CN100563092C - 控制器及其控制方法与具有此控制器的马达驱动器 - Google Patents

Abstract

一马达驱动器具有多个输出电路，该多个输出电路均具有一上臂开关及一下臂开关，是串联连接以供应一电流给一马达。该马达驱动器更包括一电流侦测电阻，其与该多个输出电路共同串联用以侦测该多个输出电路的输出电流；一位置侦测电路，其是用于输出一与马达转子的位置对应的位置信号；一电流命令产生电路，是依据该位置信号及一预定相位角产生一预定电流控制信号，其中该预定电流控制信号的一相位角是由该预定相位角决定；及一空间向量调变控制电路，该空间向量调变控制电路是以空间向量调变为基础，用于控制多个输出电路，该多个输出电路是利用多个切换状态的设定以控制一电动马达。

Description

控制器及其控制方法与具有此控制器的马达驱动器

技术领域

本发明是有关一马达驱动技术，尤指应用于马达控制的一电流向量控制脉宽调变逆变器。

背景技术

永磁式交流(AC)马达(PMACM)因为具有下述符合需求的特点，已广泛地应用于高效能服务中：与感应直流(DC)马达相比下显现的高效率、高转矩对惯性比、低维护费用及精简结构。使用永久磁铁以产生实质上空气间隙磁通量而无磁激，使其可用极佳的效率特征设计永磁式交流(AC)马达。此效率优势在举世许多应用中已渐形珍贵。因为所有永磁式交流(AC)马达都是同步机器，只有当磁激能精确地与转子速度及瞬间位置同步时才能够产生平均转矩。确保同步的最直接及有力方式是用已安装的位置传感器(例如霍尔(Hall)效应传感器)连续地测量转子的绝对角位置，才能精确地在永磁式交流(AC)马达相位中同步切换磁激。

达成同步的一公知方法是使用一六步方波(six step)电压逆变器。六步方波电压逆变器的基本操作可藉由将逆变器视为六个理想开关而了解。线间和线间电压及相位和线间电压则具有图1所示的波形。该线对线电压含有一均方根基本分量，如：

$V_{\mathrm{ll}\left(\mathrm{rmsfund}\right)}=\frac{\sqrt{6}}{\mathrm{\π}}{V}_{\mathrm{cc}}---\left(1\right)$

请参考J.Holtz的“脉冲宽度调变的调查”，IEEE Trans.Ind.Electron.，卷39，编号5，第410-420页，1992年12月。该文献中，脉冲宽度调变(PWM)逆变器维持几乎固定的DC连结电压，且于逆变器内包含了电压控制及频率控制。运作时，该逆变器中的电源开关是在高频切换，因此实际操作上可视为一截断器。一般而言，调变技术分为二类：以一固定的切换比例于基本切换频率下操作者，以及一切换比例是连续改变以同步化一更接近正弦的马达电流(称为正弦PWM)者。在第一类中，区块调变是调变的最简型式，且最靠近简单六步方波操作。与藉由变化DC连结电压以变化马达电压波形的振幅者不同的是，其是于一固定的切换比例下，藉由切换该逆变器开关中之一或二者以适合该速度。图2中所示为区块调变的简单形式，其中该截断是限于各组件传导周期的中间60电角度，导致半导体开关的最小切换周期。不论区块调变模式及六步方波模式间的相似性，在低转速状态下的转矩脉波(torquepulsations)情形远不如六步进逆变器严重。然而，六步进逆变器的谐波情形也出现于区块调变，但尚有更高谐波的发生是与区块调变模式的截断频率有关。因此，与更简洁的调变算法比较，该模块的马达损耗及噪声相当显著。图3显示相位电压及电流波形。即使开关TA+及TA-于180电角度状态时是处于开启(ON)状态上，由于负载的迟延功率因子，其等实际的传导间隔小于180电角度。

第二类是正弦脉宽调变(PWM)，其是用来合成马达电流，以使其尽可能的接近正弦波形。这样的作法能使低电压谐波大幅衰减，通常只留下实质上振幅接近截断或载波频率的二谐波或四谐波。与六步方波马达操作相比，该马达能以低速更平顺地旋转并实质消除转矩脉动，且由逆变器产生的额外马达损耗会随正弦脉宽调变(PWM)操作而使效率实质上减少。然而，要平衡此等优势，正弦脉宽调变(PWM)逆变器控制较复杂，且截断频率较高，造成比六步方波操作更高的切换损耗。为趋近正弦波，高频三角形波与基频正弦波的比较显示于图4。

电流控制技术在电流控制脉宽调变(PWM)逆变器担负最重要的作用，其已广泛应用于高效能马达驱动器中。在以下文献[1]-[7]中已描述电流控制器的各种技术：

[1]M.Lajoie-Mazenc、C.Villanueva及J.Hector的“永久磁铁同步机器上的迟滞控制逆变器的研究及实作(Study and implementationof hysteresis controlled inverter on a permanent magnetsynchronous machine.)”，IEEE Trans.Ind.Applicat.，卷IA-21，编号2，第408-413页，1985年3月/4月。

[2]D.M.Brod及D.W.Novotny的“VSI-PWM逆变器的电流控制(Currentcontrol of VSI-PWM inverters.)”，IEEE Trans.Ind.Applicat.，卷IA-21，编号3，第562-570页，1985年5月/6月。

[3]T.M.Rowan及R.J.Kerkman的“新颖同步电流调整器及电流调整PWM逆变器的分析(A new synchronous current regulator and ananalysis of current-regulated PWM inverters.)”，IEEE Trans.Ind.Applicat.卷IA-22，编号4，第678-690页，1986年7月/8月。

[4]M.P.Kazmierkowski、M.A.Dzieniakowski及W.Sulkowski的“脉宽调变(PWM)逆变器的新颖空间向量电流控制器(Novel space vectorbased current controllers for PWM-inverters.)”，IEEE Trans.Power Electron.，卷6，编号1，第158-166页，1991年1月。

[5]C.T.Pan及T.Y.Chang的“减少切换频率的改进迟滞电流控制器(Animproved hysteresis current controller for reducing switchingfrequency.)”IEEE Trans.Power Electron.，卷9，编号1，第97-104页，1994年。

[6]L.Malesani及P.Tenti的“具有固定调变频率的电流控制电压源脉宽调变(PWM)逆变器的新颖迟滞控制方法(A novel hysteresiscontrol method for current-controlled voltage-source PWMinverters with constant modulation frequency)”，IEEE Trans.Ind.Applicat.，卷26，编号1，第88-92页，1990年1月/2月。

[7]S.Buso、S.Fasolo、L.Malesani及P.Mattavelli的“一种无不摆适应性迟滞电流控制(A dead-beat adaptive hysteresis currentcontrol.)”，IEEE Trans.Ind.Applicat.，卷36，编号4，第1174-1180页，2000年7月/8月。

然而，上述公知技术中，迟滞电流控制器(HCC)因为其容易实施、快速动态响应、最大电流限制及对负载参数变化不灵敏的特性而相当流行。但是取决于负载条件，切换频率在基本周期间可能大振幅地变化，导致不规则的逆变器操作特性。此主要是由于三相位变换间的相互干扰，因为各相位电流不仅取决于对应的相位电压，而且也受另外二相位的电压影响。因此，实际电流波形不仅由迟滞控制决定，而且也取决于操作条件。电流斜率可能变化相当大，且电流峰值可能明显超过迟滞频带的极限。逆变器频率可能变得比需求更高许多，以符合涟波及噪声要求，且逆变器开关必须据以调整。此外，高频及电流峰值增加功率损耗且可能影响系统可靠性。一些应用零向量以减少切换次数的迟滞电流控制技术近来已被提出[4]-[5]。另一公知方法为使相位间的干扰效应减到最少，同时维持迟滞方法的所有优势。由于已减少干扰，所以允许频带振幅的相位锁定回路(PLL)控制，提供在周期内的固定切换频率[6]-[7]。然而，该控制算法加复杂，且失去HHCC的主要优势(即简单)。

另一方面，空间向量调变(SVM)技术兼具二优异特点，使其与以下文献及专利[8]-[12]中描述的正弦脉宽调变(PWM)方法所获得的结果相比，其在相同载波频率时最大输出电压高15.4％，且切换数目少大约30％。

[8]K.Zhou及D.Wang的“空间向量调变及三相位载波PWM间的关系：全面分析(Relationship between space-vector modulation andthree-phase carrier-based PWM：A comprehensive analysis)”，IEEE Trans.Ind.Electron.，卷49，编号1，第186-196页，2002年2月。

[9]V.Blasko的“以已修正空间向量及三角形比较方法为基础的混合PWM分析(Analysis of a hybrid PWM based on modified space-vectorand triangle-comparison method)”，IEEE Trans.Ind.Applicat.，卷33，第756-764页，1997年5月/6月。

[10]X.Xu及D.Deng的“自SVPWM到六步方波操作的已改进转换的三相位逆变器电路(Three phase inverter circuit with improvedtransition from SVPWM to six step operation.)”，1996年9月3日福特汽车公司的美国专利第5,552,977号。

[11]V.Blasko的“混合脉冲宽度调变方法及装置”，1998年1月6日Allen-Bradley公司的美国专利第5,706,186号。

[12]B.H.Kwon\T.W.Kim及J.H.Youm的“新颖SVM迟滞电流控制器(A novel SVM-based hysteresis current controller.)”，IEEETrans.Power Electron.卷13，编号2，第297-307页，1998年3月。

SVM技术根据输出电压向量所在的区域，用以限制待应用的空间向量。然而，为获得零输出电流误差，SVM技术需要一不实际的反电动势向量的测量值。HCC可使输出电流向量用几乎可忽略的响应时间、对线电压及不灵敏的负载参数变化跟循命令向量。然而，除了所需空间向量外，HCC根据SVM技术中的区域亦产生其它的向量。如果应用零向量以减少输出电流向量的电流值，线电流会随着平缓斜率降低并且降低切换频率。使用HCC及SVM技术的所有特点的SVM-HCC已在[12]中被揭露。

为控制马达的三相电流，一有效方法是藉由三个低值电阻器或霍尔(Hall)效应电流传感器直接加以测量。然而，此方法并不经济。如果马达绕组是星形连接，则能把三相马达驱动的传感器数目减少成二。然而，因为在增益常数中的差异及另二电流传感器的的DC偏移，此方法在第三相位电流的估计中会引入误差。一替代性方法是根据已测量到的dc连结电流及脉宽调变(PWM)信号重建三相位电流，如以下文献及专利[13]-[21]中所述。

[13]P.P.Acarnley的“用于三相无刷DC驱动器中绕组电流的可观察性标准(Observability criteria for winding currents inthree-phase brushless DC drives)”，IEEE Trans.Power Electro.，卷8，编号3，第264-270页，1993年7月。

[14]C.D.French、P.P.Acarnley及A.G.Jack的“使用一单一DC连结电流传感器的无刷DC驱动器中的实时电流估计(Real-timecurrent estimation in brushless DC drives using a single DC-linkcurrent sensor.)”，EPE Conf.Rec.，1993年，第445-450页。

[15]J.F.Moynihan、S.Bolognani、R.C.Kavanagh、M.G.Egan及J.M.D.Murphy的“使用数字信号处理器的AC伺服驱动器的单一传感器电流控制(Single sensor current control of AC servo drivesusing digitals ignal processors.)”，EPE Conf.Rec.，1993年，第415-421页。

[16]J.Zhang及M.Schroff的“具有DC连结电流测量的三相无刷DC驱动器的电流控制(Current control of three-phase brushless DCdrives with DC-link current measurement.)”，Power Conv.Intell.Motion(PCIM)Conf.，第141-148页，1997年6月。

[17]F.Blaabjerg、J.K.Pedersen、U.Jaeger及P.Thoegersen的“三相位PWM-VS逆变器的DC连结中的单一电流传感器技术：回顾及新颖解决方案(Single current sensor technique in the DC link ofthree-phase PWM-VS inverters：A review and a novel solution.)”，IEEE Trans.Ind.Applicat.，卷33，编号5，第1241-1253页，1997年9月/10月。

[18]H.Tan及S.L.Ho的“适于BLDCM驱动器的新颖单一电流传感器技术(A novel single current sensor technique suitable for BLDCMdrives.)”，IEEE-PEDS Conf.，1999年，第133-138页。

[19]L.Ying及N.Ertugrul的“来自永久磁铁AC马达的DC连结的相位电流的新颖估计(A novel estimation of phase currents from DClink for permanent magnet AC motors.)”，Conf.Rec.，第606-612页，2001年。

[20]T.M.Wolbank及P.Macheiner的“具有单一DC连结电流测量的逆变器馈送AC机器的已改进观察电流控制器(An improvedobserver-based current controller for inverter fed AC machineswith single DC-link current measurement.)”，IEEE-PESC Conf.inProc.，2002年，第1003-1008页。

[21]Z.Yu的“使用逆变器接脚分路电阻器的相位电流传感器(Phasecurrent sensor using inverter leg shunt resistor.)”，德州仪器公司2003年3月4日的美国专利第6,529,393号。

根据SVM的概念，馈送马达的逆变器只有八种可能的切换状态，是由二种零状态及六种作用状态表示。在六种作用状态期间，只有三相位电流中的一流经DC连结。然而，在二种零状态中，相位电流透过二极管在逆变器桥接中循环，不经过DC连结。在脉宽调变(PWM)电流控制模式下，每一调变周期中有二种可能的作用状态。因此能从DC连结电流导出二相电流。然而，在脉宽调变(PWM)控制的某些操作条件下，二种作用状态中任一者均可能持续极短时间周期。因此，由于功率组件的有限切换时间、无效时间以及电子电路中的延迟，实际相位电流在dc连结测量上也许无法量测。

图5是公知六步方波马达驱动器的方块图，其中该马达驱动器包括A相位、B相位及C相位上侧驱动晶体管101、103及105，U相位、V相位及W相位下侧驱动晶体管102、104及106，二极管101D、102D、103D、104D、105D及106D，一霍尔(Hall)传感器电路201、一公知六步方波控制电路202、一前驱动电路203及一电流侦测电阻器204。一马达包括A相位线圈301、一B相位线圈302及一C相位线圈303。

在此具体实施例中，N型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管是用以驱动晶体管101-106。二极管101D的阳极端及阴极端分别连接到驱动晶体管101的源极终端及漏极终端。同样地，二极管102D-106D的阳极端及阴极端是以相同方式分别连接到驱动晶体管102-106的源极终端及漏极终端。驱动晶体管101、103及105的漏极终端是连接到电源供应Vcc，而驱动晶体管102、104及106的源极终端是连接到电流侦测电阻器204的一端。电流侦测电阻器204的其它端是接地。驱动晶体管101-102的二极管101D-102D是操作为一A相位输出电路，驱动晶体管103-104的二极管103D-104D是操作为一B相位输出电路，且驱动晶体管105-106的臂及二极管105D-106D是操作为一C相位输出电路。晶体管101的源极终端及晶体管102的漏极终端的共同节点是连接在A相位线圈301的一终端。同样地，晶体管103的源极终端及晶体管104的漏极终端的共同节点是连接在B相位线圈302的一终端，并且晶体管105的源极终端及晶体管106的漏极终端的共同节点是连接在C相位线圈303的一终端。A相位线圈301、B相位线圈302、及C相位线圈303的其它端是彼此相连。

自驱动晶体管101-102流向A相位线圈301的电流是称为A相位电流IA。同样地，自驱动晶体管103-104流向B相位线圈302的电流叫作B相位电流IB，且自驱动晶体管105-106流向C相位线圈303的电流叫作C相位电流IC。自驱动晶体管101-106流向线圈301-303的所有相位电流IA、IB及IC的方向，对于所有相位电流是假设为正方向。马达300的线圈301-303是在Y中连接。因此，各自的相位电流是等于流经对应线圈的电流。

该霍尔(Hall)传感器电路201包括霍尔(Hall)传感器201A、201B及201C，其等侦测马达300转子的位置，并且输出侦测结果至位置侦测电路及电流命令产生电路22，如霍尔(Hall)传感器201A、201B及201C输出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-。公知六步方波控制电路202(其接收霍尔(Hall)传感器输出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-、一转矩命令信号Tc及一回授电流信号Ifb)产生切换控制信号S11-S16，以选择使任何驱动晶体管101-106为开启或关闭，且传送指令到前驱动电路203。前驱动电路203根据公知六步方波控制电路202的输出来输出信号到驱动晶体管101-106的栅极，以控制驱动晶体管101-106的开/关状态。

图6是公知六步方波控制电路的方块图，其中该六步方波控制电路包括差分放大器401A、401B及401C，自动增益控制电路402A、402B及402C，加法器403A、403B及403C，乘法器404A、404B及404C，比较器405A、405B、405C、412A、412B及412C，一低通滤波器406A，一峰值侦测电路407，一加法器408，控制器409，一载波信号产生器410及一无效时间控制电路411。差分放大器401A、401B及401C分别接收霍尔(Hall)传感器输出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-，根据霍尔(Hall)传感器输出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-决定位置信号Ha、Hb及Hc，且输出位置信号Ha、Hb及Hc到自动增益电路402A、402B及402C。自动增益电路402A、402B及402C调整位置信号Ha、Hb及Hc的电流值，然后产生信号H11、H21及H31。加法器接收到信号H11、H21及H31后，分别产生信号H13、H23及H 33到比较器412A、412B及412C。接收一电流回授信号Ifb的低通滤波器406输出信号到峰值侦测电路407。加法器408接收到转矩命令信号TC及峰值侦测电路407产生的侦测结果，输出误差信号至控制器409。分别接收到控制器409的输出信号及比较器412A、412B及412C的输出信号的乘法器404A、404B及404C，会分别输出结果到比较器405A、405B及405C。无效时间控制电路411根据比较器405A、405B及405C的输出决定切换控制信号S11-S16。

图6显示转轴马达的公知电流控制架构的控制方块图。此控制布局的基础与开放回路电压/频率控制类似。电压的振幅及相位是单独地被控制。此控制布局有些限制。由于dc连结电流取决于脉宽调变(PWM)信号，一中止电流是如图7所示被测量成电流回授。在侦测到dc连结电流的峰值后，能如图7所示产生一连续电流回授。然而，其所产生的电流回授含有大涟波，即使在稳态操作中也可能造成不良的电流控制效能。此外，图6所示的电流控制器409的控制参数，当应用于不同马达时需要调整以改进控制效能。图8显示用公知六步方波控制架构的电流控制效能的仿真结果。

图9显示已修改的六步方波控制电路的控制方块图。三比较器412A、412B及412C是从图6中省略。图10显示已修改的六步方波控制架构的电流控制效能仿真波形。由于只控制最大相位电流的振幅，已控制的相位电流类似图10所示的梯形波形。此外，由于非正弦的相位电流所产生的转矩含有一转矩涟波，其可能造成马达振荡而可能使效率劣化。

公知方法中，不管是区块调变或正弦脉宽调变(PWM)，均会遭遇只能控制最大电流的振幅的问题。因此，无法控制相位电流的形状。在美国专利第6,674,258号中，Matsushita Electric工业公司已提出能在一脉宽调变(PWM)切换周期内控制二相位电流的电流控制架构。图11显示Matsushita方法的整体控制方块图。为求简单，三个梯形电流命令如图12所示而产生。

采用图12中的时间间隔TU1作为实例，以解释此控制方法的基本原理。在此时间间隔中，用于相位a的终端电压是被限制为图13a所示的V_cc，且相位电流i_a需依转矩电流命令TI控制。由于只能从dc连结电流中感测到一相位电流，其它二终端电压被切换成接地，用于如图13a所示的一脉宽调变(PWM)切换周期的开始感测相位电流i_a。当i_a达到转矩电流命令，相位b的较低开关藉由控制信号F1关闭，并且相位电流i_b如图13b所示流经上开关的二极管3D。在F1关闭后，能从dc连结电流感测到相位电流i_c的负值，且其是受控制以跟随斜坡电流命令TP，如图14a-图14b所示。当负i_c达到斜坡电流命令TP后，相位3的较低开关由控制信号F2关闭，且相位电流i_c如图13c所示流经上开关的二极管5D。理论上，此方法不仅能控制最大相位电流的振幅，而且也能在一脉宽调变(PWM)切换周期间控制其它二相位电流中的一的形状。图15显示Matsushita方法的仿真结果。从此图中，由于所述的非正弦电流波形，所产生转矩含有一大转矩涟波。应注意的是受控制的相位电流并非图12中显示的需求理想梯形波形。在下文中将解释原因。

实际上，此方法对于在一脉宽调变(PWM)切换周期内控制二相位电流存在一基本问题。再次，采用图12中的时间间隔TU1作为实例。在脉宽调变(PWM)切换周期的开始，相位电流i_a受控制朝向转矩电流命令TI。然而，相位电流i_c的负值也如图16显示同时增加。当相位电流i_a达到该命令需求时，相位电流i_c可能如图16所示已经超过斜坡电流命令。因此无法控制相位电流i_c的形状，直到斜坡电流命令超过相位电流i_c的负值。图17指出即使电流命令是三正弦波形，此基本问题仍可能发生。图17中的另一观察结果是如可控制的电流形状是i_b而非i_c，可控制相位电流i_b直到电流命令低于相位电流i_b的负值。因此，对于此基本问题的合理解答是要在TU1的前一半中控制i_a及i_b，而在TU1的后一半中控制i_a及i_c。将于以下章节中提供数学分析以解释此方法的基本问题。

从图13a中，可推导出如下的三相位电压方程式：

$v_{\mathrm{an}}=v_a-v_n=V_{\mathrm{cc}}-\frac{1}{3}(V_{\mathrm{cc}}+0+0)=i_{a}R+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}{+e}_a---\left(2\right)$

$v_{\mathrm{bn}}=v_b-v_n=0-\frac{1}{3}(V_{\mathrm{cc}}+0+0)=i_{b}R+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}{+e}_b---\left(3\right)$

$v_{\mathrm{cn}}=v_c-v_n=0-\frac{1}{3}(V_{\mathrm{cc}}+0+0)=i_{c}R+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+e_c---\left(4\right)$

其中v_an、v_bn、v_cn是三相位电压，v_a、v_b、v_c是三终端电压，V_cc是dc连结供应电压，i_a、i_b、i_c是三相位电流，e_a、e_b、e_c、是三后电动势电压，R及L是定子电阻及电感。从以上方程序中，相位电流的变化可估计为：

${\mathrm{\Δi}}_{a1}=\frac{1}{L}(\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{cc}}-e_a-i_{a}R)---\left(5\right)$

${\mathrm{\Δi}}_{b1}=\frac{1}{L}(-\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{cc}}-e_b-i_{b}R)---\left(6\right)$

${\mathrm{\Δi}}_{c1}=\frac{1}{L}(-\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{cc}}-e_c-i_{c}R)---\left(7\right)$

类似分析可针对图13b进行，成为：

${\mathrm{\Δi}}_{a2}=\frac{1}{L}(\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{cc}}-e_a-i_{a}R)---\left(8\right)$

${\mathrm{\Δi}}_{b2}=\frac{1}{L}(\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{cc}}-e_b-i_{b}R)---\left(9\right)$

${\mathrm{\Δi}}_{c2}=\frac{1}{L}(-\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{cc}}-e_c-i_{c}R)---\left(10\right)$

且对于图13c为：

${\mathrm{\Δi}}_{a0}=\frac{1}{L}(-e_a-i_{a}R)---\left(11\right)$

${\mathrm{\Δi}}_{b0}=\frac{1}{L}({-e}_b-i_{b}R)---\left(12\right)$

${\mathrm{\Δi}}_{c0}=\frac{1}{L}({-e}_c-i_{c}R)---\left(13\right)$

针对图13a至图13c定义时间间隔为Δt_n1、Δt_n2及Δt_n3，其中n指在时间间隔TU1中的第n切换周期。可推导出在第k切换瞬间的相位电流i_c如：

$i_{\mathrm{ck}}=\underset{n=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{cn}1}{\mathrm{\Δt}}_{n1}+{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{cn}2}{\mathrm{\Δt}}_{n2}+{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{cn}0}{\mathrm{\Δt}}_{n0})---\left(14\right)$

从(7)、(10)及(13)，(14)可推导成：

$i_{\mathrm{ck}}=\frac{-1}{L}\underset{n=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}[\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{cc}}({\mathrm{\Δt}}_{n1}+{2\mathrm{\Δt}}_{n2})+e_{\mathrm{cn}}{\mathrm{\Δ}T}_{\mathrm{sw}}+i_{\mathrm{cn}}R{\mathrm{\ΔT}}_{\mathrm{sw}}]---\left(15\right)$

其中ΔT_sw指切换周期，其也是Δt_n1、Δt_n2及Δt_n0的加总。以图12显示的梯形电流波形，可推导第k个切换瞬间的相位电流命令i_c ^*如下：

$i_{\mathrm{ck}}^{*}=-\underset{n=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δi}}_c^{*}{\mathrm{\ΔT}}_{\mathrm{sw}}=-\frac{{\mathrm{P\ω}}_0}{20}{i}^{*}{\mathrm{\ΔT}}_{\mathrm{sw}}---\left(16\right)$

其中分别由P指示转轴马达的磁极，且ω₀指在第一切换瞬间的旋转速度，而i^*指电流命令的振幅。如前述，如果希望控制相位电流ic以在TU1的时间间隔内循着电流命令i_c ^*，则会有：

$i_{\mathrm{ck}}\≥i_{\mathrm{ck}}^{*}---\left(17\right)$

藉由将(15)及(16)置入(17)，(17)的条件可重写为：

$\underset{n=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}[\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{cc}}(1+\frac{{\mathrm{\Δt}}_{n2}}{{\mathrm{\ΔT}}_{\mathrm{sw}}}-\frac{{\mathrm{\Δt}}_{n0}}{{\mathrm{\ΔT}}_{\mathrm{sw}}})+(e_{\mathrm{cn}}+i_{\mathrm{cn}}R)]\≤\frac{{\mathrm{P\ω}}_{0}L}{20}{i}^{*}---\left(18\right)$

结果方程式(18)在第k切换瞬间成立，则可控制相位电流ic，以在TU1时间间隔的第k切换瞬间后跟随电流命令i_c ^*。因此方程式(18)是决定相位电流ic的形状是否可控制的条件。可从方程式(18)中获得一些以下的观察结果。在TU1时间间隔之内，方程式(18)中左侧的第一项是正值，且第二项是负值，即：

$0<\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{cc}}(1+\frac{{\mathrm{\&Delta;t}}_{n2}}{{\mathrm{\&Delta;T}}_{\mathrm{sw}}}-\frac{{\mathrm{\&Delta;t}}_{n0}}{{\mathrm{\&Delta;T}}_{\mathrm{sw}}})<\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{cc}}---\left(19\right)$

e_cn+i_cnR＜0                            (20)

方程式(18)的右侧是与旋转速度ω₀及相位电流的振幅i^*直接成正比。因此，如图18a-图18b所示，在较高速度时比在较低速度时更容易满足方程式(18)。假设后电动势电压及相位电流均为正弦形状，且可在时间间隔TU1推导如下：

$e_{\mathrm{cn}}=-K_E{\mathrm{\&omega;}}_n\sin \left(\frac{60\mathrm{n\&Delta;}{T}_{\mathrm{sw}}}{\frac{20}{{\mathrm{P\&omega;}}_0}}\right)=-K_E{\mathrm{\&omega;}}_n\sin \left(3P{\mathrm{\&omega;}}_{0}n{\mathrm{\&Delta;T}}_{\mathrm{sw}}\right)---\left(21\right)$

i_cn＝-i^*sin(3Pω₀nΔT_sw)                        (22)

在低速度时，方程式(18)的右侧大约是零。因此对于在方程式(18)的左侧的负加总而言，可得到：

$(K_E{\mathrm{\&omega;}}_n+i^{*})\sin \left({3\mathrm{P\&omega;}}_{0}n{\mathrm{\&Delta;T}}_{\mathrm{sw}}\right)\&GreaterEqual;\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{cc}}(1+\frac{{\mathrm{\&Delta;t}}_{n2}}{{\mathrm{\&Delta;T}}_{\mathrm{sw}}}-\frac{{\mathrm{\&Delta;t}}_{n0}}{{\mathrm{\&Delta;T}}_{\mathrm{sw}}})---\left(23\right)$

从方程式(23)的条件中可得到一结论，即方程式(23)只有在低速操作而具有充分大的n时才能满足，即在低速操作时，无法在TU1的整个时间间隔内控制相位电流i_c的形状。此现象可能引起转矩涟波，而影响整体控制效能。

从以上分析，Matsushita方法的概念有几项优势。首先，不只可控制振幅，而且可控制相位电流的形状以减少转矩涟波。第二，不需要调整任何控制参数。第三，在任何瞬间只有二相位需要切换，因此能减少功率晶体管的切换损耗。然而，Matsushita的方法有控制电流形状的基本问题。因此，提出新控制架构以保留Matsushita方法的优势且改进其缺点。

发明内容

本发明的主要目的是提供一种空间向量电流控制脉宽调变(PWM)系统的马达驱动技术，该驱动技术是能控制多个相位电流不随一dc连结电流回授而强烈地改变。

本发明的另一目的是提供一种以空间向量电流控制脉宽调变(PWM)技术为基础的马达驱动器。该马达驱动器中，可控制相位电流的振幅及其形状以减少转矩涟波。

本发明的另一目的是提供一以空间向量电流控制脉宽调变(PWM)技术为基础的马达驱动器。在该马达驱动器中，任何瞬间只需要切换二相位。因此能减少功率晶体管的切换损耗。

因此，为达成以上目的，本发明提供一马达驱动器，包含：

多个输出电路，其中该些输出电路在电性上相互并联，且每一该些输出电路均包含一上臂开关及一下臂开关，是串联以经由该些上臂开关与下臂开关间的一连接点供应一电流给一马达，该连接点存在于每一该些输出电路中；

一电流侦测电阻器，与该些输出电路的下臂开关的共同连接点串联并连接到地，用以侦测供给该些输出电路的电流，并据以产生一回授电流信号；

一位置侦测电路，是用于输出三个位置信号，该些位置信号与该马达的转子的位置相关；

一电流命令产生电路，用以根据该些位置信号及一预定相位角产生三个预定电流命令信号，其中该些预定电流命令信号各自对应的一相位角是由该预定相位角决定；及

一空间向量调变控制电路，用以命根据该些预定电流命令信号、该些位置信号以及该回授电流信号，而产生对应一电压向量的多个切换控制信号，并利用该些控制信号来命令每一该些输出电路中的该上臂开关与该下臂开关产生一开关状态的模式，该空间向量调变控制电路更藉由切割一时间周期而获得多个周期，该时间周期是对应于该开关状态的型态，该些周期包含一第一周期，其中该电压向量视为该些预定电流命令信号、该些位置信号以及该回授电流信号的函数，且该些多个周期更包含一第二周期，其中该电压向量视为该些预定电流命令信号以及该回授电流信号的函数。

藉由单纯示范最适于实施本发明的模式中之一，熟习此项技术人士将可自以下说明了解本发明的特点及优势中之一或部分或全部，其中该说明显示及描述本发明的较佳具体实施例。如应可了解到，本发明能有不同具体实施例，并且其数个细节是能在各种明显方面中修改，且全部不脱离本发明。因此，附图及说明书基本上可视为范例性而非限制性。

附图说明

图1是一配合六步进电压源逆变器使用的线间和线间电压及相位和线间电压的波形。

图2是区块调变的一典型电压波形。

图3显示六步进电压源逆变器的相位电压及电流波形。

图4显示一正弦脉宽调变(PWM)技术。

图5是一公知六步进马达驱动器的方块图。

图6是一公知六步进控制电路的方块图。

图7显示一dc连结电流及峰值侦测输出电流的仿真波形。

图8显示一具有公知六步进控制架构的电流控制效能的仿真波形。

图9是一已修改的六步进控制电路的方块图。

图10显示一具有已修改的六步进控制架构的电流控制效能的仿真波形。

图11显示一Matsushita方法的整体控制方块图。

图12显示一Matsushita方法的三梯形电流命令。

图13a-图13c显示一流经Matsushita方法的马达的电流路线。

图14a-图14b显示一Matsushita方法的波形。

图15显示一具有Matsushita方法的电流控制效能的仿真结果。

图16显示一具有梯形电流波形的Matsushita方法的基本问题。

图17显示一具有正弦电流波形的Matsushita方法的基本问题。

图18a-图18b显示一在(a)低速操作、(b)高速操作下的Matsushita方法的实验结果。

图19是一根据本发明较佳实施例的马达驱动器的方块图。

图20a显示空间向量及开关状态模式的定义。

图20b是根据本发明一较佳具体实施例用于各自的相位电流的一预定波形。

图21显示根据本发明一较佳具体实施例的位置侦测电路及电流命令产生电路的示意图。

图22a-图22b是显示一相位偏移表。

图23是显示根据本发明一较佳实施例的位置侦测及电流命令产生电路的输出波形。

图24显示一根据本发明一较佳实施例的SVM控制电路的示意图。

图25显示一根据本发明一第一较佳实施例的SVM控制电路的时序图。

图26显示一根据本发明一第一较佳实施例的SVM控制电路的查询表。

图27是一根据本发明一第一较佳实施例的SVM逻辑控制波形。

图28显示一根据本发明一第一较佳实施例在区域I的SVM控制电路的电流控制波形。

图29显示一根据本发明一较佳实施例的仿真结果。

图30-图35显示本发明以上较佳具体实施例的变化实施例。

符号说明：

霍尔传感器电路501

位置侦测电路及电流命令产生电路502

空间向量调变(SVM)控制电路503

前置驱动电路504电流侦测电阻器505

U相位上侧驱动晶体管601

U相位下侧驱动晶体管602

V相位上侧驱动晶体管603

V相位下侧驱动晶体管604

W相位上侧驱动晶体管605

W相位下侧驱动晶体管606

二极管601D 602D 603D 604D 605D 606D

U相位线圈701       V相位线圈702        W相位线圈703

具体实施方式

请参考图19，为一根据本发明的较佳实施例的马达驱动器的方块图，其中该马达驱动器包含一霍尔(Hall)传感器电路501、一位置侦测电路及电流命令产生电路502、一空间向量调变(SVM)控制电路503、一前置驱动电路504、一电流侦测电阻器505、U相位、V相位及W相位上侧驱动晶体管601、603以及605、U相位、V相位以及W相位下侧驱动晶体管602、604以及606、多个二极管601D、602D、603D、604D、605D以及606D。一马达包括一U相位线圈701、一V相位线圈702以及一W相位线圈703。

本实施例中，N型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管是用于驱动该晶体管601-606。该二极管601D的阳极端以及阴极端分别连接到该驱动晶体管601的源极终端以及漏极终端。同样地，该二极管602D-606D的阳极端及阴极端是以相同方式分别连接到该驱动晶体管602-606的源极终端及漏极终端。该驱动晶体管601、603及605的漏极终端是连接到电源供应Vcc，而该驱动晶体管602、604及606的源极终端是连接到该电流侦测电阻器505的一端。该电流侦测电阻器505的其它端是接地。该驱动晶体管601-602的臂及二极管601D-602D是操作为一U相位输出电路，该驱动晶体管603-604的臂及二极管603D-604D是操作为一V相位输出电路，且该驱动晶体管605-606的臂及二极管605D-606D是操作为一W相位输出电路。该晶体管601的源极终端及该晶体管602的漏极终端的共同节点是连接在U相位线圈701的一终端。同样地，该晶体管603的源极终端及该晶体管604的漏极终端的共同节点是连接在V相位线圈702的一终端，并且该晶体管605的源极终端及该晶体管606的漏极终端的共同节点是连接在该W相位线圈703的一终端。该U相位线圈701、该V相位线圈702、以及该W相位线圈703的其它终端是彼此相连。

自该驱动晶体管601-602流向该U相位线圈701的电流是称为U相位电流I_U。同样地，自该驱动晶体管603-604流向该V相位线圈702的电流叫作V相位电流I_V，且从该驱动晶体管605-606流向该W相位线圈703的电流叫作该W相位电流I_W。自该驱动晶体管601-606流向该线圈701-703的所有相位电流I_U、I_V及I_W的方向，对于所有相位电流是假设为正方向。该马达700的线圈701-703为Y型连接。因此，各自的相位电流是等于流经对应线圈的电流。

该霍尔(Hall)传感器电路501包括霍尔(Hall)传感器501A、501B及501C，用以侦测马达700转子的位置，并且输出侦测结果至位置侦测电路及电流命令产生电路502，例如霍尔(Hall)传感器501A、501B及501C输出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-。位置侦测电路及电流命令产生电路502根据霍尔(Hall)传感器输出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-决定位置信号H_U、H_V及H_W，且输出该位置信号H_U、H_V及H_W至SVM控制电路503。该位置信号H_U、H_V及H_W是数位信号。该位置侦测电路及该电流命令产生电路502根据一转矩命令信号Tc、一需求相位偏移角θ及霍尔(Hall)传感器输出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-，决定U相位电流命令信号I_U ^*、V相位电流命令信号I_V ^*，以及W相位电流命令信号I_W ^*。该位置侦测电路以及该电流命令产生电路502输出U相位电流命令信号I_U ^*、V相位电流命令信号I_V ^*及W相位电流命令信号I_W ^*到该SVM控制电路503。该SVM控制电路503接收位置信号Hu、Hv及Hw、U相位电流命令信号I_U ^*、V相位电流命令信号I_V ^*及W相位电流命令信号I_W ^*及一回授电流信号Ifb，产生切换控制信号S21-S26以选择使任何驱动晶体管601-606成开启或关闭，且传送指令到前置驱动电路504。前置驱动电路504根据SVM控制电路503的输出来输出信号到驱动晶体管601-606的栅极，以控制驱动晶体管601-606的ON/OFF状态。

请参考图20a-图20b，图20a显示空间向量及开关状态模式的定义，而图20b是根据本发明一较佳实施例，用于各自相位电流的预定波形。空间向量调变将图19中的驱动晶体管601-606视为一单元，该单元能被驱动为八种独特状态，该多个状态各产生一个别电压向量。此等状态显示于图20a，其中向量以1表示是指一上侧面驱动晶体管(如，图19的上侧驱动晶体管601、603或605)是开启，而0指一下侧驱动晶体管(即，图19的下侧驱动晶体管602、604、或606)是开启。在图20a中，一晶体管关闭的条件是由从一上供应电压或一下供应电压延伸出的短线表示。相反地，一晶体管开启的条件是由延伸向下及向右(即，朝定子绕组)延伸的较长线表示。电压向量V0，举例来说，是藉由打开所有下侧驱动晶体管使定子绕组短路。电压向量V7，也藉由打开所有上侧驱动晶体管使定子绕组短路。因此，该电压向量V0及V7由于其等对应于定子绕组中的零电压而称为空(null)或零向量。

一电压向量V1透过一上侧驱动晶体管耦合一电流至其各自的定子绕组，且接着将电流分开以通过其它二定子绕组及其等各自的下侧驱动晶体管。一电压向量V2从二上侧晶体管使电流通过其等各自的定子绕组，然后结合此等电流成为一电流，通过剩余的定子绕组及其各自的下侧晶体管。从此等实例中，其它电压向量的开关状态可从检查图20a了解。

图20a显示八种开关状态及表示此等状态的电压向量。此外，图20b显示根据本发明的空间向量定义为正弦电流命令的区域。在图20b中，此等电压向量是映像至一状态图的α-β轴。该空向量V0及V7是定位在坐标中心，该电压向量V1是沿α轴置放，而电压向量V2-V6自该电压向量V1开始连续分隔60度。因此，能够把状态图的α-β轴分成六区域I-VI。应注意到本发明与美国专利第6,674,258号以及美国专利公告号2004/0000884中所示的Matsushita方法的区域定义是不同的，如图20b所示。此区域差别是有助于改进如前文中所述Matsushita方法的型态追循能力的弱点。

参考图式中的图21，图21显示根据本发明一较佳实施例的位置侦测电路及电流命令产生电路的示意图。位置侦测电路包括差分放大器801U、801V及801W，自动增益控制电路802U、802V及802W，位准偏移电路803U、803V及803W，比较器804U、804V及804W。位置侦测电路根据霍尔(Hall)传感器输出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-决定指出马达700转子位置的位置信号H_U、H_V及H_W。该差分放大器801U的输出表示霍尔(Hall)传感器输出H1+及H1-间的差。同样地，该差分放大器801V的输出表示霍尔(Hall)传感器输出H2+及H2-间的差。该差分放大器801W的输出表示霍尔(Hall)传感器输出H3+及H3-间的差。自动增益控制电路802U、802V及802W接收到该差分放大器801U、801V及801W的输出，以调整差异放大器的输出使其具有相同的峰值。因此，该自动增益控制电路802U、802V及802W的输出H11、H12及H13具有相同振幅。因为霍尔(Hall)传感器输出H1+、H1-、H2+、II2-、H3+及H3-是近似正弦波，所以信号H11、H12及H13也是近似正弦波。信号H11的相位比信号H12相位提前120度。同样地，信号H12的相位比信号H13的信号提前120度。

用以偏移自动增益控制电路802U、802V及802W的输出H11、H12及H13的电压位准的位准偏移电路803U、803V及803U，是分别输出所述的结果到比较器804U、804V及804W。该比较器804U、804V及804W用一电压参考Vref比较位准偏移电路803U、803V及803W的输出，且分别产生位置信号H_U、H_V及H_W。

该电流命令产生电路包括乘法器805a-805f，加法器806U、806V及806W，乘法器807U、807V及807W，一相位偏移表808，及一转矩振幅比例增益控制电路809。相位偏移表808根据需求相位偏移角θ决定K₁及K₂的值。位置侦测信号H21是来自K₁*H11-K₂*H12。同样地，位置侦测信号H22来自K₁*H12-K₂*H13。位置侦测信号H23来自K₁*H13-K₂*H11。假设K₁＝K₂＝1。因此，位置侦测信号H21的相位是比信号H11提前30度。换句话说，该位置侦测信号H21提前信号H11的相位是由K₁及K₂的值决定，即需求相位偏移角θ。同样地，该位置侦测信号H22提前信号H12的相位是由K₁及K₂的值决定，即需求相位偏移角θ。该位置侦测信号H23提前信号H13的相位是由K₁及K₂的值决定，即需求相位偏移角θ。U相位电流命令信号I_U ^*是藉由该信号H21及转矩命令信号TC决定。转矩命令信号TC的值是藉由转矩振幅比例增益控制电路809调整。同样地，V相位电流命令信号I_V ^*及W相位电流命令信号I_W ^*是藉由该信号H22与H23及转矩命令信号TC决定。结果，U相位电流命令信号I_U ^*、V相位电流命令信号I_V ^*及W相位电流命令信号I_W ^*根据一转矩命令信号TC、一需求相位偏移角θ及霍尔(Hall)传感器输出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-。显示于图22、图23中的相位偏移表808，显示根据本发明一较佳具体实施例的位置侦测及电流命令产生电路的输出。

参考图式中的图24至图26，图24显示一根据本发明一较佳实施例的SVM控制电路的示意图。图25显示根据本发明一第一较佳具体实施例的SVM控制电路的时序图。图26显示根据本发明一第一较佳实施例的SVM控制电路的查找表。该SVM控制电路503包括一多任务处理器901、一逆变电路902、一位准偏移电路903、一低通滤波器904、一位准偏移及放大器905、一比较器906、一空间向量调变907、一参考时脉产生器908、D型正反器909与911、一延迟910、一下落缘延迟912、逆变器913与916、NAND闸914、及一查找表917。该查找表917根据位置信号H_U、H_V及H_W、侦测状态信号DS、控制状态信号CS以及状态信号SS决定多任务处理器901的传导状态及空间向量调变907的输出。该查找表917也决定了逆变电路902的状态。例如，假设SS＝0、DS＝1、CS＝0、H_U＝1、H_V＝0，及H_W＝0。因此，M1＝0，M2＝1，M3＝0，且电压向量＝V3。V相位电流命令信号I_V ^*是透过多任务处理器901传给逆变电路902，且由于M3＝0而旁通逆变电路902。该电压向量V3被传送到该空间向量调变907。该空间向量调变907产生切换控制信号S21-S26，用以选择使任何驱动晶体管601-606成开启或关闭，且传送指令到前置驱动电路504。前置驱动电路504根据SVM控制电路503的输出，来输出信号到驱动晶体管601-606的栅极，以控制驱动晶体管601-606的ON/OFF状态。

参考图25，图25显示根据本发明一较佳实施例的SVM控制电路的一脉宽调变(PWM)切换周期时序图。本发明将一脉宽调变(PWM)切换周期分成三种状态：一侦测状态、一控制状态及一零状态，如图25所示。在侦测状态中，一测试电压向量会被施加达一小段时间间隔Δt_d，用以在不同区域中侦测关键相位电流误差。根据侦测到的相位电流误差，选择一适合的电压向量供控制对应的相位电流。例如，当于侦测状态Δt_d下，需求输出电压向量是位于区域I时，电压向量V3被传送到空间向量调变模块907而产生切换控制信号S21-S26，该切换控制信号S21-S26用以选择使任何驱动晶体管601-606开启或关闭。当SVM控制电路503在控制状态Δt_c下接收到回授电流信号Ifb(即Ifb＝i_v)，如果V相位电流命令信号I_V ^*是大于或等于回授电流信号Ifb时，电压向量V2被传到空间向量调变907而产生切换控制信号S21-S26，用以选择使任何驱动晶体管601-606开启或关闭；或者，如果V相位电流命令信号I_V ^*是小于回授电流信号Ifb时，电压向量V1被传到空间向量调变模块907而产生切换控制信号S21-S26，用以选择使任何驱动晶体管601-606开启或关闭。当V相位电流命令信号I_V ^*是小于回授电流信号Ifb时，一旦U相位电流命令信号I_U ^*等于回授电流信号Ifb，SVM控制电路503进入零状态，即电压向量V0被传送至空间向量调变模块907而产生切换控制信号S21-S26，用以关闭任何驱动晶体管601-606。同样地，当V相位电流命令信号I_V ^*是大于或等于回授电流信号Ifb时，一旦W相位电流命令信号I_W ^*等于回授电流信号Ifb，SVM控制电路503进入零状态，即V0信号被传送至空间向量调变模块907而产生切换控制信号S21-S26，用以关闭任何驱动晶体管601-606。请参考图27，其是根据本发明一第一较佳实施例的SVM逻辑控制波形。该误差信号Ie是比较器906比较相位电流命令信号与回授电流信号Ifb的输出。该回授电流信号Ifb是经由一分路电阻器505回授的一dc连结电流。因此，根据以上描述，自dc连结电流感测到的相位电流取决于所应用的空间向量，该电流命令必须根据该空间向量进行多任务处理，且回授电流的符号必须被决定以计算电流误差。图28显示根据本发明一第一较佳实施例于区域I的SVM逻辑控制电路的电流控制波形。图29显示根据本发明一较佳实施例说明的仿真结果。

图30-图34显示本发明以上较佳实施例的一变化实施例。唯一的差别为查询表不只根据位置信号H_U、H_V及H_W、侦测状态信号DS、控制状态信号CS及状态信号SS，而且也根据一信号Hk决定多任务处理器的传导状态及空间向量调变的输出。XOR闸收到位置侦测信号H21、H22及H23且输出信号Hk。因此，本发明将侦测状态分成12种状态，如图34所示。图35显示本发明以上较佳实施例的替代性模式的仿真结果。

此外，因为在本发明中只以一分路电阻器505回授dc连结电流，所以仅需要一迟滞比较器。根据侦测到的相位电流误差，会选择一适合的空间向量，用于以该迟滞比较器控制对应的相位电流。因此，藉由一脉宽调变(PWM)切换周期中的预定迟滞频带控制，可选择一适当的向量用以控制一相位电流。

熟知此项技术人士应了解上述图式及说明中所示的本发明具体实施例只是范例性且非限制。

本发明较佳具体实施例的前述说明是用于示范及说明目的。其非旨于彻底或使本发明限于该精确形式或已揭示的范例性具体实施例。因此，先前说明应视为示范性而非限制性。显然许多修正及变化对于熟习此项技术人士将是很明显的。具体实施例的选择及描述为了更佳解释本发明的原理及其实际应用的最佳模式，从而允许熟习此项技术人士理解用于各种具体实施例的本发明，且具有适合于特定使用或所涵盖实作的各种修改。本发明意于使其范畴由在此所附的申请专利范围及其等同者定义，其中除非另有说明，否则所有请求项均包含其最广泛的合理范围。应了解到，可由熟习此项技术者对于具体实施例进行改变，而不脱离由以下申请专利范围所定义的本发明的范畴。再者，本揭露书中没有任何组件及组件是意以用于公众，不管该组件或组件是否在以下申请专利范围中明确地提及。此外，本揭露书的摘要是提供用以顺应摘要规则的要求，其允许搜寻者迅速地确定从此揭露书发布的任何专利的技术揭露主题。应要了解到其非用于解释或限制申请专利范围的范畴或意涵。

Claims (11)

1.一种马达驱动器，其特征在于，该马达驱动器包含：

多个输出电路，其中该些输出电路在电性上相互并联，且每一该些输出电路均包含串联的一上臂开关及一下臂开关，以经由该上臂开关与该下臂开关间的一连接点供应一电流给一马达，该连接点存在于每一该些输出电路中；

一电流侦测电阻器，与该些输出电路的下臂开关的共同连接点串联并连接到地，用以侦测供给该些输出电路的电流，并据以产生一回授电流信号；

一位置侦测电路，是用于输出三个位置信号，该些位置信号与该马达的转子的位置相关；

一电流命令产生电路，用以根据该些位置信号及一预定相位角产生三个预定电流命令信号，其中该些预定电流命令信号各自所对应的一相位角是由该预定相位角决定；及

一空间向量调变控制电路，用以依据该些预定电流命令信号、该些位置信号以及该回授电流信号，而产生对应一电压向量的多个切换控制信号，并利用该些控制信号来命令每一该些输出电路中的该上臂开关与该下臂开关产生一开关状态的模式，该空间向量调变控制电路更藉由切割一时间周期而获得多个周期，该时间周期是对应于该开关状态的型态，该些周期包含一第一周期，其中该电压向量视为该些预定电流命令信号、该些位置信号以及该回授电流信号的函数，且该些多个周期更包含一第二周期，其中该电压向量视为该些预定电流命令信号以及该回授电流信号的函数。

2.根据权利要求1所述的马达驱动器，其特征在于其中该位置侦测电路具有三个感测电路，且每一该些感测电路各包含：

一差分放大器，接收一霍尔传感器的多个输出，用以获得该霍尔传感器的该些输出的一差分输出；

一位准偏移电路，用以偏移该差分输出的一电压位准；及

一比较器，用以输出一位置信号。

3.根据权利要求2所述的马达驱动器，其特征在于其中该些感测电路各自更包含至少一自动增益控制电路，用以调整所对应的该差分放大器的该差分输出，以使每一该些感测电路中该差分输出的峰值相同。

4.根据权利要求2所述的马达驱动器，其特征在于其中该电流命令产生电路包含：

一相位偏移表，接收该预定相位角，用于决定一第一增益值及一第二增益值；

一第一乘法器，接收该霍尔传感器输出的一第一差分输出及该第一增益值，用于产生一第一信号；

一第二乘法器，其接收该霍尔传感器输出的该第一差分输出及该第二增益值，用于产生一第二信号；

一第三乘法器，接收该霍尔传感器输出的一第二差分输出及该第一增益值，用于产生一第三信号；

一第四乘法器，接收该霍尔传感器输出的该第二差分输出及该第二增益值，用于产生一第四信号；

一第五乘法器，接收该霍尔传感器输出的一第三差分输出及该第一增益值，用于产生一第五信号；

一第六乘法器，接收该霍尔传感器输出的该第三差分输出及该第二增益值，用于产生一第六信号；

一第一加法器，接收该第五信号及该第二信号，用于产生一第一相位角信号；

一第二加法器，接收该第一信号及该第四信号，用于产生一第二相位角信号；

一第三加法器，接收该第三信号及该第六信号，用于产生一第三相位角信号；

一第七乘法器，接收一转矩命令信号及该第一相位角信号，用于产生一第一预定电流命令信号；

一第八乘法器，接收该转矩命令信号及该第二相位角信号，用于产生一第二预定电流命令信号；及

一第九乘法器，接收该转矩命令信号及该第三相位角信号，用于产生一第三预定电流命令信号。

5.根据权利要求4所述的马达驱动器，其特征在于其中该电流命令产生电路更包含一转矩振幅比例增益控制电路，其是用于调整该转矩命令信号的值。

6.一种控制器，其特征在于其用于命令多个输出电路，其中该些输出电路于电性上相互并联，且每一该些输出电路均包含串联的一上臂开关及一下臂开关，以经由该上臂开关与该下臂开关间的一连接点供应一电流给一马达，该连接点存在于每一输出电路中，该控制器包含：

一电流侦测电阻器，与该些输出电路的下臂开关的共同连接点串联并连接到地，用以侦测供给该些输出电路的电流，并据以产生一回授电流信号；

一位置侦测电路，是用于输出三个位置信号，该些位置信号与该马达的转子的位置相关；

一电流命令产生电路，用以根据该些位置信号及一预定相位角产生三个预定电流命令信号，其中该些预定电流命令信号各自所对应的一相位角是由该预定相位角决定；及

一空间向量调变控制电路，用以依据该些预定电流命令信号、该些位置信号以及该回授电流信号，而产生对应一电压向量的多个切换控制信号，并利用该些切换控制信号来命令每一该些输出电路中的该上臂开关与该下臂开关产生一开关状态的模式，该空间向量调变控制电路更藉由切割一时间周期而获得多个周期，该时间周期是对应于该开关状态的型态，该些多个周期包含一第一周期，其中该电压向量视为该些预定电流命令信号、该些位置信号以及该回授电流信号的函数，用以决定多个输出电路的开关状态；该多个周期包含一第二周期，其中该电压向量视为该预定电流命令信号以及该回授电流信号的函数。

7.根据权利要求6所述的控制器，其特征在于其中该位置侦测电路具有三个感测电路，且每一该些感测电路各包含：

一差分放大器，接收一霍尔传感器的多个输出，用于获得该霍尔传感器的该些输出的一差分输出；

一位准偏移电路，用以偏移该差分输出的一电压位准；及

一比较器，用以输出一位置信号。

8.根据权利要求7所述的控制器，其特征在于其中该些感测电路更包含至少一自动增益控制电路，用以调整所对应的该差分放大器的该差分输出，以使每一该些感测电路中的该差分输出的峰值相同。

9.根据权利要求7所述的控制器，其特征在于其中该电流命令产生电路包含：

一相位偏移装置，接收该预定相位角，用于决定一第一增益值及一第二增益值；

一第一乘法器，接收该霍尔传感器输出的一第一差分输出及该第一增益值，用于产生一第一信号；

一第二乘法器，其接收该霍尔传感器输出的该第一差分输出及该第二增益值，用于产生一第二信号；

一第三乘法器，接收该霍尔传感器输出的一第二差分输出及该第一增益值，用于产生一第三信号；

一第四乘法器，接收该霍尔传感器输出的该第二差分输出及该第二增益值，用于产生一第四信号；

一第五乘法器，接收该霍尔传感器输出的一第三差分输出及该第一增益值，用于产生一第五信号；

一第六乘法器，接收该霍尔传感器输出的该第三差分输出及该第二增益值，用于产生一第六信号；

一第一加法器，接收该第五信号及该第二信号，用于产生一第一相位角信号；

一第二加法器，接收该第一信号及该第四信号，用于产生一第二相位角信号；

一第三加法器，接收该第三信号及该第六信号，用于产生一第三相位角信号；

一第七乘法器，接收一转矩命令信号及该第一相位角信号，用于产生一第一预定电流命令信号；

一第八乘法器，接收该转矩命令信号及该第二相位角信号，用于产生一第二预定电流命令信号；及

一第九乘法器，接收该转矩命令信号及该第三相位角信号，用于产生一第三预定电流命令信号。

10.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于其中该电流命令产生电路更包含一转矩振幅比例增益控制电路，其是用于调整该转矩命令信号值。

11.一种控制方法，其特征在于其用于控制多个输出电路，其中该些输出电路于电性上相互并联，且每一该些输出电路均包含串联的一上臂开关及一下臂开关，以经由该上臂开关和该下臂开关间的一连接点提供一电流到马达，该控制方法包含以下步骤：

侦测供应至该些输出电路的电流，并据以产生一回授电流信号；

输出与该马达的转子位置对应的三个位置信号；

根据该些位置信号以及一预定相位角产生三个预定电流命令信号，其中该些预定电流命令信号各自所对应的一相位角是由该预定相位角决定；

依据该些预定电流命令信号，该些位置信号以及该回授电流信号，而产生对应一电压向量的多个切换控制信号，并利用该些切换控制信号来命令每一该些输出电路中的该上臂开关与该下臂开关产生一开关状态的模式；及

将一时间周期切割成多个周期，该时间周期是对应于该开关状态的型态，该些周期包含一第一周期，其中该电压向量视为该些预定电流命令信号、该些位置信号以及该回授电流信号的函数，且该些周期更包含一第二周期，其中该电压向量视为该些预定电流命令信号以及该回授电流信号的函数。

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