率的减慢速度，可以向放电管供给更多的功率(t3乃至t4的期间)。即，在这期间，如果给放电管更多投入功率，则得以一下子越过容易产生无线电噪音的不稳定状态，可以实现快速从该状态脱离(充分发挥噪音抑制效果)。

然后，在t4成为“Vc＞VTH”，充电时间常数被切换到τ2。即，加速电容器23充电，由此使投入功率比之前大幅度地减少，使投入功率收敛到在稳定控制的投入功率值。

其结果，对于光输出的上升特性，可以充分抑制过冲量“Ov”，同时在t3乃至t4的期间可以充分减少来自发光管的辐射噪音。

[第1实施方式]

接着，对于本发明的第1实施方式的第2放电单元42进行说明。图7是表示本发明的第1实施方式的第2放电单元的结构的电路图。图7所示的第2放电单元42具有二极管45、电阻元件46、47。

二极管45的阳极连接到电容元件23上，二极管45的阴极连接着电阻元件46的一端以及电阻元件47的一端。电阻元件46的另一端连接到第1电源线路48上，电阻元件47的另一端连接着第2电源线路(例如接地线)49。

第1电源线路48上产生与提供给放电管的灯电压连动的电压。具体地说，输入直流电压接通时第1电源线路48上产生满足下述算式(1)的电压，输入直流电压断开时第1电源线路48被接地。

Vc＜Vb-Vf…(1)

其中，Vc是二极管45阳极的电压即电容元件23端子间电压，Vb是二极管45阴极的电压。而Vf是二极管45的正向电压。

即，在输入直流电压接通时使二极管45为截止状态，在输入直流电压关断时使二极管45为导通状态，由此第2放电单元42响应于输入直流电压断开，提供用于电容元件23的两个放电路径(由二极管45及电阻元件46构成的路径和由二极管45及电阻元件47构成的路径)。此外，为了使电容元件23迅速地放电，最好是电阻元件46、47的阻值比第1放电单元41中的电阻21的阻值小。

接着，用图8及图9说明再点亮放电管(例如热起动)时的动作。图8是表示利用本实施方式的点亮电路再点亮放电管时各单元波形的图。图9是表示由不具有本实施方式的第2放电单元的点亮电路再点亮放电管时各单元波形的图。图8及图9表示了有关光输出“L”、投入功率“Pw”、电容器23的端子间电压“Vc”的时间变化。

首先，参照图9说明由不具有本实施方式的第2放电单元的点亮电路再点亮放电管时的动作。如果在时间toff断开输入直流电压，则投入功率Pw变为零，放电管熄灭。即，光输出L成为零。然而，电容器23的电荷通过用于确定电阻性电路40的充电时间常数τ1的电阻22，由第1放电单元41中的电阻21放电，因此电容器23的端子间电压Vc缓慢地降低。

然后，如果在例如从时间toff起20秒的时间ton断开输入直流电压(热起动)，由于电容器23的端子间电压Vc大，所以通过V-I转换单元27、误差运算单元14及控制信号生成单元15从直流-直流转换电路3输出的升压直流功率，即放电管用的投入功率Pw受到限制。因此，在功率过渡控制期间ton4-ton5不能生成大的投入功率Pw，释放出了辐射噪音(在实验结果的一例中，Pw＝最大45W左右，ton4及ton5分别距ton约5秒后和约15秒后，约10秒期间产生辐射噪音)。另外，ton2是充电单元20向电容元件23开始充电动作的时刻，例如设定为ΔVL2＝3V左右或VL≥35V左右。

接着，参照图8说明利用本实施方式的点亮电路再点亮放电管时的动作。如果在时间toff断开输入直流电压，则投入功率Pw变为零，放电管熄灭。即，光输出L成为零。此时，第2放电单元42中的第1电源线路48被接地，二极管45变为导通状态，因此电容器23的电荷由通过电阻性电路40的第1放电单元41而被放电，同时通过由第2放电单元42中的二极管45及电阻元件46、47构成的放电路径被迅速地放电。如果电容器23的端子间电压Vc达到二极管45的Vf则二极管45变为截止状态，但电容器23的电荷由通过电阻性电路40的第1放电单元41继续放电。这样，电容器23的端子间电压Vc快速地下降到二极管45的Vf以下。

然后，例如在从时间toff起20秒的时间ton中接通输入直流电压(热起动)时，由于电容器23的端子间电压Vc小，所以通过V-I转换单元27、误差运算单元14及控制信号生成单元15，由直流-直流转换电路3输出的升压直流功率，即放电管用的投入功率Pw大。因此，在功率过渡控制期间ton4-ton5中可以生成非常大的投入功率Pw，减少辐射噪音(在实验结果的一例中，Pw＝最大65W左右，如图9所示比原来可以减少从ton起约5秒后的ton4-从ton起约15秒后的ton5之间约10秒期间的辐射噪音)。

另外，第2放电单元42产生急速放电在电容元件的端子间电压Vc达到Vf之前受到二极管45的限制，之后电容元件的电荷通过电阻性电路40由第1放电单元缓慢地放电。因此，在放电管未到冷却状态之前，电容元件的端子间电压Vc不会降到零。因此，也抑制了光输出L的上升特性中的过冲。

这样，根据本实施方式的电等电路，即使再点亮放电管的情况，也可以抑制辐射噪音而不损失放电管的光输出上升特性辐射。

[第2实施方式]

接着，对于本发明的第2实施方式的第2放电单元42A进行说明。图10是表示本发明的第2实施方式的第2放电单元的结构的电路图。图10所示的第2放电单元42A可以代替第1实施方式的第2放电单元42使用。第2放电单元42A，在第2放电单元42中没有电阻47的结构方面，与第2放电单元42不同。

即，第2放电单元42A响应于输入直流电压断开，提供一个电容元件23用的放电路径(由二极管45及电阻元件46构成的路径)。即使在本实施方式的点亮电路中也可以得到和第1实施方式的点亮电路相同的优点。这种情况下，通过将比有电阻元件46的阻值更小的阻值的电阻元件53还连接到第1电源线路48和第2电源线路49之间，由此可以在输入直流电压断开时使第1电源线路48的电位与第2电源线路49的电位同电位，可以提高第2放电单元42放电动作的精度。

[第3实施方式]

接着，对于本发明的第3实施方式的第2放电单元42B进行说明。图11是表示本发明的第3实施方式的第2放电单元的结构的电路图。图11所示的第2放电单元42B可以代替第1实施方式的第2放电单元42使用。第2放电单元42B，在第2放电单元42中没有电阻46的结构方面，与第2放电单元42不同，在二极管45的阴极及电阻元件47的一端连接到第1电源线路的结构方面，与第2放电单元42不同。

在第1实施方式中，输入直流电压断开时第1电源线路48被接地，但在本实施方式中，输入直流电压断开时第1电源线路48变为开路状态。这样，可以在输入直流电压接通时使二极管45为关断状态，输入直流电压断开时使二极管45为导通状态，第2放电单元42B响应于输入直流电压断开，提供一个电容元件23用的放电路径(由二极管45及电阻元件47构成的路径)。即使在本实施方式的点亮电路中，也可以得到和第1实施方式的点亮电路相同的优点。

[第4实施方式]

接着，对于本发明的第4实施方式的第2放电单元42C进行说明。图12是表示本发明的第4实施方式的第2放电单元的结构的电路图。图12所示的第2放电单元42C可以代替第1实施方式的第2放电单元42使用。第2放电单元42C，在第2放电单元42中代替电阻46具有断路电路60的结构方面，与第2放电单元42不同。

断路电路60例如是射极跟随器，由NPN晶体管50和放大器51构成。晶体管的集电极连接到第1电源线路48，晶体管的发射极连接到二极管45的阴极以及电阻元件47的一端。晶体管的基极上连接着放大器51的输出端子。放大器51的第1输入端子上被提供来自基准电源52的基准电压，放大器51的第2输入端子连接到晶体管50的发射极。

即使在本实施方式，也设定第1电源线路48的电压及基准电压，以在输入直流电压接通时Vb满足上述算式(1)，但输入直流电压断开时，以输入直流电压作为电源使用的射极跟随器的动作停止，所以电流不通过晶体管50从电容元件23向第1电源线路48流入，从而不需要改变第1电源线路48及基准电压。

即，输入直流电压接通时将二极管45置为关断状态，输入直流电压断开时将二极管45置为导通状态，由此第2放电单元42C响应输入直流电压断开，提供一个电容元件23用的放电路径(由二极管45及电阻元件47构成的路径)。即使在本实施方式的点亮电路中，也可以得到与第1实施方式的点亮电路相同的优点

此外，本发明不限于上述的本实施方式，能够进行各种变形。

在本实施方式中，输入直流电压断开时，第2放电单元42提供电容元件23用的两个放电路径，第2放电单元42A、42B、42C提供了一个电容元件23用的放电路径，第2放电单元42、42A、42B、42C是可以提供更多放电路径的结构。作为多个放电路径，例如可以考虑还具有将两个二极管串联连接，还具有将上述(1)式的Vf设为实际2倍约2Vf的放电路径的结构。另外，为了使向V-I转换单元27的输入信号稳定，可以采用在电容元件23和二极管45的阳极之间连接具有比电阻元件46、47的阻值更小阻值的电阻元件的结构。

此外，在本实施方式中，第2放电单元42、42A、42B、42C具有二极管，使得在输入直流电压接通时，不提供用于电容元件23的放电路径，而仅在输入直流电压断开时，提供用于电容元件23的放电路径，但是取代二极管45也可以使用晶体管来实现。

Claims

1、一种点亮电路，用于点亮车辆用的放电管，所述点亮电路具有有：

直流-直流转换电路，将输入直流电压升压而生成升压直流功率；

检测电路，连接到所述直流-直流转换电路，生成与所述直流-直流转换电路的输出电压对应的检测信号；

直流-交流转换电路，由所述升压直流功率生成用于提供给所述放电管的交流功率；

起动电路，用于所述放电管，连接到所述直流-交流转换电路；以及

控制电路，接受来自所述检测电路的所述检测信号，同时连接到所述直流-直流转换电路，

所述控制电路包括：

差信号生成单元，生成用于表示所述检测信号的初始值和所述检测信号的差分的差信号；

充电单元，用于接受所述差信号，在所述差分为规定阈值以上的情况下供给电荷；

电容元件，通过电阻性电路连接到所述充电单元的输出；

第1放电单元，连接到所述充电单元的所述输出，同时通过所述电阻性电路连接到所述电容元件；

第2放电单元，连接到所述电容元件，响应所述输入直流电压断开，提供用于所述电容元件的放电路径；以及

信号生成单元，根据所述电容元件端子间电压，生成用于调整所述直流-直流转换电路输出的控制信号。

2、如权利要求1所述的点亮电路，其中，所述第2放电单元具有：

二极管，具有被连接到所述电容元件上的阳极；

第1电阻元件，连接到所述二极管的阴极和第1电源线路之间；以及

第2电阻元件，连接到所述二极管的阴极和第2电源线路之间。

3、如权利要求1所述的点亮电路，其中，所述第2放电单元具有：

二极管，具有连接到所述电容元件上的阳极；以及

电阻元件，连接到所述二极管的阴极和电源线路之间。

4、如权利要求1所述的点亮电路，其中，所述第2放电单元具有：

二极管，具有被连接到所述电容元件上的阳极和被连接到第1电源线路上的阴极；以及

电阻元件，连接到所述二极管的阴极和第2电源线路之间。

5、如权利要求4所述的点亮电路，其特征在于，还具有：断路电路，被插入所述第1电源线路和所述二极管的阴极之间，在所述输入直流电压断开时，断路所述第1电源线路和所述二极管的阴极之间连接。