CN100579101C - 一种ofdm符号同步方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM符号同步方法及装置，利用OFDM符号中的导频信号，能够快速定位FFT窗的准确位置，计算量小，实现复杂度低。OFDM符号同步方法，包括步骤：提取接收的OFDM符号中原始的导频信号，并将每个原始的导频信号与对应子载波上的理想导频信号进行相关运算，得到按子载波频率高低顺序排列的导频信号序列；获取导频信号序列中相邻导频信号之间的相位差值；确定所有相邻导频信号之间的相位差值之和；用加权系数与所述相位差值之和进行乘法运算，得到FFT窗偏移量。OFDM符号同步装置，包括：导频信号提取器、相位差值提取器、累加器和加权器。

Description

一种OFDM符号同步方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种正交频分复用(OFDM，OrthogonalFrequency Division Multiplex)符号同步方法及装置。

背景技术

OFDM技术广泛应用于通信领域，无线局域网标准802.11、无线城域网标准802.16、地面无线数字音频/视频广播标准DAB/DVB-T、数字用户线(xDSL)宽带接入系统、4G移动通信标准的物理层均采用了OFDM技术或将其作为选项之一。OFDM技术作为一种多载波调制技术，是在频域内将一个给定的信道分成多个正交子信道，每个子信道上使用一个子载波进行调制，各子载波间保持正交，将高速数据流转换成并行的低速子数据流，调制到多个相互正交的子载波上进行传输。为了保证接收的准确性，OFDM系统传送数据信号的同时还传送导频信号，将数据信号和导频信号放在多个子载波信道上传输。其中导频子载波的位置一般在时域和频域呈周期性的规律分布，导频信号也具有已知的特定幅度和相位。

在OFDM信号的发送端，如果有N个子载波，则高速数据流经过串并转换后分成N个并行的子数据流，并行的子数据流上的信元编码交织后进行快速傅立叶逆变换，将频域信号转换到时域，长度为N的快速傅立叶逆变换输出的是N个时域的样值符号，称为用户数据，用户数据包括数据信号和导频信号。为了消除符号间干扰，在用户数据之间可插入循环前缀(Cyclic Prefix，CP)，形成循环扩展的OFDM符号，实际系统中，OFDM符号在送入信道之前，首先要加入循环前缀，然后经过并串转换成为OFDM信号后发射。图1为OFDM符号的一个示例，其中横轴为频率序，纵轴为时间序，可见OFDM符号中的导频信号在时域和频域上呈周期性排列，频域的分布周期为12，时域的分布周期为4。

在OFDM信号的接收端，接收到的是时域信号，经数字化或取样接收的OFDM信号，先去除每个OFDM符号中的循环前缀，之后进行快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)、数字解调等操作。为了正确接收数据，同步技术是关键技术之一，OFDM中的同步通常包括符号同步、载波同步和采样频率同步。符号同步的目的是使接收端确定每个OFDM符号的起止时刻，即确定准确的FFT窗位置，并进一步实现块同步或帧同步。符号同步的理想情况是，FFT窗只将用户数据送到FFT单元，而丢弃循环前缀。如图2所示，为子载波数为N，循环前缀长度为M的OFDM系统理想加FFT窗示意图，每个OFDM符号的长度实际为N+M个样值，长度为N的FFT窗在理想情况下准确加在用户数据上。但是如果不能准确定位FFT窗的位置，那么FFT窗会漂移到超出用户数据的边界，使下一个OFDM符号的循环前缀的一部分送到FFT单元，而用户数据的一部分丢失，这称为窗漂移效应，窗漂移效应可能会导致在接收的OFDM信号中出现符号间干扰，并且FFT窗的漂移将导致在FFT单元的输出中发生相位旋转。

在OFDM信号的接收端需要对OFDM信号进行符号同步，确定FFT窗的准确位置，同时FFT窗的准确定位，还有助于时钟频率校正和信道估计。若FFT窗的长度为N，当前样值符号同步点距准确样值符号同步点相差K个样值点，则单位子载波间隔内样值符号的相位差值为

符号同步可利用在OFDM符号中具有已知相位信息的导频信号实现。利用导频子载波在频域上的分布，可以得出单位子载波间隔内的相位差值，即导频信号相位变化的斜率。假设一个OFDM符号中分布有L个导频信号，每个导频信号对应的子载波顺序序列为n(l)，n(l)是按子载波频率高低顺序排列的，每个n(l)对应接收的原始的导频信号与理想导频信号的相位差值为θ(l)，其中l的取值为1≤l≤L，则可以得到FFT窗当前样值符号同步点与准确样值符号同步点相差的样值点数K的计算公式，K即FFT窗偏移量。

现有技术中，K的计算方法可用公式[1]表示：

$K=\frac{\underset{l=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{\θ}\left(l\right)-\mathrm{\θ}(l-1)}{n\left(l\right)-n(l-1)}}{L-1}\·\frac{N}{2\mathrm{\π}}---\left[1\right]$

其中，θ(l)-θ(l-1)为相邻导频信号之间的相位差值，

为相邻导频信号之间单位子载波间隔内样值符号的相位差值，

为导频信号带宽范围中单位子载波间隔内样值符号的平均相位差值，再除以相差一个样值点时单位子载波间隔内样值符号的相位差值就可以确定FFT窗偏移量K。

在实际系统中，由于导频信号具有特定的相位，例如0相位时，θ(l)即为接收到的原始的导频信号的相位值，如果不是0相位时，通过原始的导频信号与对应子载波上的理想导频信号进行相关运算后得到导频信号p(l)，p(l)的相位值为θ(l)，则相邻导频信号之间的相位差值可用公式[2]表示：

θ(l)-θ(l-1)＝∠[p(l)·p(l-1)^*]        [2]

其中，∠[t]表示对复数t的求角运算，p(l)和p(l-1)为相邻导频信号，p(l-1)^*为导频信号p(l-1)的共轭。

基于以上原理，现有技术中OFDM系统的符号同步装置如图3所示，由导频信号提取器、相关器、求角器和累加平均器组成。其中，导频信号提取器提取导频信号p(l)，输入相关器进行p(l)和p(l-1)^*的乘法操作，求角器对相关器所得结果进行求角运算，获取相邻导频信号之间的相位差值，然后由累加平均器对所述相邻导频信号之间的相位差值进行累加平均，确定FFT窗偏移量。累加平均器的操作存在两种情况，如果导频子载波在频域上排列周期相同，则导频信号载波间距相同，即对任意两个相邻导频子载波来说，n(l)-n(l-1)相同，由累加平均器对所述相邻导频信号之间的相位差值进行累加操作后与导频信号载波间距进行除法操作；如果导频子载波在频域上排列周期不同，则导频信号载波间距不同，即对任意两个相邻导频子载波来说，n(l)-n(l-1)不同，则由累加平均器对所述相邻导频信号之间的相位差值分别与对应的导频信号载波间距进行除法操作然后累加操作，进一步加大了实现的复杂度。

可以看出，现有技术中的实现方法涉及到大量的乘法运算、除法运算、求角运算等，计算量大，实现复杂度高，符号同步装置结构比较复杂；并且计算过程受导频信号载波间距的影响，如果导频信号载波间距不同，实现会更加复杂。

发明内容

本发明实施例提供一种OFDM符号同步方法及装置，利用OFDM符号中的导频信号，能够快速定位FFT窗的准确位置，计算量小，实现复杂度低。

本发明实施例提供了一种OFDM符号同步方法，包括步骤：

提取接收的OFDM符号中原始的导频信号，并将每个原始的导频信号与对应子载波上的理想导频信号进行相关运算后，得到按子载波频率高低顺序排列的导频信号序列；

获取导频信号序列中相邻导频信号之间的相位差值；

确定所有相邻导频信号之间的相位差值之和；

用加权系数与所述相位差值之和进行乘法运算，得到FFT窗偏移量，所述加权系数由FFT带宽和导频信号带宽的比值确定，所述导频信号带宽是导频信号序列中子载波相隔最远的两个导频信号之间的带宽。

所述相邻导频信号之间的相位差值是通过求角运算获取的，所述加权系数是FFT带宽和导频信号带宽的比值与2π的商。

所述相邻导频信号之间的相位差值的获取方法包括步骤：

在以复平面原点为圆心的圆周上取均匀分布的四个复数标准点；

在复平面上将导频信号序列中各导频信号用对应的复数标准点替代，用于替代的复数标准点与所述导频信号的距离最小；

获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，替代相邻导频信号之间的相位差值。

所述四个复数标准点在复平面中

和

四个方向上；

所述在复平面上将导频信号序列中各导频信号用对应的复数标准点替代是通过符号运算完成的，所述的符号运算为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(x\left(l\right)\right)\\ y^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(y\left(l\right)\right)\end{array}\right.$

其中，x(l)和y(l)为在复平面上导频信号p(l)的实部和虚部，x′(l)和y′(l)为p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，sign(t)表示符号运算，运算规则为：t≥0时，sign(t)＝1；t＜0时，sign(t)＝-1；

所述获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，实现方法为：

Δθ_l＝y′(l)·x′(l-1)-x′(l)·y′(l-1)

其中，x′(l)和y′(l)为导频信号p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，x′(l-1)和y′(l-1)为导频信号p(l-1)对应的复数标准点的实部和虚部，p(l)和p(l-1)为相邻导频信号，其中l的取值为1≤l≤L，L为导频信号序列中导频信号的数量。

上述通过相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值替代相邻导频信号之间的相位差值，从而求得FFT窗偏移量的方法中，所述加权系数是FFT带宽和导频信号带宽的比值与常数8的商。

所述四个复数标准点在复平面中0、

π和四个方向上；

所述在复平面上将导频信号序列中各导频信号用对应的复数标准点替代是通过符号运算完成的，所述的符号运算为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(x\left(l\right)\right)\·\left(\right|x\left(l\right)|\≥|y\left(l\right)\left|\right)\\ y^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(y\left(l\right)\right)\·\left(\right|y\left(l\right)|>|x\left(l\right)\left|\right)\end{array}\right.$

其中，x(l)和y(l)为导频信号p(l)的实部和虚部，x′(l)和y′(l)为p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，sign(t)表示符号运算，运算规则为：t≥0时，sign(t)＝1；t＜0时，sign(t)＝-1；(|x(l)|≥|y(l)|)和(|y(l)|＞|x(l)|)为逻辑运算，运算规则为：当括号中表达式为真时，运算结果为1；当括号中表达式为假时，运算结果为0；

所述获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，实现方法为：

Δθ_l＝y′(l)·x′(l-1)-x′(l)·y′(l-1)

其中，x′(l)和y′(l)为导频信号p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，x′(l-1)和y′(l-1)为导频信号p(l-1)对应的复数标准点的实部和虚部，p(l)和p(l-1)为相邻导频信号，其中l的取值为1≤l≤L，L为导频信号序列中导频信号的数量。

上述通过相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值替代相邻导频信号之间的相位差值，从而求得FFT窗偏移量的方法中，所述加权系数是FFT带宽和导频信号带宽的比值与常数4的商。

本发明实施例同时提供了一种OFDM符号同步装置，包括：

导频信号提取器，用于从接收的OFDM符号中顺序提取原始的导频信号，并将每个原始的导频信号与对应子载波上的理想导频信号进行相关运算，得到按子载波频率高低顺序排列的导频信号序列；

相位差值提取器，用于从导频信号提取器得到的导频信号序列中依次获取相邻导频信号之间的相位差值；

累加器，用于对相位差值提取器获取的相位差值进行累加操作，确定所有相邻导频信号之间的相位差值之和；

加权器，用于存储确定的加权系数，用加权系数与累加器确定的相位差值之和进行乘法运算，得到FFT窗偏移量，所述加权系数由FFT带宽和导频信号带宽的比值确定，所述导频信号带宽是导频信号序列中子载波相隔最远的两个导频信号之间的带宽。

所述相位差值提取器，包括：

第一运算器，用于把导频信号提取器得到的所有导频信号依次用对应的复数标准点替代，所述复数标准点有四个，均匀分布在以复平面原点为圆心的圆周上；

第二运算器，用于获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，所述复数标准点之间的相位差值用来替代相邻导频信号之间的相位差值。

所述第一运算器，用于通过符号运算在复平面上将导频信号用对应的复数标准点替代，所述四个复数标准点在复平面中

四个方向上；或者在复平面中0、

π和

四个方向上。

本发明实施例提供的OFDM符号同步方法，用加权系数与所有相邻导频信号之间的相位差值之和进行乘法运算，得到FFT窗偏移量，计算量小，实现复杂度低，有利于快速定位FFT窗位置，实现符号同步；

本发明实施例基于整个FFT频带内相邻导频信号之间的相位差值之和，不考虑单位子载波相角变化，所以不受相邻导频信号载波间距的影响，在单位子载波相角变化呈非线性的多径衰落信道下计算精度也足够；

本发明实施例提供了一种获取相邻导频信号之间的相位差值的方法，相邻导频信号之间的相位差值用复平面上导频信号对应的复数标准点之间的相位差值替代，在运算结果满足精度要求的前提下利用简单的符号运算代替复杂的乘法运算、除法运算和求角运算，用这种获取相邻导频信号之间的相位差值的方法进一步确定FFT窗偏移量，大大降低了计算量和实现复杂度。

附图说明

图1为现有技术中带有循环前缀的OFDM符号示例图；

图2为现有技术中OFDM系统理想加FFT窗示意图；

图3为现有技术中OFDM符号同步装置图；

图4为本发明实施例中导频信号对应的复数标准点的方法一示意图；

图5为本发明实施例中导频信号对应的复数标准点的方法二示意图；

图6为本发明实施例中OFDM符号同步方法流程图；

图7为本发明实施例中OFDM符号同步装置图。

具体实施方式

本发明实施例提供一种OFDM符号同步方法及装置，利用OFDM符号中的导频信号，能够快速简便的定位FFT窗的准确位置，消除窗漂移效应，实现符号同步。

首先对本发明实施例的实现原理进行详细的描述。若FFT窗的长度为N，当前样值符号同步点距准确样值符号同步点相差K个样值点，单位子载波间隔内样值符号的相位差值为

那么整个FFT带宽内的相位差值之和为2Kπ，因此只要计算出整个FFT带宽内的相位差值之和再除以2π即可得到FFT窗偏移量K，基于以上分析，K可用公式[3]来表示：

$K=\frac{\mathrm{\α}}{2\mathrm{\π}}\underset{l=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{\θ}\left(l\right)-\mathrm{\θ}(l-1))---\left[3\right]$

其中：θ(l)为接收的OFDM符号中原始的导频信号与对应子载波上的理想导频信号的相位差值，l的取值为1≤l≤L，在实际系统中，通过对接收的每个原始的导频信号与对应子载波上的理想导频信号进行相关运算，得到导频信号p(l)，θ(l)即为p(l)的相位值，所有p(l)按子载波频率高低顺序排列组成导频信号序列；

θ(l)-θ(l-1)为导频信号序列中相邻导频信号之间的相位差值；

为导频信号带宽内所有相邻导频信号之间的相位差值之和，导频信号带宽是导频信号序列中子载波相隔最远的两个导频信号之间的带宽；

为FFT带宽内所有相邻导频信号之间的相位差值之和，α是FFT带宽和导频信号带宽的比值；

为FFT窗偏移量K，通过对

除以2π得到。

定义系数c为加权系数，Δθ_l为导频信号序列中相邻导频信号之间的相位差值，l的取值为1≤l≤L，则公式[3]可以用公式[4]来表示：

$K=c\·\underset{l=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_l---\left[4\right]$

加权系数c由FFT带宽和导频信号带宽的比值确定，并且c可以根据实际情况在精度允许的范围内进行相应调整。

Δθ_l可以通过公式[2]提供的方法进行计算，即Δθ_l＝∠[p(l)·p(l-1)^*]，其中，∠[t]表示对复数t的求角运算，p(l)和p(l-1)为相邻导频信号，p(l-1)^*为导频信号p(l-1)的共轭，用求角运算的方法获取Δθ_l，对应的加权系数c是FFT带宽和导频信号带宽的比值与2π的商，并且c可以根据实际情况在精度允许的范围内进行相应调整。

可以看出决定FFT窗偏移量的是导频信号序列中所有相邻导频信号之间的相位差值之和，并不需要精确确定各相邻导频信号之间的相位差值，所以可以近似计算各相邻导频信号之间的相位差值。近似计算的方法是在以复平面原点为圆心的圆周上取均匀分布的四个复数标准点，在复平面上将导频信号序列中各导频信号用与之距离最小的一个复数标准点替代，用相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值替代相邻导频信号之间的相位差值。从选取的四个复数标准点可以看出，复数标准点之间的相位差值只有0、和±π五种情况，当相位差值为±π时，用相位差值为0的情况替代，则相位差值仅有0和三

种情况，可以极大的简化运算。这样简化的前提是考虑到实际应用中相邻导频信号的相位差值不会这么大，若在相位差值可能很大的情况下可在本方法之前进行符号粗同步。

下面介绍两种近似计算的方法的实现原理。设导频信号p(l)的实部用x(l)表示，虚部用y(l)表示，则p(l)可用公式[5]表示：

p(l)＝x(l)+j·y(l)         [5]

首先介绍方法一的实现原理。可以取四个复数标准点在复平面中

和

四个方向上，对应的四个复数标准点的坐标分别为(a，a)、(-a，a)、(-a，-a)和(a，-a)，其中a为实数。可以通过符号运算将导频信号p(l)用对应的复数标准点替代，设x′(l)和y′(l)为p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，替代方法可用公式[6]表示：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(x\left(l\right)\right)\\ y^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(y\left(l\right)\right)\end{array}\right.---\left[6\right]$

其中：sign(t)表示符号运算，运算规则为：t≥0时，sign(t)＝1；t＜0时，sign(t)＝-1。可知x′(l)和y′(l)取值只能为±1。通过如公式[6]所示的符号运算，在复平面上将各象限中的导频信号用该象限中的复数标准点替代，所述四个复数标准点实际上为(1，1)、(-1，1)、(-1，-1)和(1，-1)，即a＝1的情况，因为复数标准点的选取只是与方向有关的，与a的取值无关，取a＝1计算最简单。当然a也可以有其它取值，通过对公式[6]乘以系数a即可实现。相邻导频信号之间的相位差值可以用相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值替代，获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值的实现方法可用公式[7]表示：

Δθ_l＝y′(l)·x′(l-1)-x’(l)·y′(l-1)        [7]

其中：x′(l)和y′(l)为导频信号p(l)对应的复数标准点的实部和虚部；x′(l-1)和y′(l-1)为导频信号p(l-1)对应的复数标准点的实部和虚部，p(l)和p(l-1)为相邻导频信号。通过公式[7]的操作，Δθ_l取值为0或±2，可以通过乘以系数

把Δθ_l的取值确定在0或

上，在实际计算过程中，系数

可以并入加权系数c中，使公式[7]中仅有符号运算而没有乘法运算，达到简化运算的目的。

对上述实现原理进行分析，对导频信号的实部和虚部分别进行如公式[6]所示的符号运算，实质就是将每个象限中的导频信号p(l)用该象限中的复数标准点替代，如图4所示，第一象限中的导频信号对应的复数标准点为第一象限中的点a1(1，1)，第二象限中的导频信号对应的复数标准点为第二象限中的点b1(-1，1)上，依此类推，第三、第四象限中的导频信号对应的复数标准点为第三、四象限中的点c1(-1，-1)、d1(1，-1)。例如，p(l)在第一象限，则p(l)的实部x(l)和虚部y(l)均大于0，通过如公式[6]所示的符号运算求得x′(l)和y′(l)均为1，则将导频信号p(l)用第一象限中的复数标准点a1(1，1)替代。

对相邻导频信号对应的复数标准点进行如公式[7]所示的运算，可以获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，用来替代相邻导频信号之间的相位差值。例如，如果相邻导频信号p(l)和p(l-1)同在第一象限，进行符号运算后都用复数标准点a1(1，1)替代，则按公式[7]进行运算后Δθ_l＝0，即p(l)和p(l-1)之间的相位差值用0替代；如果p(l)在第二象限，p(l-1)在第一象限，进行符号运算后p(l)用第二象限中的复数标准点b1(-1，1)替代，p(l-1)用第一象限的复数标准点a1(1，1)替代，则按公式[7]进行运算后Δθ_l＝2，即p(l)和p(l-1)之间的相位差值用2替代；如果p(l)在第三象限，p(l-1)在第一象限，进行符号运算后p(l)用第三象限中的复数标准点b1(-1，-1)替代，p(l-1)用第一象限中的复数标准点a1(1，1)替代，则按公式[7]进行运算后Δθ_l＝0，即p(l)和p(l-1)之间的相位差值用0替代，而实际上p(l)和p(l-1)对应的复数标准点之间的相位差值为π，用相位差值为0的情况替代为±π的情况是考虑到实际应用的简化。

接着介绍方法二的实现原理。同理，也可以取四个复数标准点在复平面中0、π和

四个方向上，对应的四个复数标准点的坐标分别为(a，0)、(0，a)、(-a，0)和(0，-a)，其中a为实数。可以通过符号运算将导频信号p(l)用对应的复数标准点替代，替代方法可用公式[8]表示：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(x\left(l\right)\right)\·\left(\right|x\left(l\right)|\≥|y\left(l\right)\left|\right)\\ y^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(y\left(l\right)\right)\·\left(\right|y\left(l\right)|>|x\left(l\right)\left|\right)\end{array}\right.---\left[8\right]$

其中，sign(t)表示符号运算；(|x(l)|≥|y(l)|)和(|y(l)|＞|x(l)|)表示逻辑运算，运算规则为：当括号中表达式为真时，运算结果为1；当括号中表达式为假时，运算结果为0。可知x′(l)和y′(l)取值只能为0或±1。复平面由直线y＝x和y＝-x划分成四个区域，通过如公式[8]所示的符号运算，在复平面上将各区域中的导频信号用该区域中的复数标准点替代，所述四个复数标准点实际上为(1，0)、(0，1)、(-1，0)和(0，-1)。获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值的实现方法可用公式[7]表示。通过公式[7]的操作，Δθ_l取值为0或±1，可以通过乘以系数

把Δθ_l的取值确定在0或

上，在实际计算过程中，系数可以并入加权系数c中。

对上述实现原理进行分析，如图5所示，直线y＝x和y＝-x将复平面划分成四个区域，对导频信号的实部和虚部分别进行如公式[8]所示的符号运算，实质就是将每个区域中的导频信号用该区域中对应的复数标准点替代，区域一中的导频信号对应的复数标准点为a2(1，0)，区域二中的导频信号对应的复数标准点为b2(0，1)，依此类推，区域三、四中的导频信号对应的复数标准点分别为c2(-1，0)、d2(0，-1)。例如，p(l)在区域一中，通过公式[8]定义的符号运算，x′(l)取值为1，y′(l)取值为0，则将导频信号p(l)用区域一中的复数标准点a2(1，0)替代。

上述两种近似计算的方法的实现原理是基于四个复数标准点均匀分布在角平分线或坐标轴等特殊的位置，对于四个复数标准点均匀分布在其它一般位置的情况，可以通过坐标变换的方法把四个复数标准点变换到上述特殊的位置再进行符号运算。

根据以上所述的原理，本发明实施例提供了一种用于OFDM系统的符号同步方法，流程图如图6所示，主要包括以下步骤：

S61、提取接收的OFDM符号中原始的导频信号，并将每个原始的导频信号与对应子载波上的理想导频信号进行相关运算后，得到按子载波频率高低顺序排列的导频信号序列；

S62、获取导频信号序列中相邻导频信号之间的相位差值；

相邻导频信号之间的相位差值可以通过现有技术中提供的求角运算获取，也可以利用如下方法获取，包括步骤：

a、在以复平面原点为圆心的圆周上取均匀分布的四个复数标准点；

b、在复平面上将导频信号序列中各导频信号用对应的复数标准点替代，用于替代的复数标准点与所述导频信号的距离最小；

c、获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，替代相邻导频信号之间的相位差值。

一种具体的实现方法是通过符号运算完成的，包括步骤：

四个复数标准点在复平面中

和

四个方向上；

通过对导频信号p(l)的实部和虚部分别进行符号运算，p(l)用对应的复数标准点替代，符号运算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(x\left(l\right)\right)\\ y^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(y\left(l\right)\right)\end{array}\right.$

其中，x(l)和y(l)为在复平面上导频信号p(l)的实部和虚部，x′(l)和y′(l)为p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，sign(t)表示符号运算，运算规则为：t≥0时，sign(t)＝1；t＜0时，sign(t)＝-1；通过上述符号运算，在复平面上将各象限中的导频信号用该象限中的复数标准点替代；

获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，实现公式为：

Δθ_l＝y′(l)·x′(l-1)-x′(l)·y′(l-1)

其中，x′(l)和y′(l)为导频信号p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，x′(l-1)和y′(l-1)为导频信号p(l-1)对应的复数标准点的实部和虚部，p(l)和p(l-1)为相邻导频信号，通过上述运算，相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值Δθ_l为0或±2，替代相邻导频信号之间的相位差值。

另一种具体的实现方法，包括步骤：

四个复数标准点在复平面中0、π和

四个方向上；

通过对导频信号p(l)的实部和虚部分别进行符号运算，p(l)用对应的复数标准点替代，符号运算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(x\left(l\right)\right)\·\left(\right|x\left(l\right)|\≥|y\left(l\right)\left|\right)\\ y^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(y\left(l\right)\right)\·\left(\right|y\left(l\right)|>|x\left(l\right)\left|\right)\end{array}\right.$

其中，x(l)和y(l)为导频信号p(l)的实部和虚部，x′(l)和y′(l)为p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，sign(t)表示符号运算，运算规则为：t≥0时，sign(t)＝1；t＜0时，sign(t)＝-1；(|x(l)|≥|y(l)|)和(|y(l)|＞|x(l)|)为逻辑运算，运算规则为：当括号中表达式为真时，运算结果为1；当括号中表达式为假时，运算结果为0；复平面由直线y＝x和y＝-x划分成四个区域，通过上述符号运算，各区域中的导频信号用该区域中对应的复数标准点替代；

获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，实现公式为：

Δθ_l＝y′(l)·x′(l-1)-x′(l)·y′(l-1)

通过上述运算，相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值Δθ_l为0或±1，替代相邻导频信号之间的相位差值。

对四个复数标准点的其它选取情况，可以通过坐标变换的方法把四个复数标准点变换到上述特殊的位置，再进行符号运算。

通过上述实现方法，在运算结果满足精度要求的前提下利用简单的符号运算代替复杂的乘法运算、除法运算和求角运算，大大降低了运算复杂度和运算量，实现代价低。

S63、确定所有相邻导频信号之间的相位差值之和；

S64、用加权系数与所述相位差值之和进行乘法运算，得到FFT窗偏移量，所述加权系数由FFT带宽和导频信号带宽的比值确定，所述导频信号带宽是导频信号序列中子载波相隔最远的两个导频信号之间的带宽。

如果相邻导频信号之间的相位差值是通过求角运算获取的，则加权系数是FFT带宽和导频信号带宽的比值与2π的商。如果相邻导频信号之间的相位差值是用对应的复数标准点之间的相位差值替代的，则加权系数可在此基础上根据实现方法的不同作相应调整以简化运算。当四个复数标准点在复平面中

和

四个方向上时，加权系数可取FFT带宽和导频信号带宽的比值与常数8的商；当四个复数标准点在复平面中0、π和

四个方向上时，加权系数可取FFT带宽和导频信号带宽的比值与常数4的商。

本发明实施例提供的OFDM符号同步方法，减少了计算量，方法简便，实现代价低，有利于快速定位FFT窗位置，实现符号同步；基于整个FFT频带内相邻导频信号之间的相位差值之和，不考虑单位子载波相角变化，所以不受相邻导频信号载波间距的影响，在单位子载波相角变化呈非线性的多径衰落信道下计算精度也足够。

本发明实施例提供了一种OFDM符号同步装置，如图7所示，该装置包括：

导频信号提取器71，用于从接收的OFDM符号中顺序提取原始的导频信号，并将每个原始的导频信号与对应子载波的理想导频信号进行相关运算，得到按子载波频率高低顺序排列的导频信号序列；

相位差值提取器72，用于从导频信号提取器得到的导频信号序列中依次获取相邻导频信号之间的相位差值；

累加器73，用于对相位差值提取器获取相位差值进行累加操作，确定所有相邻导频信号之间的相位差值之和；

加权器74，用于存储确定的加权系数，用加权系数与累加器确定的相位差值之和进行乘法运算，得到FFT窗偏移量，所述加权系数由FFT带宽和导频信号带宽的比值确定。

可以用相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值替代相邻导频信号之间的相位差值，所述相位差值提取器，包括：

第一运算器720，用于把导频信号提取器得到的所有导频信号依次用对应的复数标准点替代，所述复数标准点有四个，均匀分布在以复平面原点为圆心的圆周上；

第二运算器721，用于获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，所述复数标准点之间的相位差值用来替代相邻导频信号之间的相位差值。

所述第一运算器，用于通过符号运算在复平面上将导频信号用对应的复数标准点替代，所述复数标准点在复平面中

和

四个方向上；或者在复平面中0、

π和

四个方向上。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (11)

1、一种OFDM符号同步方法，其特征在于，包括步骤：

提取接收的OFDM符号中原始的导频信号，并将每个原始的导频信号与对应子载波上的理想导频信号进行相关运算后，得到按子载波频率高低顺序排列的导频信号序列；

获取导频信号序列中相邻导频信号之间的相位差值；

确定所有相邻导频信号之间的相位差值之和；

用加权系数与所述相位差值之和进行乘法运算，得到FFT窗偏移量，所述加权系数由FFT带宽和导频信号带宽的比值确定，所述导频信号带宽是导频信号序列中子载波相隔最远的两个导频信号之间的带宽。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述相邻导频信号之间的相位差值是通过求角运算获取的。

3、如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述加权系数是FFT带宽和导频信号带宽的比值与2π的商。

4、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述相邻导频信号之间的相位差值的获取方法包括步骤：

在以复平面原点为圆心的圆周上取均匀分布的四个复数标准点；

在复平面上将导频信号序列中各导频信号用对应的复数标准点替代，用于替代的复数标准点与所述导频信号的距离最小；

获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，替代相邻导频信号之间的相位差值。

5、如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述四个复数标准点在复平面中

和

四个方向上；

所述在复平面上将导频信号序列中各导频信号用对应的复数标准点替代是通过符号运算完成的，所述的符号运算为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(x\left(l\right)\right)\\ y^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(y\left(l\right)\right)\end{array}\right.$

其中，x(l)和y(l)为在复平面上导频信号p(l)的实部和虚部，x′(l)和y′(l)为p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，sign(t)表示符号运算，运算规则为：t≥0时，sign(t)＝1；t＜0时，sign(t)＝-1；

所述获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，实现方法为：

Δθ_l＝y′(l)·x′(l-1)-x′(l)·y′(l-1)

其中，x′(l)和y′(l)为导频信号p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，x′(l-1)和y′(l-1)为导频信号p(l-1)对应的复数标准点的实部和虚部，p(l)和p(l-1)为相邻导频信号，其中l的取值为1≤l≤L，L为导频信号序列中导频信号的数量。

6、如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述加权系数是FFT带宽和导频信号带宽的比值与常数8的商。

7、如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述四个复数标准点在复平面中0、

、π和四个方向上；

所述在复平面上将导频信号序列中各导频信号用对应的复数标准点替代是通过符号运算完成的，所述的符号运算为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(x\left(l\right)\right)\·\left(\right|x\left(l\right)|\≥|y\left(l\right)\left|\right)\\ y^{\′}\left(l\right)=\mathrm{sign}\left(y\left(l\right)\right)\·\left(\right|y\left(l\right)|>|x\left(l\right)\left|\right)\end{array}\right.$

其中，x(l)和y(l)为导频信号p(l)的实部和虚部，x′(l)和y′(l)为p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，sign(t)表示符号运算，运算规则为：t≥0时，sign(t)＝1；t＜0时，sign(t)＝-1；(|x(l)|≥|y(l)|)和(|y(l)|＞|x(l)|)为逻辑运算，运算规则为：当括号中表达式为真时，运算结果为1；当括号中表达式为假时，运算结果为0；

所述获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，实现方法为：

Δθ_l＝y′(l)·x′(l-1)-x′(l)·y′(l-1)

其中，x′(l)和y′(l)为导频信号p(l)对应的复数标准点的实部和虚部，x′(l-1)和y′(l-1)为导频信号p(l-1)对应的复数标准点的实部和虚部，p(l)和p(l-1)为相邻导频信号，其中l的取值为1≤l≤L，L为导频信号序列中导频信号的数量。

8、如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述加权系数是FFT带宽和导频信号带宽的比值与常数4的商。

9、一种OFDM符号同步装置，其特征在于，包括：

导频信号提取器，用于从接收的OFDM符号中顺序提取原始的导频信号，并将每个原始的导频信号与对应子载波上的理想导频信号进行相关运算，得到按子载波频率高低顺序排列的导频信号序列；

相位差值提取器，用于从导频信号提取器得到的导频信号序列中依次获取相邻导频信号之间的相位差值；

累加器，用于对相位差值提取器获取的相位差值进行累加操作，确定所有相邻导频信号之间的相位差值之和；

加权器，用于存储确定的加权系数，用加权系数与累加器确定的相位差值之和进行乘法运算，得到FFT窗偏移量，所述加权系数由FFT带宽和导频信号带宽的比值确定，所述导频信号带宽是导频信号序列中子载波相隔最远的两个导频信号之间的带宽。

10、如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述相位差值提取器，包括：

第一运算器，用于把导频信号提取器得到的所有导频信号依次用对应的复数标准点替代，所述复数标准点有四个，均匀分布在以复平面原点为圆心的圆周上；

第二运算器，用于获取相邻导频信号对应的复数标准点之间的相位差值，所述复数标准点之间的相位差值用来替代相邻导频信号之间的相位差值。

11、如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述第一运算器，用于通过符号运算在复平面上将导频信号用对应的复数标准点替代，所述四个复数标准点在复平面中

和

四个方向上；或者在复平面中0、

、π和四个方向上。

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