CN100486104C - 用于生成高频电磁振荡的振荡器电路 - Google Patents

Abstract

一种生成高频电磁振荡的振荡器电路，包括：-具有至少一个输入端和至少一个输出端的放大器配置，-连接到放大器配置的输出端中的至少一个输出端的振荡器晶体，-带通滤波器配置，其通过至少一个输入端被连接到振荡器晶体和与振荡器晶体相连的放大器配置的至少一个输出端，以及通过至少一个输出端被耦合回放大器配置的输入端或至少一个输入端。其中，作为放大器配置与振荡器晶体的幅度-频率特性和相位-频率特性的函数，带通滤波器配置的幅度-频率特性和/或相位-频率特性经过调节，使得仅有选定的振荡器晶体谐波的振荡条件得到满足，并且可在带通滤波器配置的输出端得到由选定的振荡器晶体谐波形成的高频电磁振荡。这个振荡器电路的结构简单，并且运行至少基本上不易受干扰的影响。

Description

用于生成高频电磁振荡的振荡器电路

技术领域

本发明涉及用于生成高频电磁振荡的振荡器电路。

背景技术

从专题论文U.Tietze和Ch.Schenk，“Halbleiter-Schaltungtechnik”(半导体电路)，8^th edition，Springer-Verlag，1986，section 15.2.2，pp.450-451中获知Pierce振荡器，它被设计成利用振荡器晶体的基波频率振荡器。在这种基波频率振荡器中，电路配置在振荡器晶体的基波上振荡。

从上述的专题论文“Halbleiter-Schaltungtechnik”，section15.2.3，pp.452-454中还获知，很难制作30MHz以上频率的振荡器晶体。作为用于生成具有晶体稳定性的这种高频的一种解决方案，这里建议用谐波激励振荡器晶体，因为在奇次谐波的情形下振荡晶体也具有谐振点。按照所引用的文件，为了用谐波激励晶体，需要一个其增益的最大值处在想要的频率附近的放大器。为此，提出使用被调谐到想要的谐波的附加LC谐振电路。提出相应的修正的Hartley振荡器和Colpits振荡器。

提出的振荡器的缺点是，它们配备有LC谐振电路。这种谐振电路制作相当昂贵，并且比起现代集成半导体电路来说，它需要很大的空间。此外，这是一种必须配置在集成半导体电路外部的元件，考虑到空间和花费，这是不希望的。

严格说来，在这种振荡器中，任何不想要的谐振频率，至少是每个低于振荡器想要频率的振荡器晶体谐波频率，也必须被分立的LC串联谐振电路衰减，即，当例如工作在五次谐波时基波和三次谐波必须被适当调谐的LC串联谐振电路衰减。所以，通常只有工作在三次谐波的具有基波抑制的谐波振荡器付诸实施。

在以混合结构形式包含用于处理模拟和数字信号的电路级的电路配置中，随着半导体基片电位或电源电压的干扰增大(二者例如可能是由集成电路中的数字信号引起的)，以集成CMOS半导体技术制作的大多数晶体振荡器的非稳定性急剧增大，这也称为“抖动”。如果这种振荡器被使用来生成时钟信号，则在这种时钟信号中引起所阐述的非稳定性，并且这种非稳定性不能被下游锁相环(PLL)完全消除。

现有技术(US5136263)公开了一种Pierce型振荡器，使得无需提供单独的偏置组件。其中，石英被设置在放大器的第一输入端和第一输出端之间的反馈回路中，而第二输入端和第二输出端之间存在低阻抗连接，所述低欧姆连接被设置为向输入端传送偏置电压。在这种配置中，低通滤波器与输出端相连。为了抑制石英基频处的振荡，所述低通滤波器是必需的。该振荡器具有多个缺点，特别是，噪声敏感度过大，对高频噪声的削减不够。此外，其易受寄生高频振荡的影响。由于这些缺点，该振荡器不适于产生很高的频率。

发明内容

本发明的一个目的是创建一种振荡器电路，其具有简单结构，运行时能够至少在很大程度上不易受上述干扰的影响。

按照本发明的这个目的是借助于一种生成高频电磁振荡的振荡器电路达到的，该振荡器包括：

-具有至少一个输入端和至少一个输出端的放大器配置，

-连接到放大器配置的至少一个输出端的振荡器晶体，

-带通滤波器配置，通过至少一个输入端被连接到振荡器晶体和与振荡器晶体相连的放大器配置的至少一个输出端，以及通过至少一个输出端被耦合回放大器配置的输入端或至少一个输入端，

其中，通过对带通滤波器配置的幅度-频率特性和/或相位-频率特性作为放大器配置与振荡器晶体的幅度-频率特性和相位-频率特性的函数来进行调节，使得仅有该振荡器晶体的一个选定的谐波的振荡条件得到满足，并且可在带通滤波器配置的输出端得到由振荡器晶体的该选定的谐波形成的高频电磁振荡。

按照本发明的振荡器电路能够生成振荡器晶体的选定谐波(也称为泛音振荡)，而不用在被构建为集成半导体电路的这种振荡器电路的外部设置一个元件，特别是，在被提供用于振荡器晶体到振荡器电路的连接的端子上，即在振荡器电路的晶体端上，没有附加的外部元件。在许多情形下，对于与按照本发明的振荡器电路一起使用的信号处理配置，当这种振荡器晶体谐波是直接生成的并被用作时钟信号时，就无需借助PLL从较低的晶体振荡器频率来合成频率。在不用PLL生成时钟信号的情形下，与运行于基本模式并生成相应的时钟信号的相同频率的振荡器晶体(也称为基波晶体)相比较，按照本发明的振荡器电路使得工作在这种谐波上的振荡器晶体(也称为泛音晶体)具有更好的性价比。

此外，按照本发明的振荡器电路产生的振荡，并且由此生成的时钟信号，即使在以集成电路形式构建的这种振荡器电路中半导体基片电位或电源电压产生强干扰，也至少在很大程度上不会出现被称为“抖动”的非稳定性。按照本发明的振荡器电路所以特别适合于在以混合结构形式包含用于处理模拟和数字信号的电路级的集成半导体电路中使用。

在按照本发明的振荡器电路的另一个有利的实施例中，放大器配置被设计成在每种情形下具有至少一对至少实质上对称的输入端和输出端(差分输入和输出端)，用于处理相对于第一参考电位至少实质上对称地运行的电磁振荡(被称为差分信号)。优选地，放大器配置的直流工作点在此被选择为第一参考电位点。放大器配置和振荡器电路的直流工作点优选地在此基本上一致。

在按照本发明的振荡器电路的再一个实施例中，放大器配置包括差分放大器电路，它配备有在它们的源极端被耦合的两个场效应晶体管，它们的每个栅极端与放大器配置的其中一个差分输入端相耦合，其中每个场效应晶体管的漏极端形成放大器配置的其中一个差分输入端，每个差分输出端还经由负载路径被耦合，每个差分输出端包括至少一个被称为输出负载晶体管的场效应晶体管，其一端载有第二参考电位。地电位由此优选地被选择为第二参考电位。

放大器配置由此优选地包括控制电压生成级，用于生成加到输出负载晶体管的栅极端的控制电压。特别是，控制电压生成级在此包括串联电路，它包括恒流源和被桥接在其漏极端与栅极端之间的场效应晶体管。

按照本发明的振荡器电路的另一个有利的实施例的特征在于，放大器配置包括具有三个场效应晶体管的工作点调整级，第一个场效应晶体管被布置在第一负载路径上，第二个场效应晶体管被布置在第二负载路径上，每个场效应晶体管与输出负载晶体管串联连接，以及第三个场效应晶体管与包括控制电压生成级的恒流源和场效应晶体管的串联电路串联连接，其中，工作点调整级的三个场效应晶体管中的第一个场效应晶体管的栅极端被连接到放大器配置的第一个差分输出端，工作点调整级的三个场效应晶体管的第二个场效应晶体管的栅极端被连接到放大器配置的第二个差分输出端，工作点调整级的三个场效应晶体管的第三个场效应晶体管的栅极端被连接到输出负载晶体管的栅极端，以及工作点调整级的三个场效应晶体管通过它们的源极端被路由到载有第二参考电位的端。

在按照本发明的振荡器电路的另一个有利的实施例中，放大器配置包括偏移补偿装置，它在每种情形下包括在以下端子之间的高通电路：

-放大器配置的每个差分输入端，

-包括与这个差分输入端相耦合的放大器配置的差分放大器电路的场效应晶体管的栅极端，

-由所述场效应晶体管的漏极端形成的差分输出端。这个高通电路的极限频率比起振荡器电路的频率工作范围来说是小的。

在按照本发明的振荡器电路的再一个优选实施例中，每个高通电路包括电容，放大器配置的差分输入端经由该电容与包括放大器配置的差分放大器电路的差分输入端相耦合，以及每个高通电路还包含欧姆电阻元件，包括放大器配置的差分放大器电路的场效应晶体管的栅极端经由该电阻与由这个场效应晶体管的漏极端形成的放大器配置的差分输出端相耦合。

在按照本发明的振荡器电路的另一个实施例中，放大器配置与辅助启动电路相耦合，借助于该辅助启动电路，在振荡器电路处于运行状态的预定间隔期间，差分电压被提供到包括放大器配置的差分放大器电路的场效应晶体管的栅极端，这些场效应管在源极端耦合。

辅助启动电路优选地包括：

-第一场效应晶体管，它被布置在包括放大器配置的差分放大器电路的耦合于源极端的第一个场效应晶体管的栅极端与第三参考电位之间；

-第二场效应晶体管，它被布置在包括放大器配置的差分放大器电路的耦合于源极端的第二个场效应晶体管的栅极端与第三参考电位之间；

-启动信号输入端，用于在振荡器电路处于运行状态时提供至少大体上呈脉冲形状或阶梯形状的启动信号；

-延时级；

其中，启动信号输入端直接与辅助启动电路的第一场效应晶体管的栅极端相耦合，以及经由延时级与辅助启动电路的第二场效应晶体管的栅极端相耦合。在电源电压端处发出的电源电压由此优选地被选择为第三参考电位。

在按照本发明的振荡器电路的另一个有利的实施例中，振荡器晶体取二端网络的形式，以及在每种情形下，它的其中一端连接到放大器配置的一对差分输出端的一个输出端，以便以差分信号的形式提供由放大器配置发出的电磁振荡。

在按照本发明的振荡器电路的另一个有利的实施例中，带通滤波器配置被设计成在每种情形下具有至少一对至少实质上对称的输入端和输出端(被称为差分输入端和输出端)，用于处理至少实质上相对于第四参考电位对称地运行的电磁振荡(被称为差分信号)。优选地，带通滤波器配置的直流工作点被选择为这个第四参考电位。

带通滤波器配置的直流工作点在此优选地与振荡器电路的直流工作点基本上一致。所以，在这种情形下，带通滤波器配置的第四参考电位等同于放大器配置的第一参考电位，由此基本上等同于振荡器电路的直流工作点。

按照本发明的振荡器电路的再一个有利的实施例，带通滤波器配置通过它的至少一对差分输入端被连接到放大器配置的至少一对差分输出端，该对差分输出端被连接到振荡器晶体的端子，以及通过它的至少一对差分输出端被连接到放大器配置的至少一对差分输入端。

按照本发明的振荡器电路的再一个有利的实施例，带通滤波器配置被设计成具有至少两个低质量的带通级的共阴共栅(cascode)连接。确实，只有一个高质量带通级的设计也是可能的。然而，这种带通级比起低质量的带通级呈现更高的功耗。此外，集成半导体电路的典型的制造公差意味着，如果要将带通滤波器配置限定于中间频率，则制造具有所需精度的高质量带通级更困难。所以，通过所述优选的开发，简化了制作并且减小了振荡器电路的功率需要。

具体地，带通级由此以有利的方式设计为，每个带通级有一个差分放大器电路，具有耦合于源极端的两个场效应晶体管，以及带有一对差分输入端和一对差分输出端，其中每个差分输入端经由一个高通电路耦合到其中一个场效应晶体管的一个栅极端，以及场效应晶体管的每个漏极端形成带通级的其中一个差分输出端，该每个漏极端还经由其中一个低通电路连接到具有第五参考电位的端子，其中被布置成级联连接的第一带通级的差分输入端形成带通滤波器配置的差分输入端，这些差分输入端被连接到振荡器晶体的端子，以及其中被布置成级联连接的最后一个带通级的差分输出端形成带通滤波器配置的差分输出端，这些差分输出端被连接到放大器配置的差分输入端。地电位优选地被选择为第五参考电位。第二参考电位由此优选地与第五参考电位一致。

根据按照本发明的振荡器电路的有利的研制产品，高通电路和/或低通电路被设计为RC网络。这些电路可以以集成半导体技术对于要生成的高频被构建在具有振荡器电路的其余元件的通用半导体实体上。

RC网络优选地配备有可切换的欧姆电阻。因此可改变本发明以所述RC网络构建的高通电路和/或低通电路的滤波器响应曲线。具体地，有利的配置的实现借助于附加微调电路，该电路通过基准电阻微调RC网络中的可切换欧姆电阻的电阻值。在许多情形下，通常被布置在集成半导体电路外面的这种基准电阻不管怎样都是存在的，特别是对于联合处理模拟与数字信号的电路配置，所以无需为按照本发明的振荡器电路附加地提供它。借助于微调电路实现了微调，特别是在振荡器电路启动期间或紧接在振荡器电路启动后，即接通电源电压后。由此，与精确的外部基准电阻进行比较，以及在它们不一致的情形下，RC网络中要被微调的欧姆电阻被切换成正确的数值，结果，这些电阻值的与制作有关的起伏可被最小化。

按照另一个实施例，按照本发明的振荡器电路包括变换器电路，耦合到带通滤波器配置的至少一对差分输出端，用于把由这些差分输出端发出的差分信号变换成相对于第四参考电位非对称地运行的电磁振荡。结果，振荡器电路可被设计成处理差分信号，而它的输出信号--要被传递的振荡--可以作为非对称运行信号被提供。

按照本发明的用于处理差分信号的振荡器电路的设计被证明是一种减小受干扰敏感度的特别有利的装置，如上所述，这影响了半导体基片电位或电源电压，它是所述非稳定性--被称为“抖动”--的一个原因。通过振荡器电路的这个设计，大大地改进了其克服这些非稳定性的鲁棒性。

按照本发明的振荡器电路的再一个实施例的一个优点的特征还在于，变换器电路包括：

-输入级，被设计为具有在其源极端被耦合的场效应晶体管的差分放大器，在该源极端上提供要被变换的差分信号；

-第一电流镜像级，被设计成用经由其栅极端被耦合的场效应晶体管，把变换器电路的输入级的第一差分输出信号镜像变换成第一中间信号；

-第二电流镜像级，被设计成用经由其栅极端被耦合的场效应晶体管，把变换器电路的输入级的第二差分输出信号镜像变换成第二中间信号；

-第三电流镜像级，被设计成用经由其栅极端被耦合的场效应晶体管，把变换器电路的输入级的第三差分输出信号镜像变换成第三中间信号；

-减法电路，被设计为电流节点，从第三中间信号减去第二中间信号；

-输出驱动电路；

其中第三电流镜像级还与以下电路耦合：

-具有位于第三电流镜像级输入臂中的第一共阴共栅场效应晶体管的辅助接通级；

-辅助关断级，包括：

·具有串联电路的第一级联级，包括：

·第一场效应晶体管，它被引入到第二电流镜像级并由变换器电路输入级的第二差分输出信号将其与第二电流镜像级一起操作，从而发出第四中间信号，该中间信号至少在某些分段上基本上正比于第二中间信号；

·第四电流镜像级的输入晶体管，其被设计为场效应管；

·在第四电流镜像级输入臂中的第二级联场效应晶体管；

-该第四电流镜像级把第四中间信号镜像变换成第五中间信号，以及把它提供到第三电流镜像级，该第四电流镜级包括：

·提供第四中间信号的输入晶体管，被设计为场效应晶体管；

·发出第五中间信号的输出晶体管，被设计为场效应晶体管；

其中，提供一个共阴共栅偏压生成电路来把一个公共的共阴共栅偏压提供到第一和第二共阴共栅场效应晶体管的耦合在一起的栅极端。

借助于变换器电路的这个设计，可以增加振荡器电路的输出信号(即其提供的振荡)的边缘陡度。由此进一步减小了这个输出信号受干扰的影响程度，如上所述，该干扰改变了半导体基片电位或电源电压，它是发生所述被称为“抖动”的非稳定性的一个原因。

在本发明的另一个实施例中，共阴共栅放大器偏压生成电路包括一个串联电路，它包括第一和第二场效应晶体管和恒流源，恒流源被布置在载有第六参考电位的端子与载有第七参考电位的端子之间，其中这个第一场效应晶体管通过其漏极端连接到第二场效应晶体管的源极端，以及这个第一和这个第二场效应晶体管的栅极端互相连接，并被连接到第二场效应晶体管的漏极和第一与第二共阴共栅场效应晶体管的栅极端，以提供公共的共阴共栅放大器偏压。第六参考电位由此优选地被选择为等于第二参考电位以及第七参考电位等于第三参考电位，以使得第六参考电位优选地等于地电位以及第七参考电位优选地等于电源电压。

附图说明

现在参考附图所显示的实施例的例子进一步描述本发明，然而，本发明并不限于此。

图1显示具有Pierce振荡器形式的晶体振荡器的示意性电路图，其工作于振荡器晶体的基波振荡状态。

图2显示具有Pierce振荡器形式的晶体振荡器的示意性电路图，其工作于振荡器晶体的谐波振荡和抑制基波振荡状态。

图3显示按照本发明的振荡器电路实施例的一个例子的示意性电路图。

图4显示基波频率晶体的等效电路图。

图5显示泛音晶体的等效电路图。

图6显示按照本发明的振荡器电路中简单放大器配置的实施例的一个例子的示意性电路图。

图7显示具有泛音晶体的按照图6的放大器配置的转移函数的示意图表示。

图8显示按照本发明的振荡器电路中改进的放大器配置的实施例的一个例子的示意性电路图。

图9显示按照本发明的振荡器电路中的另一个改进的放大器配置的实施例的一个例子的示意性电路图。

图10显示具有三个带通级的级联连接的按照本发明的振荡器电路中的带通滤波器配置的实施例的例子的示意性电路图。

图11显示根据按照图10的带通滤波器配置的实施例的例子的一个带通级的实施例的例子的示意性电路图。

图12显示了以具体按照图8或9的放大器配置为例的转移函数，该放大器配置带有具体按照图10或11的泛音晶体和带通滤波器配置，以及显示了振荡器电路实施例的一个实例在出现从带通滤波器配置到放大器配置的反馈时所形成的总转移函数。

图13显示了以按照图3所示本发明的振荡器电路实施例为例的总转移函数，该振荡器电路带有泛音晶体，其反馈如图12所示那样，从带通滤波器配置至放大器配置。

图14显示了用于按照本发明的振荡器电路的简单变换器电路实施例一个实例的电路原理图，该变换器电路把差分信号变换成非对称运行的电磁振荡。

图15显示了用于按照本发明的振荡器电路的改进变换器电路实施例一个实例的电路原理图，该变换器电路把差分信号变换成非对称运行的电磁振荡。

具体实施方式

相应的元件在这里总是被标记以相同的标号。

图1的Pierce振荡器具有带振荡器晶体的基波振荡器形式，在其交流等效网络形式的示意性电路图中，振荡器晶体被标记以参考数字1，以及振荡器晶体通过它的两个端子的每个连接到倒相放大器4的输入端2和输出端3。负载电阻5与振荡器晶体1并联。放大器4的输入端2和输出端3分别经由两个电容6和7被连接到地端8。

非常一般地说，振荡系统的特征在于，它具有反馈环，反馈环的转移函数在开环时满足“振荡条件”，即，转移函数的和值大于或等于1以及它的相位响应等于360°的倍数。在这个振荡系统中不想要的谐振频率可被抑制，因为在这个频率上，转移函数的和值小于1和/或它的相位响应不同于360°的倍数。

图2显示对图1 Pierce振荡器的改进型，其工作于振荡器晶体1的谐波上。为此，由谐振电路电容9和谐振电路电感10的串联电路形成的LC串联谐振电路被外部切换成与振荡器晶体并联。串联谐振电路9，10被调谐到振荡器晶体的基波振荡。结果，这个基波振荡在放大器4的输入端2和输出端3之间被短路。因此，在基波振荡的频率上，转移函数的和值小于1，所以不满足振荡条件。

如上所述，严格说来，振荡器晶体的每个不想要的谐振频率，至少是低于振荡器晶体所要谐波的频率(因此低于所需的振荡器频率)的每个谐振频率必须被分立LC串联谐振电路衰减，即，例如在振荡器晶体的五次谐波运行期间，基波振荡与三次谐波必须被适当调谐的LC串联谐振电路衰减。所以，只有运行在三次谐波的具有基波振荡抑制的谐波振荡器通常才能付诸实施，因为否则振荡器电路太复杂。

图3以示意图形式显示按照本发明的振荡器电路实施例的一个例子的电路图。这包括放大器配置11，具有成对的对称输入端12，13和输出端14，15，被称为差分输入端和输出端。振荡器晶体1通过它的端子16，17被连接到成对的对称输出端14，15。带通滤波器配置18通过成对的对称输入端19，20分别被连接到振荡器晶体1的端子16和17以及连接到放大器配置11的成对的对称输出端14，15。带通滤波器配置18通过成对的对称输出端21，22被向后连接到放大器配置11的成对的对称输入端12，13，以及振荡系统的反馈环由此被闭合。由于振荡器电路的具有差分输入端和输出端的设计，振荡器电路由放大器配置11、振荡器晶体1和用于处理至少相对于第一参考电位实质上对称地运行的电磁振荡(被称为差分信号)的带通滤波器配置18组成。第一参考电位由此相应于放大器配置11的直流工作点，以及优选地，也相应于带通滤波器配置18的直流工作点，以及由此基本上相应于振荡器电路的直流工作点。

在按照图3的振荡器电路中，放大器配置11配备有其频率特性取决于连接的振荡器晶体1的特性的转移函数。放大器配置11的转移函数的幅度-频率特性在振荡器晶体1的谐振频率范围中显示最大值，因为它的阻抗在这里显示最大值。作为放大器配置11和振荡器晶体1的幅度-频率特性和/或相位-频率特性的函数，带通滤波器配置18的幅度-频率特性和/或相位-频率特性经过调整，使得谐振器电路对于振荡器晶体1的唯一被选定的谐波的振荡条件得到满足，以及在带通滤波器配置18的输出端21、22处获得由振荡器晶体1的这个被选定的谐波形成的高频电磁振荡。换句话说，带通滤波器配置18被调谐到振荡器晶体1的被选定的谐波，以及放大器配置11的增益因子(即，幅度-频率特性)被确定为刚好足够大，以使得对于开环，放大器配置11、振荡器晶体1和带通滤波器配置18的转移函数的和值只在选定的振荡器晶体谐波上大于或等于1。而且，在振荡器晶体1的这个选定的谐波上，相位条件必须满足。振荡器电路然后精确地在振荡器晶体1的选定的谐波处振荡。

在图3上，振荡器电路的输出信号经由变换器电路23从带通滤波器配置18的输出21，22取出，该变换器电路23用来把从这些差分输出端21，22发出的差分信号变换成相对于带通滤波器配置18的直流工作点对称地运行的电磁振荡。为此，带通滤波器配置18的成对的差分输出端21、22分别耦合到变换器电路23的一对差分输入端24和25。在变换器电路23的一个输出端26处发出非对称运行的电磁振荡。它优选地可以取方波信号的形式。

在图3上，箭头27表示在所示振荡器电路中信号流的方向。

为了更详细地说明放大器配置11的功能，让我们概略地研究如图4所示的振荡器晶体1的等效网络图。按照这个图，振荡器晶体代表电信号二端网络，它包括不言自明的由串联谐振电路与端接电容31组成的并联电路，串联谐振电路包括电容28、电感29和欧姆电阻30。电容28和电感29在此由振荡器晶体的机械特性确定，欧姆电阻由振荡器晶体的衰减确定，以及端接电容31由电极和引线的尺寸确定。在包括电容28、电感29和欧姆电阻30的串联谐振电路的谐振处，振荡器晶体1在它的端子16和17之间测得的阻抗非常小；在处在稍高频率的所谓并联谐振处(该并联谐振是与端接电容31一起形成的)，阻抗显著地上升。

在图5中振荡器晶体1为泛音晶体(拥有多个谐振频率)的情形下，对于每个晶体泛音振荡，也可观察到振荡器晶体1阻抗之和的这种改变。图5以简化的形式显示除了基波振荡以外带有用于三次和五次谐波的补充元件的泛音晶体的等效网络图。在图5上，包括电容32、电感33和欧姆电阻34的串联电路形成代表三次谐波的串联谐振的串联谐振电路；包括电容35、电感36和欧姆电阻37的串联电路形成代表五次谐波的串联谐振的串联谐振电路等等。

为了得到在振荡器晶体1的每个并联谐振处清晰表示的增益总和峰值，在下面描述的放大器配置11中将用到振荡器晶体1的这个响应。这种放大器配置11的实施例的一个例子的示意电路图显示于图6。这个放大器配置11配备有差分输入级，它包括两个场效应晶体管38和39，它们的源极40和41被连接在一起以及被连接到恒流源42的第一端43。恒流源42的第二端44被连接到电源电压端45，在该电源电压端45传送电源电压，它优选地形成第三参考电位。

场效应晶体管38和39的栅极端分别形成放大器配置11的第一和第二对称(差分)输入端12和13。场效应晶体管38和39的漏极端分别形成放大器配置11的第一和第二对称(差分)输出端14和15，它们分别经由振荡器晶体1的端子16和17连接至以虚线表示的振荡器晶体1。这些漏极端，即分别为放大器配置11的输出端14和15，在每种情形下经由负载路径被进一步耦合，每个路径包括具有载有第二参考电位的端子的场效应晶体管(被称为输出负载晶体管46和47)。在接地端8处的地电位由此被选择为第二参考电位。用于设置流过输出负载晶体管46和47的负载电流的控制电压经由公共控制电压端48被提供到输出负载晶体管46和47的栅极端。

在图4到6中，箭头27再次表示在所示电路中信号流动方向。

放大器配置11的差分输入级的场效应晶体管38和39的负载由输出负载晶体管46和47以及振荡器晶体1形成。对于低频，这个电路具有由晶体管几何学确定的高增益，它从由输出负载晶体管46和47的欧姆电阻和振荡器晶体1的端接电容31确定的截止频率稳定地减小。

在振荡器晶体1的每个串联谐振处，即在图5所示等效网络图中用于基波振荡或谐波之一的一个串联谐振电路的每个串联谐振处，包括放大器配置11和振荡器晶体1的组合增益由于振荡器晶体1的阻抗之和减小而急剧下降，然后在随后的并联谐振高阻处急剧上升，该并联谐振是在端接电容31参与下形成的。在并联谐振的范围中，端电容31由此成为无效的，因为它是由振荡器晶体1形成的并联谐振电路的一部分。由振荡器晶体1的端电容31和输出负载晶体管46和47的欧姆电阻形成的低通响应超过每个并联谐振的范围。

图7示出了图6所示放大器配置11的转移函数示意图，这里振荡器晶体1采用泛音晶体的形式。(对于图中a)-c)所示部分，其标题为“图7”)。

在图7图(a)部分的上半部分中是放大器配置11与振荡器晶体1合在一起的相位-频率特性的例子，这里振荡器晶体基波振荡的谐振频率为16MHz，三次谐波的为48MHz。相位以度(deg)为单位，相对于以赫兹(Hz)为单位的对数频率尺度(freq)被绘制于图7的部分图(a)的下半部分。图7图(a)部分的下半部分显示放大器配置11连同振荡器晶体1的相应的幅度-频率特性的例子，其中显示增益(Gain)以dBV为单位，相对于对以赫兹(Hz)为单位的对数频率尺度(freq)绘制。

在图7的图(b)部分上，示出了图(a)部分所示振荡器晶体1的三次谐波附近范围的特性在48MHz处的细节。幅度-频率特性(Gain)的细节由此被显示在图(b)部分的上半部分，以及相位-频率特性(Phase)的细节被显示在图(b)部分的下半部分。

在图7的图(c)部分上，示出了图(a)部分所示振荡器晶体1的基波附近范围的特性在16MHz处的细节。幅度-频率特性(Gain)的细节由此被显示在图(c)部分的上半部分，以及相位-频率特性(Phase)的细节被显示在图(c)部分的下半部分。

从这些图可以看到，所描述的低通响应出现在谐振范围以外，这也在电路的相位响应中有所反映。相位在振荡器晶体1的谐振点以外是-90°，在串联谐振点上升到0°，以及进一步上升到+90°的最大值，然而，这只在理论上振荡器晶体1具有无限高质量因子时，即在如图所示的振荡器晶体1的等效网络图上欧姆电阻30，34，37变为零时才能达到。这也意味着，较高质量的振荡器晶体1在某些限制下导致较高的增益。从串联谐振以上的这个最大值，相位数值开始下降回到在并联谐振时的0°，以及以后进一步下降到-90°，这是由所描述的低通响应造成的。

由于振荡条件的两个必要部分之一得到了满足，所以包括放大器配置11和振荡器晶体1的互联的相位频率特性的零过渡是重要的。在串联谐振时相位-频率特性的零过渡的情形下，造成所述互联的特别低的增益，以及对于并联谐振时相位-频率特性的零过渡的情形，造成特别高的增益。正如从图7的图(a)和(b)部分所示的幅度-频率特性(Gain)的特性看到的，通过放大器配置11的输出端14，15处的信号直接向后耦合到它的输入端12、13，在振荡器晶体1的基波振荡和它的三次谐波处都满足振荡条件。在图(b)和(c)部分上所用的频率分别用记号M2和M3标记。

图8显示放大器配置49的实施例的一个例子的示意性电路图，其相对于在按照本发明的振荡器电路中所用的图6所示的电路作了改进。如图所示，在图6显示的放大器配置11的示意性电路图上添加了控制电压生成级50、工作点调整级51和偏移补偿装置52。在如图8所示的改进的放大器配置49中，图6中已有的元件再次采用相同的标注数字。

改进的放大器配置49中的控制电压生成级50用来生成控制电压，它经由公共控制电压端48提供到输出负载晶体管46和47的栅极端，用于设置流过输出负载晶体管46和47的电流。为此，控制电压生成级50包括桥接在其漏极与栅极端之间的串联电路，它包括恒流源54和场效应晶体管55。被桥接在其漏极与栅极端之间的这个场效应晶体管55的源极端经由另一个场效应晶体管56的漏极-源极路径被连接到接地端8。平滑电容器57被插入在被桥接在其漏极与栅极端之间的场效应晶体管55的栅极与接地端8之间。此外，控制电压生成级50的另一个场效应晶体管56用它的栅极端连接到被桥接在其漏极与栅极端之间的场效应晶体管55的漏极端。恒流源54远离场效应晶体管55，56的端子53被连接到电源电压端45。

在图8显示的实施例的例子中，控制电压生成级50的另一个场效应晶体管56同时是工作点调整级51的元件。这个调整级还包括第一场效应晶体管58，它的漏极-源极路径与输出负载晶体管46串联在第一负载路径上，以及包括第二场效应晶体管59，它的漏极-源极路径与输出负载晶体管47串联在第二负载路径上。工作点调整级51的第一场效应晶体管58的栅极端被连接到放大器配置49的第一差分输出端14。工作点调整级51的第二场效应晶体管59的栅极端被连接到放大器配置49的第二差分输出端15。工作点调整级51的第一和第二场效应晶体管58，59通过它们的源极端连接到载有作为第二参考电位的地电位的接地端8。工作点调整级51对放大器配置49的差分输出端14，15处电压的直流工作点进行调整。

在图8显示的实施例的例子中，偏移补偿装置52包括第一高通电路，它包括欧姆电阻60和电容器61。这个第一高通电路60，61被插入在放大器配置49的第一差分输入端12、与第一差分输入端12相耦合的包括放大器配置49的差分放大器电路的第一场效应晶体管38的栅极端(也称为放大器配置49的差分输入级)和由这个第一场效应晶体管38的漏极端形成的差分输出端14之间。偏移补偿装置52还包括第二高通电路，它包括欧姆电阻62电容器63。这个第二高通电路62，63被插入在放大器配置49的第二差分输入端13、与第二差分输入端13相耦合的包括放大器配置49的差分放大器电路的第二场效应晶体管39的栅极端和由这个第二场效应晶体管39的漏极端形成的差分输出端15之间。第一高通电路60，61以及第二高通电路62，63的极限频率比起振荡器电路的频率工作范围来说是小的，所以在选定的振荡器晶体1谐波频率不贡献相移。

由于振荡器电路的差分电路配置至少在理论上是完全对称的，因此起振(build-up)仅仅是由于在振荡器晶体1的端子16，17处从外部引入的热噪声或非对称干扰才发生的。如图9所示，通过扩展按照本发明的振荡器电路中使用的放大器配置49，可以大大地减小起振持续时间。

图9显示放大器配置64的实施例的一个例子的示意性电路图，其相对于在按照本发明的振荡器电路中所用的图8所示的电路作了改进。如图所示，在图8显示的放大器配置49的示意性电路图上添加了辅助启动电路65。在如图9所示的改进的放大器配置64中，图8中已有的元件再次采用相同的标注数字。

根据按照图9的实施例的例子，辅助启动电路65包括第一场效应晶体管66、第二场效应晶体管67、启动信号输入端68和延时级69。辅助启动电路65的第一场效应晶体管66被布置在放大器配置64的差分输入级的第一场效应晶体管38的栅极端与载有第三参考电位的端子之间。这个载有第三参考电位的端子在图9上由载有电源电压的电源电压端子45形成。辅助启动电路65的第二场效应晶体管67被布置在放大器配置64的差分输入级的第二场效应晶体管39的栅极端与电源电压端45之间。启动信号输入端68直接与辅助启动电路65的第一场效应晶体管66的栅极端相耦合，以及经由延时级69与辅助启动电路65的第二场效应晶体管67的栅极端相耦合。

当振荡器电路在运行时，至少基本上呈脉冲形状或阶梯形状的启动信号从外面加到启动信号输入端68。这个启动信号被直接提供到辅助启动电路65的第一场效应晶体管66的栅极端，以及经过延时提供到辅助启动电路65的第二场效应晶体管67的栅极端。结果，在振荡器电路处于运行状态的预定时间间隔内，差分电压被提供到放大器配置64的差分输入级的场效应晶体管38，39的栅极端，由此特意在限定时间内引入干扰，因此由差分振荡器电路预先确定的对称性被忽略。

图10显示按照本发明的振荡器电路中的带通滤波器配置18的实施例的例子，具有三个带通级70，71和72的串接连接，它们被布置在带通滤波器配置18的对称输入端19，20与对称输出端21，22之间。带通滤波器配置18的用途是从在振荡器晶体1与放大器配置11，49和64的互联中满足振荡条件的振荡器晶体1的所有的谐振频率中只选择想要的谐振频率以及抑制所有不想要的谐振频率。作为放大器配置11，49和64与振荡器晶体1的幅度-频率特性和/或相位频率特性的函数，带通滤波器配置18的幅度-频率特性和/或相位频率特性经过调整，使得仅对于选定的振荡器晶体谐波满足振荡器电路作为整体的振荡条件，即，振荡的相位和/或增益条件，以及阻止不想要的谐振频率的振荡条件被满足。这样选择的振荡器晶体1的谐波形成高频电磁振荡，其可在带通滤波器配置18的输出端处得到。

如图10所示的带通滤波器配置18的三级设计使得能用带通级70，71和72进行设计，它们的质量低于带通滤波器配置18中单个带通级的质量。由此可以做到的是，三个带通级的功耗(因而也是带通滤波器配置18的总体功耗)可低于具有单个高质量的带通级的带通滤波器配置18的情形。然而，对于带通滤波器70，71和72的这个设计，主要通过带通滤波器配置18的相位频率特性阻止满足振荡条件；即，振荡器电路的振荡的相位条件只在选定的振荡器晶体1谐波范围中被满足，以及在放大器配置11，49和64与振荡器晶体1的其余谐振频率上不满足。另一方面，这样设计的带通滤波器配置18的幅度-频率特性在频率上只呈现很小的改变，以使得振荡器电路振荡的增益条件在放大器配置11，49和64与振荡器晶体1与选定的振荡器晶体1谐波相邻的谐振频率范围中仍然得到满足。所以，这样设计的带通滤波器配置18的幅度频率特性本身不足以进行频率选择。

在按照图10的带通滤波器配置18中，第一带通级70配备有第一对称输入端73、第二对称输入端74、第一对称输出端75和第二对称输出端76。第二带通级71配备有第一对称输入端77、第二对称输入端78、第一对称输出端79和第二对称输出端80。第三带通级72配备有第一对称输入端81、第二对称输入端82、第一对称输出端83和第二对称输出端84。

第一带通级70的第一差分(或对称)输入端73形成带通滤波器配置18的第一对称输入端19。第一带通级70的第二差分(或对称)输入端74形成带通滤波器配置18的第一对称输入端20。第一带通级70的第一对称输出端75在第一接合点85处被连接到第二带通级71的第一对称输入端77。第一带通级70的第二对称输出端76在第二接合点86处被连接到第二带通级71的第二对称输入端78。第二带通级71的第一对称输出端79在第三接合点87处被连接到第三带通级72的第一对称输入端81。第二带通级71的第二对称输出端80在第四接合点88处被连接到第三带通级72的第二对称输入端82。第三带通级72的第一差分(或对称)输出端83形成带通滤波器配置18的第一对称输出端21。第三带通级72的第二差分(或对称)输入端84形成带通滤波器配置18的第二对称输出端22。

箭头27再次表示在显示的电路中信号流动的方向。

图11显示作为带通级实例的第一带通级70，其取自图10所示的带通滤波器配置18的实施例的例子。这个带通级70包括差分放大器电路，它包括第一场效应晶体管89和第二场效应晶体管90，它们通过互相链接它们的源极端把它们耦合在一起，以及它们在这个链路上还被耦合到第一恒流源92的第一端91。第一恒流源92的第二端93被链接到电源电压端45。第一带通级70的第一场效应晶体管89的漏极端形成第一带通级70的第二输出端76。第一带通级70的第二场效应晶体管90的漏极端形成第一带通级70的第一输出端75。

在第一带通级70中，第一差分输入端73经由第一高通电路被耦合到第一场效应晶体管89的栅极端。这个第一高通电路包括第一高通电容器94，第一差分输入端73经过它而与第一场效应晶体管89的栅极端；以及第一高通电阻95，它用第一端96连接到第一场效应晶体管89的栅极端。第二差分输入端74经由第二高通电路被耦合到第二场效应晶体管90的栅极端。这个第二高通电路包括第二高通电容器97，第二差分输入端74经过它而与第二场效应晶体管90的栅极端；以及第二高通电阻98，它用第一端99连接到第二场效应晶体管90的栅极端。第一高通电阻95和第二高通电阻98分别在它们的第二端100和101互相连接以及连接到直流偏压生成级103的输出端102。第一带通级70的直流偏压生成级103包括与第三场效应晶体管105串联连接的第二恒流源104，第三场效应晶体管105在它的栅极端与源极端之间被短路，其中这个串联电路被布置在电源电压端45与接地端8之间。第三场效应晶体管105的栅极端与漏极端的连接由此形成的直流偏压生成级103的输出端102，以便为高通电路提供直流偏压。

在图11显示的第一高通级70中，形成第二输出端76的第一场效应晶体管89的漏极端还经由第一低通电路被连接到接地端8，它形成载有第五参考电位(这里是地电位)的端子。形成第一带通级70的第一输出端75的第二场效应晶体管90的漏极端经由第二低通电路被连接到接地端8。第一低通电路包括包含第一低通电容106和第一低通电阻107的并联电路，以及第二低通电路包括包含第二低通电容108和第二低通电阻109的并联电路。低通电路形成包括带通级70的第一场效应晶体管89和第二场效应晶体管90的差分放大器电路的输出负载。

低通电容106，108不一定必须作为第一带通级70中--以及也在其余的带通级中--的明显的元件存在，但也可取低通电阻107，109的寄生电容的形式，或被连接到第一带通级70--例如在本例中的第二带通级71--的输出端75，76的下游电路级的输入阻抗。

由于高通电路和低通电路取RC网络的形式，因此在集成电路技术为基础的半导体上，将它们容易地与振荡器电路的其余半导体元件相组合。

图12示出了具体按照图8和9的放大器配置49和64(其具有泛音晶体形式的振荡器晶体1)和具体按照图10或11的带通滤波器配置18的转移函数实例示意图，以及示出了振荡器电路通过从带通滤波器配置18到放大器配置49和64的反馈所形成的总转移函数实例的示意图(这个示意图中图(a)到(c)部分的标题指的是“图12”)。

在图12的图(a)部分的上半部分中是放大器配置49和64与振荡器晶体1合在一起的相位-频率特性的例子，振荡器晶体1上谐振频率的基波位于16MHz处而三次谐波位于48MHz。图12中图(a)部分的下半部分绘出了以度(deg)为单位的相位(Phase)相对于以赫兹(Hz)为单位的对数频率尺度(freq)的曲线。图12中图(a)部分的下半部分示出了放大器配置11连同振荡器晶体1的相应的幅度-频率特性的例子，其中以dBV为单位的增益(Gain)相对于以赫兹(Hz)为单位的对数频率尺度(freq)绘制。明显地看到，特别是在图(a)部分下半部分的幅度-频率特性中，是放大器配置49和64中的偏移补偿装置52的高通响应。

在图12的图(b)部分的上半部分示出了为尺寸如图(a)部分所示的振荡器晶体1而设计的带通滤波器配置18的相位-频率特性的例子。在图12的图(b)部分的下半部分，也示出了以度(deg)为单位的相位(相位带通)相对于以赫兹(Hz)为单位的对数频率尺度(freq)而绘制的曲线。图12的图(b)部分的下半部分示出了带通滤波器配置18相应的幅度-频率特性，其中以dBV为单位的增益(Gain)相对于以赫兹(Hz)为单位的对数频率尺度(freq)绘制。明显地看到，在图(b)部分的下半部分的幅度-频率特性中，不管是对于振荡器晶体1的基波振荡还是第五次谐波，由带通滤波器配置18对放大器配置49和64的衰减都不适于避免作为一部分振荡条件的增益条件得到满足。相反，带通滤波器配置18的相位响应，即，相位-频率特性示出的为避免作为一部分振荡条件的增益条件得到满足所想要的和需要的特性在于，在振荡器晶体1的基波振荡频率处，相位大大地大于90°，在振荡器晶体1的三次谐波振荡频率处，相位约为0°，以及在振荡器晶体1的五次谐波频率处，相位足够得接近于-90°。为了使得这一点更清楚，在图(b)的上下部分标记出所用的频率，标记M4用于三次谐波，M5用于基波振荡，以及M6用于五次谐波。

对于上述例子，图12的图(c)部分在上半部分示出了放大器配置49和64连同振荡器晶体1与带有开放反馈环的带通滤波器配置18的相位-频率特性(Phase)，以及在下半部分示出了相应的幅度-频率特性(Gain)，在图12的图(c)部分的下半部分上的曲线同样以度(deg)为单位和以dBV为单位相对于赫兹(Hz)为单位的对数频率尺度(freq)绘制。

图13示出了图3所示按照本发明的振荡器电路实例的总转移函数的示意图，其振荡器晶体1具有泛音晶体形式，从带通滤波器配置18到放大器配置49和64发生了图12以示意图形式详细示出的反馈。(这个示意图中图(a)到(c)部分的标题指的是“图13”)。在图13的图(a)部分上示出了在作为例子显示的振荡器晶体1的基波振荡附近范围内来自图12的图(c)部分的总转移函数在16MHz处的细节。图13的图(b)部分示出了在作为例子显示的振荡器晶体1的三次谐波附近范围内在图12的图中(c)部分上的总转移函数在48MHz处的细节，以及图13的图(c)部分示出了在作为例子显示的振荡器晶体1的五次谐波附近范围内来自图12的图中(c)部分的总转移函数在80MHz处的细节。幅度-频率特性(Gain)的细节由此被显示于图(a)，(b)，(c)部分的上半部分，以及相位-频率特性(Phase)的细节被显示于图(a)，(b)，(c)部分的下半部分。在图12的图(a)，(b)，(c)部分的下半部分绘制了以dBV为单位的增益(Gain)和以度(deg)为单位的相位(Phase)相对于赫兹(Hz)为单位的对数频率尺度(freq)的曲线。

具体地从图13所显示的示意图可以看到，借助于将带通滤波器配置18与放大器配置49和64的下游连接，振荡的增益条件和相位条件只在图13的部分图(b)上用标记M1表示的想要的三次谐波处满足，并且在按照图13的部分图(a)的基波振荡处和在按照图13的部分图(c)的五次谐波处得不到满足。

图14示出了在按照本发明的振荡器电路中所用的简单变换器电路23的实例，变换器电路把差分信号变换成相对于带通滤波器的直流工作点并且优选地相对于作为整体的振荡器电路的直流工作点非对称地工作的电磁振荡。

为此，按照图14的变换器电路23包含具有源极端耦合的场效应晶体管110和111的差分放大器形式的输入级，被变换的差分信号从带通滤波器配置18的对称输出端21，22经由场效应晶体管110和111的栅极端提供到该差分放大器。第一场效应晶体管110的栅极端由此形成变换器电路23的第一差分输入端24，以及第二场效应晶体管111的栅极端形成变换器电路23的第二差分输入端25。变换器电路23的第一恒流源112通过第一端113连接到场效应晶体管110和111的源极端的接合点，以及通过第二端114连接到电源电压端45。第二场效应晶体管111的漏极端形成变换器电路23的输入级的第一输出端116，以提供变换器电路23的输入级的第一差分输出信号。第一场效应晶体管110的漏极端形成变换器电路23的输入级的第二输出端115，以提供变换器电路23的输入级的第二差分输出信号。

变换器电路23还包括第一电流镜像级，以便把在变换器电路23的输入级的第一输出端116处的第一差分输出信号镜像变换成第一中间信号。这个第一电流镜像级包括经由它们的栅极端耦合的第一和第二场效应晶体管117和118。第一电流镜像级的第一场效应晶体管117由此形成它的输入晶体管，以及在它的漏极和栅极端之间被短路。场效应晶体管117，118的源极端合在一起连接到接地端8。第二场效应晶体管118的漏极端形成变换器电路23的第一电流镜像级117，118的输出端119，在该输出端提供第一中间信号。

变换器电路23还包括第二电流镜像级，以便把在变换器电路23的输入级的第二输出端115处的第二差分输出信号镜像变换成第二中间信号。这个第二电流镜像级包括经由它们的栅极端耦合的第一和第二场效应晶体管120和121。第二电流镜像级的第一场效应晶体管120由此形成它的输入晶体管，以及在它的漏极和栅极端之间被短路。场效应晶体管120，121的源极端合在一起连接到接地端8。第二场效应晶体管121的漏极端形成变换器电路23的第二电流镜像级120，121的输出端122，在该输出端提供第二中间信号。

变换器电路23还包括第三电流镜像级，以便把在变换器电路23的第一电流镜像级117、118的第一输出端119处的第一中间信号镜像变换成第三中间信号。这个第三电流镜像级包括经由它们的栅极端耦合的第一和第二场效应晶体管123和124。第三电流镜像级的第一场效应晶体管123由此形成它的输入晶体管，以及在它的漏极和栅极端之间被短路。第三电流镜像级的场效应晶体管123，124的源极端合在一起连接到电源电压端45。第二场效应晶体管124的漏极端形成变换器电路23的第三电流镜像级123，124的输出端125，在该输出端提供第三中间信号。

最后，变换器电路23包括减法电路，用来从第三中间信号中减去第二中间信号，它取变换器电路23的第二电流镜像级120，121的输出端122与第三电流镜像级123，124的输出端125之间的电流节点126的形式。这个电流节点126经由输出驱动器电路12耦合到变换器电路23的输出端26，以便放大和提供相对于直流工作点非对称地运行的电磁振荡。

在提供的差分输入信号具有足够高的增益的情况下，图14显示的变换器电路23将差分输入信号变换成至少基本上为方波的信号，该信号在由带有场效应晶体管的设计确定的两个电压电位之间切换，如果所使用的场效应晶体管是CMOS型，则该方波信号也称为具有CMOS电平的“数字非对称工作信号”。

然而，结果是在这种电路的情形下，第三电流镜像级的场效应晶体管123和124的栅极端的接合点在工作时只有相对较低的电压摆动。这个电压向高的电压电平的摆动受限于场效应晶体管123的阈值。这个电压向低的电压电平的摆动受限于这个第一场效应晶体管123的设计和流过变换器电路23的第一电流镜像级的第二场效应晶体管118的电流的最高可能数值。当在变换器电路23的第二差分输入端25处的电压电位假设为最小的数值以及同时变换器电路23的第一差分输入端24处的电压电位假设为最大的数值时，流过变换器电路23的第一电流镜像级的第二场效应晶体管118的电流最大。

由于变换器电路23的第三电流镜像级的场效应晶体管123和124的栅极端的接合点处的所述的电压摆动受到相对较窄的限制，第二场效应晶体管124在第三电流镜像级123，124的第一场效应晶体管123的栅极端的接合点处的最高可能的电压电位上仅仅缓慢地和不完全地释放能量，所以构成第二中间信号的电流有延迟地而非立即地运行于变换器电路23的第三电流镜像级的第二场效应晶体管124的高阻抗上，当变换器电路23的第二差分输入端与第一差分输入端24的电位差趋向为正时，该电流使变换器电路23的电流节点126放电。相应地，形成第二中间信号的电流不仅担负重新充电电流节点126的任务，而且这个电流的一部分也作为逆向(cross)电流流过所述第二场效应晶体管124。结果，电流节点126的放电被延缓。

当变换器电路23的第二差分输入端25与第一差分输入端24处之间的电位差趋向于变为正值时，在第三电流镜像级的场效应晶体管123和124的栅极端的接合点处的、向低电压电位摆动受限的电压摆动导致的情形是，第二场效应晶体管124仅仅延时地而不是立即地增加能量，以及在栅极端处电压电位最低时，这个第二场效应晶体管124仅仅以减速度充电电流节点126。

所述的过程导致的情形是，电流节点126处信号的边缘陡度以及由此在变换器电路23的输出端26处输出的电磁振荡(其欲形成至少基本是方波的信号)的边缘陡度相对较小。结果是这个相对较小的边缘陡度所起的作用是，促使上述干扰在变换器电路23的输出端26处输出“抖动”增加的电磁振荡

图15示出了变换器电路128的一个实例的电路示意图，其对按照图14的变换器电路23作了改进并且用于按照本发明的振荡器电路以将差分信号转换为非对称工作的电磁振荡。图14所示的单元以相同的标号表示。

在改进的变换器电路128中，第三电流镜像级123，124与在第三电流镜像级123，124的输入臂中配备有第一共阴共栅场效应晶体管129的辅助接通级相耦合。为此，这个第一共阴共栅场效应晶体管129通过其漏极-源极路径与第三电流镜像级123，124的第一场效应晶体管123的漏极-源极路径串联连接，其中第一场效应晶体管123的漏极端被连接到第一共阴共栅场效应晶体管129的源极端，以及第一共阴共栅场效应晶体管129的漏极端被连接到变换器电路128的第一电流镜像级117，118的输出端119。第三电流镜像级123，124的第一场效应晶体管123的栅极端现在被连接到第一共阴共栅场效应晶体管129的漏极端。

另外，在改进的变换器电路128中，第三电流镜像级123，124与辅助关断级相耦合。这包括带有被连接在电源电压端45与接地端8之间的串联电路的第一级联级，该串联电路包括第一场效应晶体管130、具有场效应晶体管形式的第四电流镜像级的输入晶体管131以及在第四电流镜像级的输入臂中的第二共阴共栅场效应晶体管132。第一级联级的第一场效应晶体管130被插入到第二电流镜像级120，121，它的源极端被连接到接地端8，以及它的栅极端被连接到变换器电路128的第二电流镜像级120，121的第一场效应晶体管120的栅极端，以及连同这个第二电流镜像级120，121一起，利用变换器电路128的输入级110，111的第二差分输出信号进行工作。第一级联级的第一场效应晶体管130由此在它的漏极端处传递第四中间信号，它至少在一定程度上基本上正比于第二中间信号。第二共阴共栅场效应晶体管132通过其漏极-源极路径被串联连接到第四电流镜像级的输入晶体管132的漏极-源极路径，其中第四电流镜像级的输入晶体管131的漏极端被连接到第二共阴共栅场效应晶体管132的源极端。第四电流镜像级的输入晶体管131的栅极端被连接到第二共阴共栅场效应晶体管132的漏极端。

在改进的变换器电路128的辅助关断级中的第四电流镜像级被提供来把由第一串接级的第一场效应晶体管130传递的第四中间信号变换成第五中间信号以及把它馈送到第三电流镜像级123，124，以及它包括具有场效应晶体管的形式的输入晶体管131，用来传递第四中间信号，以及具有场效应晶体管的形式的输出晶体管133，用来传递第五中间信号。第四电流镜像级131，133的输入晶体管131和输出晶体管133通过它们的栅极端被连接在一起。而且，第四电流镜像级131，133的输入晶体管131和输出晶体管133通过它们的源极端被连接到电源电压端45。第四电流镜像级131，133的输出晶体管133的漏极端被连接到第三电流镜级123，124的栅极端。

最后，在改进的变换器电路128中，共阴共栅放大器偏压生成电路被提供来把公共共阴共栅放大器偏压分别传递到第一和第二共阴共栅场效应晶体管129和132连接在一起的栅极端。这个共阴共栅放大器偏压生成电路包括包含第一场效应晶体管134、第二场效应晶体管135和第二恒流源136的串联电路。这个串联电路被布置在载有第六参考电位(这里为地电位)的端子(这里为接地端8)与载有第七参考电位(这里为电源电压)的端子(这里为电源电压端45)之间。这个第一场效应晶体管134由此通过它的漏极端被连接到第二场效应晶体管135的源极端。这个第一和这个第二场效应晶体管134，135的栅极端互相连接，并连接到这个第二场效应晶体管135的漏极端，连接到第二恒流源136的第一端，以及被连接到第一和第二共阴共栅场效应晶体管129和132的栅极端，以便传递公共共阴共栅放大器偏压。共阴共栅放大器偏压生成电路的第一场效应晶体管134的源极端被连接到电源电压端45，以及第二恒流源136的第二端子被传递到接地端。

按照图15的改进的变换器电路128减小所述的干扰影响，以及提高在电流节点126处信号的边缘陡度，也即在变换器电路128的输出端处传递的电磁振荡的边缘陡度，这样，在工作时提高了在第三电流镜级的场效应晶体管123和124的栅极端的接合点处信号的边缘陡度。改进的变换器电路128的第一共阴共栅场效应晶体管129提高了由变换器电路128的第一电流镜像级117，118的第二场效应晶体管118载送的电流(即，第一中间信号的电流)的负载阻抗，以及由此导致向较低的电压电平的增加的电压摆动以及提高了在第三电流镜像级123，124的场效应晶体管123和124的栅极端的接合点处衰变信号的边缘陡度，由此，更快地以较低的阻抗向变换器电路128的第三电流镜级123，124的第二场效应晶体管124赋能。

通过辅助关断级的第四电流镜像级131，133的输出晶体管133及在第四电流镜像级131，133的晶体管131，133耦合在一起的栅极端处的控制信号(其经由第一级联的级130，131，132变陡)，实现了变换器电路128的第三电流镜像级123，124的第二场效应晶体管124的快速、陡峭的关断。通过第四电流镜像级131，133的输出晶体管133，第三电流镜像级123，124的栅极端的接合点被充电到电源电压端45的正电源电压，以及第三电流镜像级123，124的第二场效应晶体管124被切换到非常高的电阻率，这样，第二电流镜像级120，121的第二场效应晶体管121可以尽可能快速地放电电流节点126。共阴共栅放大器偏压分别由第一和第二场效应晶体管134，135以及由来自改进的变换器电路128的共阴共栅放大器偏压生成电路的第二恒流源136的恒定电流设置。在它的输出端26处，改进的变换器电路128传递极好的方波信号，它在电源电压与地电平之间切换，该方波信号也称为“具有CMOS电平的数字非对称工作信号”。

上述所有的电路配置可以以CMOS工艺或N-阱/P阱工艺构建。当然也可以采用nMOS晶体管与pMOS晶体管互换的具有平衡的供电电位的互补结构。

曲线图标题

图7

标题：根据图7的放大器原理的转移函数

泛音

基音

图12

标题：放大器的转移函数，带通和总转移函数

放大器

偏移补偿

带通转移函数

总转移函数

图13

标题：根据图4的带有开放式振荡器环的总转移函数

基音

泛音

参考数字列表

1    振荡器晶体

2    倒相放大器4的输入端

3    倒相放大器4的输出端

4    倒相放大器

5    负载电阻

6    在放大器4的输入端2与接地端8之间的电容

7    在放大器4的输出端3与接地端8之间的电容

8    接地端

9    (LC串联谐振电路的)谐振电路电容

10   (LC串联谐振电路的)谐振电路电感

11   按照图6的放大器配置

12   放大器配置11，49和64的第一对称(差分)输入端

13   放大器配置11，49和64的第一对称(差分)输入端

14   放大器配置11，49和64的第一对称(差分)输入端

15   放大器配置11，49和64的第一对称(差分)输入端

16   振荡器晶体1的第一端

17   振荡器晶体1的第二端

18   带通滤波器配置18

19   带通滤波器配置18的第一对称输入端

20   带通滤波器配置18的第二对称输入端

21   带通滤波器配置18的第一对称输出端

22   带通滤波器配置18的第二对称输出端

23   变换器电路

24   变换器电路23和128的第一差分输入端

25   变换器电路23和128的第二差分输入端

26   变换器电路23和128的输出端

27   显示振荡器电路中信号流方向的箭头

28   在振荡器晶体1(基波振荡)的等效网络图中的电容

29   在振荡器晶体1(基波振荡)的等效网络图中的电感

30   在振荡器晶体1(基波振荡)的等效网络图中的欧姆电阻

31   在振荡器晶体1的等效网络图中的端电容

32   在振荡器晶体1(三次谐波)的等效网络图中的电容

33   在振荡器晶体1(三次谐波)的等效网络图中的电感

34   在振荡器晶体1(三次谐波)的等效网络图中的欧姆电阻

35   在振荡器晶体1(五次谐波)的等效网络图中的电容

36   在振荡器晶体1(五次谐波)的等效网络图中的电感

37   在振荡器晶体1(五次谐波)的等效网络图中的欧姆电阻

38   放大器配置11，49和64的差分输入级的第一场效应晶体管

39   放大器配置11，49和64的差分输入级的第二场效应晶体管

40   第一场效应晶体管38的源极端

41   第二场效应晶体管39的源极端

42   恒流源

43   恒流源42的第一端

44   恒流源42的第二端

45   电源电压端

46   连接到第一场效应晶体管38的第一输出负载晶体管

47   连接到第二场效应晶体管39的第二输出负载晶体管

48   用于输出负载晶体管46和47的控制电压端

49   按照图8的改进的放大器配置

50   在改进的放大器配置49中的控制电压生成级

51   在改进的放大器配置49中的工作点调整级

52   在改进的放大器配置49中的偏移补偿装置

53   被连接到电源电压端45的控制电压生成级50的恒流源54的端子

54   控制电压生成级50的恒流源

55   被桥接在其漏极与栅极端之间的、控制电压生成级50的场效应晶体管

56   控制电压生成级50的另一个场效应晶体管

57   控制电压生成级50的平滑电容

58   工作点调整级51的第一场效应晶体管

59   工作点调整级51的第二场效应晶体管

60   第一高通电路的欧姆电阻

61   第一高通电路的电容

62   第二高通电路的欧姆电阻

63   第二高通电路的电容

64   按照图9的改进的放大器配置

65   在按照图9的改进的放大器配置64中的辅助启动电路

66   辅助启动电路65的第一场效应晶体管

67   辅助启动电路65的第二场效应晶体管

68   辅助启动电路65的启动信号输入端

69   辅助启动电路65的延时级

70   按照图10的带通滤波器配置18的第一带通级

71   按照图10的带通滤波器配置18的第二带通级

72   按照图10的带通滤波器配置18的第三带通级

73   第一带通级70的第一对称输入端

74   第一带通级70的第二对称输入端

75   第一带通级70的第一对称输出端

76   第一带通级70的第二对称输出端

77   第二带通级71的第一对称输入端

78   第二带通级71的第二对称输入端

79   第二带通级71的第一对称输出端

80   第二带通级71的第二对称输出端

81   第三带通级72的第一对称输入端

82   第三带通级72的第二对称输入端

83   第三带通级72的第一对称输出端

84   第三带通级72的第二对称输出端

85   在75与77之间的第一接合点

86   在76与78之间的第二接合点

87   在79与81之间的第三接合点

88   在80与82之间的第四接合点

89   第一带通级70的第一场效应晶体管

90   第一带通级70的第二场效应晶体管

91   恒流源92的第一端

92   第一带通级70的第一恒流源

93   恒流源92的第二端

94   第一带通级70的第一高通电路的第一高通电容

95   第一带通级70的第一高通电路的第一高通电阻

96   第一高通电路(第一带通级70)的第一高通电阻95的第一端

97   第一带通级70的第二高通电路的第二高通电容

98   第一带通级70的第二高通电路的第二高通电阻

99   第二高通电路(第一带通级70)的第二高通电阻99的第一端

100  第一高通电路(第一带通级70)的第一高通电阻95的第二端

101  第二高通电路(第一带通级70)的第二高通电阻98的第二端

102  第一带通级70的直接偏压生成级103的输出端

103  第一带通级70的直接偏压生成级

104  第一带通级70的直接偏压生成级103的第二恒流源

105  第一带通级70的直接偏压生成级103的第三场效应晶体管

106  第一带通级70的第一低通电路的第一低通电容

107  第一带通级70的第一低通电路的第一低通电阻

108  第一带通级70的第二低通电路的第二低通电容

109  第一带通级70的第二低通电路的第二低通电阻

110  变换器电路23和128的输入级的第一场效应晶体管

111  变换器电路23和128的输入级的第二场效应晶体管

112  变换器电路23和128的第一恒流源

113  变换器电路23和128的第一恒流源112的第一端

114  变换器电路23和128的第一恒流源112的第二端

115  变换器电路23和128的输入级的第二输出端

116  变换器电路23和128的输入级的第一输出端

117  变换器电路23和128的第一电流镜像级117，118的第一场效应晶体管

118  变换器电路23和128的第一电流镜像级117，118的第二场效应晶体管

119  变换器电路23和128的第一电流镜像级117，118的输出端

120  变换器电路23和128的第二电流镜像级120，121的第一场效应晶体管

121  变换器电路23和128的第二电流镜像级120，121的第二场效应晶体管

122  变换器电路23和128的第二电流镜像级120，121的输出端

123  变换器电路23和128的第三电流镜像级123，124的第一场效应晶体管

124  变换器电路23和128的第三电流镜像级123，124的第二场效应晶体管

125  变换器电路23和128的第三电流镜像级123，124的输出端

126  变换器电路23和128的电流节点(减法电路)

127  变换器电路23和128的输出驱动器电路

128  改进的变换器电路

129  改进的变换器电路128的第一共阴共栅场效应晶体管

130  改进的变换器电路128的辅助关断级的第一级联级的第一场效应晶体管

131  改进的变换器电路128的辅助关断级的第四电流镜像级131，133的输入晶体管

132  改进的变换器电路128的辅助关断级的第四电流镜像级131，133的输入臂中的第二共阴共栅场效应晶体管

133  改进的变换器电路128的辅助关断级的第四电流镜像级131，133的输出晶体管

134  改进的变换器电路128的共阴共栅偏压生成级的第一场效应晶体管

135  改进的变换器电路128的共阴共栅偏压生成级的第二场效应晶体管

136  改进的变换器电路128的共阴共栅偏压生成级的第二恒流源

Claims (21)

1.一种生成高频电磁振荡的振荡器电路，包括：

-具有一对对称输入端和一对对称输出端的放大器配置，所述一对对称输入端也被称作差分输入端，所述一对对称输出端也称作差分输出端，

-振荡器晶体，其端子连接到放大器配置的一对对称输出端，

-带通滤波器配置，通过一对对称输入端被连接到振荡器晶体的端子和与振荡器晶体相连的放大器配置的一对对称输出端，以及通过一对对称输出端被耦合回放大器配置的一对对称输入端，该振荡系统的反馈回路是闭合的，

其中，通过对带通滤波器配置的幅度-频率特性和/或相位-频率特性作为放大器配置与振荡器晶体的幅度-频率特性和相位-频率特性的函数来进行调节，使得仅有该振荡器晶体的一个选定的谐波的振荡条件得到满足，并且可在带通滤波器配置的输出端得到由该振荡器晶体的选定的谐波形成的高频电磁振荡。

2.如权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，放大器配置被设计成用于处理相对于第一参考电位对称地运行的电磁振荡，即差分信号。

3.如权利要求2所述的振荡器电路，其特征在于，放大器配置包括一个差分放大器电路，它配备有在其源极端被耦合的两个场效应晶体管，它们的每一个栅极端与放大器配置的一个差分输入端相耦合，其中每个场效应晶体管的漏极端形成该放大器配置的一个差分输入端，每个差分输出端还经由负载路径被耦合，该负载路径包括至少一个被称为输出负载晶体管的场效应管，其一端载有第二参考电位。

4.如权利要求3所述的振荡器电路，其特征在于，放大器配置包括控制电压生成级，用于生成加到输出负载晶体管的栅极端的控制电压。

5.如权利要求4所述的振荡器电路，其特征在于，担制电压生成级包括串联电路，该串联电路包括恒流源和被桥接在其漏极端与栅极端之间的场效应晶体管。

6.如权利要求5所述的振荡器电路，其特征在于，放大器配置包括具有三个场效应晶体管的工作点调整级，其第一场效应晶体管被布置在第一负载路径上，第二场效应晶体管被布置在第二负载路径上，每个场效应晶体管与在那里的输出负载晶体管串联连接，以及第三场效应晶体管与一个包括控制电压生成级的恒流源和场效应晶体管的串联电路串联连接，其中工作点调整级的三个场效应晶体管的第一个场效应晶体管的栅极端被连接到放大器配置的第一个差分输出端，工作点调整级的三个场效应晶体管的第二个场效应晶体管的栅极端被连接到放大器配置的第二个差分输出端，工作点调整级的三个场效应晶体管的第三个场效应晶体管的栅极端被连接到输出负载晶体管的栅极端，以及其中工作点调整级的三个场效应晶体管通过它们的源极端被路由到载送第二参考电位的端子。

7.如权利要求3所述的振荡器电路，其特征在于，放大器配置包括偏移补偿装置，它包括在以下端子之间的高通电路：

-放大器配置的每个差分输入端，

-与这个差分输入端相耦合的放大器配置所包括的差分放大器电路的场效应晶体管的栅极端，

-由所述场效应晶体管的漏极端形成的差分输出端，

其中限制频率比起振荡器电路的频率工作范围来说是小的。

8.如权利要求7所述的振荡器电路，其特征在于，每个高通电路包含电容，放大器配置的差分输入端经由该电容与放大器配置所包括的差分放大器电路的差分输入端相耦合，以及每个高通电路还包含欧姆电阻元件，放大器配置所包括的差分放大器电路的场效应晶体管的栅极端经由该电阻与由这个场效应晶体管的漏极端形成的放大器配置的差分输出端相耦合。

9.如权利要求3所述的振荡器电路，其特征在于，该放大器配置与一个辅助启动电路相耦合，借助于该辅助启动电路，在当振荡器电路处于运行状态的预定间隔期间，一个差分电压被提供到放大器配置所包括的差分放大器电路的场效应晶体管的栅极端，这些场效应管在它们的源极端相耦合。

10.如权利要求9所述的振荡器电路，其特征在于，辅助启动电路包括：

-第一场效应晶体管，它被布置在放大器配置所包括的差分放大器电路的耦合于其源极端的第一场效应晶体管的栅极端与第三参考电位之间；

-第二场效应晶体管，它被布置在放大器配置所包括的差分放大器电路的耦合于其源极端的第二场效应晶体管的栅极端与第三参考电位之间；

-启动信号输入端，用于在振荡器电路处于运行状态时提供至少一个呈脉冲形状或阶梯形状的启动信号；

-延时级；

其中该启动信号输入端直接与该辅助启动电路的第一场效应晶体管的栅极端相耦合，以及经由该延时级与辅助启动电路的第二场效应晶体管的栅极端相耦合。

11.如权利要求2所述的振荡器电路，其特征在于，振荡器晶体采取二端网络的形式，以及其中一端连接到放大器配置的一对差分输出端中的一个输出端，以便以差分信号的形式提供由放大器配置发射出的电磁振荡。

12.如权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，带通滤波器配置被设计成用于处理相对于第四参考电位对称地运行的电磁振荡(被称为差分信号)。

13.如权利要求12所述的振荡器电路，其特征在于，带通滤波器配置通过它的差分输入端连接到放大器配置的一对差分输出端，所述一对差分输出端被连接到振荡器晶体的端子，以及通过它的差分输出端连接到放大器配置的一对差分输入端。

14.如权利要求13所述的振荡器电路，其特征在于，带通滤波器配置被设计成具有至少两个带通级的级联连接。

15.如权利要求14所述的振荡器电路，其特征在于，带通级被设计成其每个带通级有一个差分放大器，该差分放大器具有耦合于源极端的两个场效应晶体管，以及带有一对差分输入端和一对差分输出端，其中每个差分输入端经由一个高通电路耦合到一个场效应晶体管的一个栅极端，以及场效应晶体管的每个漏极端形成带通级的一个差分输出端，该每个漏极端还经由一个低通电路被连接到载有第五参考电位的端子，其中被布置成级联连接的第一带通级的差分输入端形成带通滤波器配置的差分输入端，这些差分输入端被连接到振荡器晶体的端子，以及其中被布置成级联连接的最后一个带通级的差分输出端形成带通滤波器配置的差分输出端，这些差分输出端被连接到放大器配置的差分输入端。

16.如权利要求15所述的振荡器电路，其特征在于，该高通电路和/或低通电路被设计为RC网络。

17.如权利要求16所述的振荡器电路，其特征在于，RC网络配备有可切换的欧姆电阻。

18.如权利要求17所述的振荡器电路，其特征在于，包含一微调电路，它通过一个基准电阻来微调RC网络中的可切换欧姆电阻的电阻值。

19.如权利要求12所述的振荡器电路，其特征在于一个与带通滤波器配置的一对差分输出端耦合的变换器电路，该变换器电路用于把由这些差分输出端发出的差分信号变换成相对于第四参考电位非对称地运行的电磁振荡。

20.如权利要求19所述的振荡器电路，其特征在于，变换器电路包括：

-输入级，被设计为具有在其源极端被耦合的场效应晶体管的差分放大器，在该源极端上提供要被变换的差分信号；

-第一电流镜像级，被设计成用经由其栅极端进行耦合的场效应晶体管来把变换器电路的输入级的第一差分输出信号镜依变换成第一中间信号；

-第二电流镜像级，被设计成用经由其栅极端进行耦合的场效应晶体管来把变换器电路的输入级的第二差分输出信号镜像变换成第二中间信号；

-第三电流镜像级，被设计成用经由其栅极端进行耦合的场效应晶体管来把变换器电路的输入级的第三差分输出信号镜像变换成第三中间信号；

-减法电路，被设计为一个用于从第三中间信号减去第二中间信号的电流节点，；

-输出驱动电路；

其中第三电流镜像级还与以下电路耦合：

-具有位于第三电流镜像级输入臂中的具有第一共阴共栅场效应晶体管的辅助接通级；

-辅助关断级，包括：

·具有串联电路的第一级联级，包括：

第一场效应晶体管，它被引入到第二电流镜像级并通过变换器电路输入级的第二差分生成信号而与第二电路镜像级一起操作，从而发出第四中间信号，该中间信号至少在某些分段上正比于第二中间信号；

第四电流镜像级的输入晶体管，其被设计为场效应晶体管；

·在第四电流镜像级输入臂中的第二共阴共栅场效应晶体管；

-第四电流镜像级，把第四中间信号变换成第五中间信号，以及把它提供到第三电流镜像级，该第四电流镜像级包括：

用于提供第四中间信号的输入晶体管，其被设计为场效应晶体管；

用于发出第五中间信号的输出晶体管，其被设计为场效应晶体管；

其中，提供一个共阴共栅偏压生成电路以便把公共的共阴共栅放大器偏压提供到第一和第二共阴共栅场效应晶体管的耦合在一起的栅极端。

21.如权利要求20所述的振荡器电路，其特征在于，该共阴共栅放大器偏压生成电路包括一个串联电路，它包括第一和第二场效应晶体管和恒流源，恒流源被布置在载有第六参考电位的端子与载有第七参考电位的端子之间，其中这个第一场效应晶体管通过它的漏极端连接到第二场效应晶体管的源极端，以及这个第一和这个第二场效应晶体管的栅极端互相连接，并被连接到第二场效应晶体管的漏极和第一与第二共阴共栅场效应晶体管的栅极端，以提供公共的共阴共栅放大器偏压。

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