CN100481988C - 使用波束的时隙码分多址系统中分配资源于使用者 - Google Patents

Abstract

本发明包括关于码分多重通信系统中时隙分派的多个具体实施例。其中某些具体实施例是有关于固定式波束，且其它者则有关于适应性阵列。固定式波束者之一具体实施例是通过先侦测出具有最佳接收品质的一波束，且由该波束中选择出最佳时隙，以达成分派时隙。另一固定式波束具体实施例是在多个波束中决定最佳的一时隙或数个时隙，且决定总体最佳的波束/时隙组合。另一固定式波束具体实施例是使用一经修饰的干扰因子。利用适应性阵列的上连的一具体实施例是使用一空间分析阶段、及接续着的一传输功率位准估计阶段，而可决定关连于每一时隙的一总干扰位准、且可决定具有最佳总体品质的一时隙。关于下连的另一具体实施例是将上连的空间分析及时隙分派应用于下连。下连的另一具体实施例是利用一空间与传输功率位准估计阶段。对于适应性阵列，不论是否已估计每一使用者的路径损失、且不论是否已接收到来自每一使用者的信号，皆可决定时隙分派。

Description

使用波束的时隙码分多址系统中分配资源于使用者

技术领域

本发明有关一种时隙码分多址通信系统。明确地，本发明是有关于在这种系统中的使用者时隙及波束分派。

背景技术

在码分多址(CDMA)通信系统中，除了使用不同频谱来通信以外，亦可通过用于传输通信的编码来分隔使用者的通信。在业已提出的第三代合作伙伴计画(3GPP)宽频码分多址(W-CDMA)通信系统中，使用者码包括一频道化码及信元特定扰码。其它标准中则利用相似的使用者配置、或服务特定频道化(亦称为展频)码。

在时隙CDMA通信系统中，亦可由时间来分隔通信。可在一个或更多时隙中，分派每一传输通信一个或更多编码。除了在一时分双工时隙系统中以外，亦可通过分派的时隙来分隔上连与下连。

在时隙CDMA系统中，码/时隙分派对该系统的效能极为重要。譬如相邻信元之间的干扰、外部干扰、及一信元内数个使用者之间的干扰等许多因素，皆可使一特殊使用者码/时隙分派的效能降级。

为了更进一步增加时隙CDMA系统的容量，因此在信元中使用多重天线的情形已逐渐成长。这种技术通常属于两类，即固定式与适应性波束形成(beamforming)。典型地，可产生每一波束，使得放射通信能量集中于一波束内，且该波束外的放射能量较低。位于该波束内的一使用者，将可轻易地侦测到该波束中所传输的通信，但该波束外的使用者则较少受到传送至该波束中使用者的信号所干扰。

在一固定式波束形成技术中，可将一信元的基地台的天线配置成，以固定式波束来传输通信。其中该波束是固定不动。在适应性波束形成中，波束是由适应性天线阵列形成，且是可改变者。适应性波束形成将允许波束随着信元负载的变化、或随着使用者在一信元内的运动而运动。

波束形成可允许较优地区分各个系统使用者。不仅可通过一时隙及信元来区别一信元中的数个使用者，且亦可通过波束来区别该者。假设可达成充份的隔离，则不同的使用者将可利用相同的编码，以增加该信元的容量。举例来说，一第一波束中的一使用者可具有与一第二波束使用者所具有者相同的编码及时隙分派。可由该使用者各别的波束来分隔其传输。

尽管波束允许额外地区别数个使用者，但分派的问题依然存在。在同一波束内、及位于波束边界上的个人将可互相干扰。信元周边处的使用者可能位于相邻信元的波束内，且因此而互相干扰。

缘是，亟需使这种系统中具备有效的时隙及波束分派方案。

发明内容

本发明包括关于分频多重通信系统中时隙分派的多个具体实施例。其中某些具体实施例是有关于固定式波束，且其它者则有关于适应性阵列。固定式者的一具体实施例是通过侦测出具有最佳接收品质的一波束，且由该波束选择出最佳时隙，以达成分派时隙。另一固定式波束具体实施例是在多个波束中决定最佳的一时隙或数个时隙，且决定总体最佳的波束/时隙组合。另一固定式波束具体实施例是使用一经修饰的干扰因子。利用适应性阵列的上连的一具体实施例是使用一空间分析阶段、及接续着的一传输功率位准估计阶段。可决定关连于每一时隙的一总干扰位准、且可决定具有最佳总体品质的一时隙。关于下连的另一具体实施例是将上连的空间分析及时隙分派应用于下连。下连的另一具体实施例是利用一空间与传输功率位准估计阶段。对于适应性阵列，可不论是否已估计每一使用者的路径损失、且不论是否已接收到来自一使用者的信号，皆可决定时隙分派。

附图说明

图1是将时隙分派予固定式波束的一具体实施例的流程图。

图2是利用图1中的流程图的一系统的简化图式。

图3是图1中的流程图的图解说明。

图4是将时隙分派予固定式波束的另一具体实施例的流程图。

图5是利用图4中的流程图的一系统的简化图式。

图6是图4中的流程图的图解说明。

图7是将时隙分派予固定式波束的另一具体实施例的流程图。

图8是图7中的流程图的图解说明。

图9是将时隙分派予适应性阵列系统来作上连的一具体实施例的流程图。

图10是利用图9中的流程图的一系统的简化图式。

图11是将时隙分派予适应性阵列系统来作下连的一具体实施例的流程图。

图12是利用图11中的流程图的一系统的简化图式。

图13是未使用关于上连分配的已知讯息的下连分配流程图。

图14是未使用关于下连分配的已知讯息的上连分配流程图。

图15是用于决定天线增益的流程图。

具体实施方式

尽管此中是结合了利用时分双工模式的第三代合作伙伴计画(3GPP)宽频码分多址(W-CDMA)系统来说明数个较佳具体实施例，但该具体实施例亦可应用于任何复合式码分多址(CDMA)/时分多址(TDMA)通信系统中。附带地，某些具体实施例亦可应用至譬如业已提出的3GPP W-CDMA分频双工(FDD)模式等通常使用波束形成的CDMA系统中。

此后，一无线传输/接收单元(WTRU)包括、但不限于一使用者终端设备、行动电话基地台、固定或运动式用户单元、呼叫器、或在一无线环境中操作的任何其它型式装置。当此后提到一基地台时，意指包括、但不限于基地台、节点B、网点(site)控制器、存取点、或一无线环境中的其它界面装置。

图1是在具有固定式波束的一信元中，用于一使用者的波束/时隙分派的流程图。以下将结合图2中的较佳简化的无线电网络控制器(RNC)30、基地台28、及WTRU 26来说明图1中的流程图，且以图3来图解该流程图。设于基地台28处的一固定式波束发射器/接收器40将利用其天线阵列34产生许多固定式波束，以用于该基地台的信元中的WTRU 26。初始时，在步骤20中，WTRU 26将使用一波束品质量测装置48来测量波束品质，尽管可通过众多不同的方法来实行该波束品质量测，但其中一方法是对所有或数个波束，测量基地台28中接收到的信号的接收信号功率。

在步骤22中，RNC 30中的一无线电资源管理(RRM)装置32，将可利用该波束品质量测结果来决定可使WTRU 26具有最佳品质的波束。如图3所示，WTRU26是测量波束1、波束2、及波束3的波束品质。波束1具有最佳品质(WTRU 26是位于其瞄准线中)，且为WTRU 26选择波束1。当选定波束后，在步骤24中，RRM装置32将在该选定的波束中决定最佳化的时隙来分派WTRU 26。一种用于决定最佳化时隙的方法是利用关于使用者所经历的路径损失、及在WTRU 26处所测量到的基地台28干扰等信息，来估计因加入使用者及其传输功率而可造成的系统噪声增加量。可选择一时隙，使传输功率得最小化。可通过出于譬如一非波束形成式传输的一波束形成式传输来决定路径损失，其中该非波束形成式传输可为譬如在一无线电信标频道上实施者。尽管以一非波束形成式频道来计算路径损失时，将在路径损失量测中引入额外的误差，但该误差通常仅有数分贝(dB)。该误差在波束中心(天线瞄准线)处将更小。结果，使用出于一非波束形成式频道的路径损失量测，仅对计算及时隙分派造成一微小伤害。如图3所示，波束1具有N个可利用的时隙TS 1至TS N。RRM装置32可利用时隙量测结果来决定最佳化的时隙。

WTRU 26具有一发射器(TX)44及一接收器(RX)46，以经由无线界面36通信。基地台28具有固定式波束TX 40及RX 42，以经由无线界面36通信，WTRU26处的一天线是用于接收及放射信号。

手机系统中可能发生的一情况为，可最佳利用的时隙可能并非位于最佳波束中。举例来说，图6中所示的WTRU 26可由波束1接收到较波束2者更远的外来信号，但基于波束负载、干扰、或其它理由，可能最好在波束2中分配时隙。这种问题在图6所示的波束交叉跨越处更为常见。使用图4中的流程图的方法时，无需尽力搜寻所有的时隙/波束组合，即可找到这种在非最强波束中的时隙。

图4是用于具有固定式波束的信元的波束/时隙分派流程图。以下将结合图5中的较佳简化的RNC 30、基地台28、及WTRU 26来解说图4中的流程图，且利用图6来图解该流程图。WTRU 26是使用一波束品质量测装置48来测量波束品质。步骤52中是根据可利用的波束的品质为顺序，来排列该波束。在步骤54中，可选择具有最高品质的波束的数量N，以用于时隙分派分析。可预先指定该数量N为譬如2，或该数量可为变量。一种使用一变量的方法，是选择具有超越一预定临界点的一品质的所有波束，且其中该临界点是相关于最高品质波束者。如图6所示，WTRU 26已识别出三个波束，即波束1、波束2、及波束3。选择具有最高品质的波束1及波束2等两波束来作为时隙分析之用。

在步骤56中，可对于每一个选定的波束，评估每一个可利用的时隙，以决定其时隙分配的品质。可通过选择(数个)时隙及波束，使得总传输功率或总干扰最小化，而达成一更加的选择。在步骤58中，可对每一波束决定具有最高时隙分配品质的该时隙，且与位于其它波束中者比较。可将最高时隙分配品质的波束、以及该波束的选定时隙分派予该WTRU。使用图6来作范例说明，可决定每一波束1及波束2的每一时隙的时隙分配品质。可对每一波束选择具有最高品质的时隙，譬如波束1选择TS 2，及波束2选择TS 3。可选择具有选定时隙、且其中该选定时隙是具有最高最高时隙分配品质者的波束来分派，譬如波束1选择TS 2。WTRU 26具有一TX 44及RX 46，且基地台28具有一固定式波束TX 40及RX 42，以经由无线界面36通信。

可通过在多个该最佳波束中选择(数个)最佳时隙来提供用于使时隙及波束选择最佳化的另一方法。可使用一组合的时隙/波束因子来选择具有最高总品质的时隙/波束组合。倘若需要多重时隙来支持通信，则可选择具有最高总品质的多重时隙/波束组合。当选择多重时隙时，该选定的时隙可来自不同波束。为了将资源分派予一WTRU的编码合成传输频道(CCTrCH)，可利用该时隙的总品质因子，在该时隙上实行一时隙选择算法。

图7是用于具有固定式波束的信元的波束/时隙分派流程图。以下将结合图5中的较佳简化的RNC 30、基地台28、及WTRU 26来解说图7中的流程图，且利用图8来图解该流程图。图7的方法可轻易地允许在多重波束上分派时隙。使用经较佳修饰的干扰因子将允许快速的评估所时隙/波束组合。可通过一波束品质量测装置48来决定每一可利用的波束的品质。在步骤62、64中，可排列该可利用的波束，且选择波束的数量以用于时隙分析。该波束数量可为一预定数量、超越一品质临界点的波束或所有可利用的波束的数量。如图8所示，WTRU 26是侦测波束1至波束M等M个波束，且选择所有M个以用于时隙分析。

在步骤66中，可对每一选定的波束列出可利用的时隙。如图8所示，其中显示出波束1至波束M等每一波束的时隙TS 1至TS N表列。可对每一时隙决定一品质因子。该品质因子将与该波束品质量测结合，以决定当时隙/波束组合分派予WTRU 26时的总品质。

一种较佳方法是使用一干扰量测值I_ns(对于波束n的时隙s)作为时隙品质度量，且使用波束的接收信号功率R_n(对于波束n)作为波束品质度量。可计算该干扰，以包括一估计的噪声增加量。在步骤68中，可将时隙s的干扰量测结果与波束品质的组合因子修饰为干扰量测值I_ns’。用于决定I_ns’的一较佳的方程式为第1方程式。

Ins′＝(1-α)Ins+α(Rk-Rn)               第1方程式

R_k是一参考用信号功率值，且α是一加权因子。R_k及α的值可根据实施及设计的考量而改变。

如图8所示的每一波束皆具有一相关的接收信号功率R₁至R_N。每一时隙皆具有一相关的干扰量测位准I₁₁至I_MN。可利用该时隙的干扰量测位准及该波束的接收信号功率，推导出每一时隙/波束组合的一修饰干扰因子I₁₁’至I_MN’，且该修饰干扰因子可用来选择。在步骤70中，可使用组合的时隙/波束因子来选择具有最高总品质的时隙/波束组合。

使用一适应性阵列方案的目的，在于为了将传输至一所需源头、及自该处接收到的能量最大化，且同时使传输至其它源头且自该处接收到的干扰最小化。可通过对传输至/来自多重天线组成成份的信号实施空间领域处理，以达成本目的。通过对非相关性路径置放零点(null)于传输及接收波束型态中、或对相关性路径产生相位抵销，即可将干扰最小化。自该阵列发射出、或由其接收的最大能量角度，即可视为该波束。

该阵列可达成本目的的能力将根据其孔隙(aperture)及其天线组成成份的数量而定。该孔隙是指示将一零点置放至接近波束中心处的能量。典型地，可将零点置放于波束宽度的0.5至2倍内。该零点的深度则是根据其空间位置而定。该天线组成成份的数量是指示可插入的独立零点的数量。典型地，可由E-1个天线来支持E个使用者。通常该组成成份是互相分隔半个波长。然而，多重路径将趋向使这种阵列的效能降级。

当传输功率或接收到的干扰最小化、或该两者皆最小化时，系统效能将得以最佳化。因此，结合一适应性天线的一明智的时隙分派，将可使系统效能最佳化。

图9是分派上连时隙予使用适应性天线阵列的系统时的流程图，且将结合图10中的简化的RNC 30、基地台28、及WTRU 26来解说该流程图。上连传输的时隙分配算法是由两个主要组成成份构成：一空间分析阶段及一最加化功率分配阶段。在一典型的情况下，一使用者的新实体频道将加至一时隙中的既存实体频道。较佳地，每一时隙的时隙选择算法是企图反复地决定全部使用者的最佳化传输功率及最终的最佳化天线复合增益，以使干扰最小化。可选择具有最小干扰的时隙。对于每一时隙的较佳算法如下：1)该空间分析阶段将由(全部信号及干扰的)每一源头决定有效的天线增益；2)该最佳化功率分配阶段将决定所有WTRU 26的传输功率及网络中的总集干扰位准；3)重复该程序，直到产生收敛或变化极小时为止。可依分配品质递减的顺序来配置该时隙，且实施一普通的时隙选择算法。

请回头参考图9，初始时是在步骤72中对于每一可利用的上连时隙，决定该时隙的适应性天线阵列34的天线型态。一种对于一特定时隙决定天线型态的方法是一以共变异(covariance)为基础的算法。以共变异为基础的算法是依据基地台接收器处的信号及干扰的一共变异矩阵。不同的以共变异为基础的算法是依据不同的准则，其中该准则通常是使上连干扰最小化者。上连干扰可包括信元内的干扰、以及来自譬如其它信元的基地台等其它干扰源者。以共变异为基础的算法可产生一组权值，以应用至该天线阵列。典型地，可由存在有干扰的接收信号推导出共变异矩阵。为了协助建构该矩阵，尽管可使用其它信号，但亦可使用一已知的训练(training)序列。由于典型地是在基地台(节点B)处获得共变异矩阵，因此通常是在基地台(节点B)处实行以共变异为基础的算法。

另一种对于一特定时隙决定天线型态的方法是以方向为基础的算法。该算法需要关于所有信号的抵达方向及相对功率、以及该信号的主要多重路径组成成份的已知讯息。适应性算法可用于该以方向为基础的方法中，且可依经验来将其行为模型化。缘是，将得以近似包括了多重路径效应的每一信号或干扰源的等效增益。由于该算法中并未使用相关性的信息，因此一以方向为基础的方法的一优点在于，可在接收到任何信号的前，即使用该算法。由于以方向为基础的算法是利用接收到的信号的强度及接收到的信号的抵达方向，因此典型地不在基地台(节点B)或RNC处实行该算法。

在对于一特定时隙决定了天线型态的后，将在步骤74中对每一使用者决定传输功率位准。一种用于决定传输功率位准的方法将说明如下，且使用在步骤72中由每一WTRU或节点B得知或估计得的天线增益。可由WTRU 26中的路径损失量测装置50决定路径损失，且由干扰量测装置86决定时隙中的干扰位准。

可决定每一WTRU 26(节点)的传输功率需求，以满足该节点的实体频道的信号对干扰比(S IR)需求。对于连结至基地台j(j＝1，2，…，N)的一WTRUk(k＝m_j-1+1，2，…，N)，可依照第2方程式来表示其SIR位准、即SIR_k(*)。

${\mathrm{SIR}}_k(\·)=\frac{L_{\mathrm{kj}}\·G_{\mathrm{kj}}{T}_u\left(k\right)}{N_0+\underset{h=1,h\∉\mathrm{\Ω}\left(j\right)}{\overset{m_N}{\mathrm{\Σ}}}{L}_{\mathrm{hj}}{G}_{\mathrm{hj}}\·T_u\left(h\right)+\mathrm{\α}\underset{h=1,h\∈\mathrm{\Ω}\left(j\right),h\≠k}{\overset{m_N}{\mathrm{\Σ}}}{L}_{\mathrm{hj}}{G}_{\mathrm{hj}}{T}_u\left(h\right)}$    第2方程式

对于一基地台j的k具有自m_j-1至m_j的一数值。m_j-1是连结至基地台j的第一个WTRU26，且m_j为最后一个。m_N是连结至第N个基地台的最后一个WTRU 26。j具有自1至N的一数值。N是当时所考虑的基地台数量。Ω(j)是连结至基地台j的一组WTRU 26。L_kj是WTRU k与基地台j之间的路径损失。G_kj是WTRU k在基地台j处的接收天线增益。α是在基地台接收器处的未经抵销的信元内能量所占的部份。T_u(k)是WTRU k的传输功率。N₀是用于补偿本方程式中未考虑到的噪声或干扰的一因子。

为了简化说明，假设每一WTRU 26皆具有一单一实体频道，然而本模型将可轻易地调整成适应每一WTRU 26具有多重频道的情况。SIR_k(·)可为多重路径组成成份的各别路径损失、及其各自增益的函数。

对所有WTRU 26的方程式，可依照第3方程式以矩阵型式表示。

T_u.A＝S(·)                  第3方程式

A是一m_N乘m_N矩阵。在矩阵A中，每一对角线元素(element)A_kk(1 km_N)是依照第4方程式。

A_kk＝L_kj(k∈Ω(j)，j＝1，2，..，N)               第4方程式

每一非对角线元素A_k1(k≠1，1k，1m_N)皆依照第5方程式。

$A_{k1}=\left\{\begin{array}{c}-\mathrm{\α}{\mathrm{SIR}}_k{L}_{\mathrm{lj}}{G}_{\mathrm{lj}},k\∈\mathrm{\Ω}\left(j\right),l\∈\mathrm{\Ω}\left(j\right)\\ -{\mathrm{SIR}}_k\·L_{\mathrm{lj}}{G}_{\mathrm{lj}},k\∈\mathrm{\Ω}\left(j\right),l\∈\mathrm{\Ω}\left(h\right),j\≠h\end{array}\right.$

                             第5方程式

T_u是一1乘m_N矩阵且依照第6方程式。

                           第6方程式

S(·)是依照第7方程式的一1乘m_N矩阵。

              第7方程式

可依照第8方程式来决定传输功率。

T_u＝S(·).A^-1                            第8方程式

当已对每一连结决定传输功率位准的后，可将新的传输功率位准用于空间分析算法中，以产生一更精细的天线型态，且提供一阵列加权装置84使用。反复地，可在步骤76中重复传输功率位准计算及空间分析算法。较佳地，可一再重复，直到最终改变小于一临界量为止。此时，将可停止该反复叠代动作。然而，为了节省处理资源，可仅实行一单一次或一预定次数的该反复叠代动作。

通过业已决定的T_u，每一基地台处的信元间干扰将依照第9方程式。

$I_j=\underset{h=1,h\∉\mathrm{\Ω}\left(j\right)}{\overset{m_N}{\mathrm{\Σ}}}{L}_{\mathrm{kj}}{G}_{\mathrm{kj}}\·T_u\left(h\right)$                          第9方程式

I_j是基地台j处的干扰位准。

可依照第10方程式来平均所有基地台上的干扰，以在分配该时隙时，作为良好程度的度量。

$\stackrel{\‾}{I}=(1/N)\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{I}_n$                                第10方程式

在步骤78中，RRM装置32将选择具有最低平均干扰扰I的(数个)时隙，以分派予WTRU 26的编码合成传输频道(CCTrCH)。基地台28具有一RX 42及TX 80，且WTRU 26具有一RX 46及TX 44，以经由无线界面36通信。

对于下连时隙分派，倘若上连与下连分派是呈对称，则可将上连与下连的频道相互作用性用于时隙分派。举例来说，倘若上连与下连的负载相同(每一使用者皆具有相同数量的上连资源单元及下连资源单元)。可使用预定的上连时隙分派及天线型态，以分派每一下连时隙类似于对应上连时隙者的一分派。可使用与对应上连时隙相同的天线组成成份权值来导向基地台传输阵列。结果，下连将可使用如同上连者一般的相同时隙分派及相同的天线组成成份权值。这种对称的时隙/天线组成成份权值配置，将可大幅减少下连时隙天线组成成份权值分派所需的处理量。

典型地，一对称的上连与下连时隙分派并不可行。举例来说，许多使用者的下连需要较上连者更多的资源，譬如下载资料时。附带地，在某些情况下，希望将时隙独立地分派予上连与下连。

一种决定导向向量的方法是利用频道相互作用性。尽管一WTRU 26的上连与下连频宽互异，但用于上连波束形成的权值可用于导向下连传输。缘是，对于每一使用者，可将用于上连的相同权值应用至下连传输。在这种方法中，可将每一使用者接收到的功率最佳化，但其它者接收到的干扰将无法最佳化。

图11是用于分派下连时隙、但未利用上连分派的流程图，且将结合简化的RNC 30、基地台28、及WTRU 26来解说该流程图。初始时是在步骤88中，对每一可利用的下连时隙，决定适应性阵列34的接收导向向量。

一种决定导向向量的方法是利用频道相互作用性。尽管一WTRU的上连与下连频宽互异，但于上连波束形成的权值可用于导引下连传输。缘是，对于每一使用者，可将用于上连的相同权值应用至下连传输。在这种方法中，可将每一使用者接收到的功率最佳化，但其它者接收到的干扰将无法最佳化。

另一种方法是使用一以方向为基础的算法。该以方向为基础的算法是利用关于WTRU信号的抵达方向、相对功率位准、及主要多重路径组成成份。可依经验来将其行为模型化。结果，可近似地得知，包括多重路径效应的每一信号或干扰源的等效增益。典型地可在基地台(节点B)及RNC处取得用于该以方向为基础的算法的信息。

在对于一特定时隙决定了导向向量的后，将在步骤90中对每一使用者决定传输功率位准。一种用于决定传输功率位准的方法将说明如下，且其是利用每一节点的已知或估计得的天线增益。可由路径损失量测装置50测量路径损失，且由干扰量测装置86测量时隙干扰位准。

可决定每一WTRU 26(节点)的传输功率需求，以满足该节点的实体频道的信号对干扰比(SIR)需求。一WTRU k是连结至一基地台j。对于WTRU k的SIR、即SIR_k(*)，可依照第11方程式。

${\mathrm{SIR}}_k(\·)=\frac{L_{\mathrm{kj}}\·G_{\mathrm{kj}}{T}_D(j,k)}{N_0+\underset{h=1,h\≠\left(j\right)}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{L}_{\mathrm{kh}}\underset{l\∈\mathrm{\Ω}\left(h\right)}{\mathrm{\Σ}}{G}_{\mathrm{hl}}\·T_D(h,l)+\mathrm{\α}{L}_{\mathrm{kj}}\underset{l\∈\mathrm{\Ω}\left(j\right),l\≠k}{\overset{m_N}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{\mathrm{jl}}{T}_D(j,l)}$    第11方程式

N是当时所考虑的基地台28数量。Ω(j)是连结至基地台j的一组WTRU26。L_kj是WTRU k与基地台j之间的路径损失。G_kj是在基地台j处、沿WTRU k方向上的传输天线增益。α是在WTRU接收器处的未经抵销的信元内能量所占的部份。T_D(i，k)是对于WTRU k的基地台j传输功率。

为了简化说明，假设每一WTRU 26皆具有一单一频道，然而本模型将可轻易地调整成适应每一WTRU 26具有多重频道的情况。SIR(*)可为多重路径组成成份的各别路径损失、及其各自增益的函数。

对所有WTRU 26的方程式，可依照第12方程式以矩阵型式表示。

T_u. B＝S’(·)                         第12方程式

B是一m_N乘m_N矩阵。在矩阵B中，每一对角线元素A_kk(1 k m_N)是依照第13方程式。

B_kk＝G_kjL_kj，k∈Ω(j)，j＝1，2，...，N  第13方程式

每一非对角线元素B_k1(k≠1，1 k，1 m_N)皆依照第14方程式。

$B_{k1}=\left\{\begin{array}{c}-\mathrm{\α}{\mathrm{SIR}}_k\′L_{\mathrm{kj}}{G}_{\mathrm{kj}},k\∈\mathrm{\Ω}\left(j\right),1\∈\mathrm{\Ω}\left(j\right),k\≠1\\ -{\mathrm{SIR}}_k\′\·L_{\mathrm{kh}}{G}_{\mathrm{kh}},k\∈\mathrm{\Ω}\left(j\right),1\∈\mathrm{\Ω}\left(h\right),h\≠j\end{array}\right.$             第14方程式

T_D是一1乘m_N矩阵且依照第15方程式。

T_D＝[T_D(1，1)T_D(1，2)...T_D(N，m_N)]            第15方程式

S’(·)是一1乘m_N矩阵且依照第16方程式。

                  第16方程式

由于该矩阵B恒具有一全秩(rank)，因此将存在有一逆矩阵B。缘是，可依照第17方程式来决定传输功率。

T_D＝S’(·).B^-1                                第17方程式

当已对每一连结决定传输功率位准的后，可将新的传输功率位准用于空间分析算法中，以产生一更精细的天线型态。反复地，可在步骤92中重复传输功率位准计算及空间分析算法。较佳地，可一再重复，直到最终改变小于一临界量为止。此时，将可停止该反复叠代动作。然而，为了节省处理资源，可仅实行一单一次或一预定次数的该反复叠代动作。

利用业已决定的T_D，每一基地台处的信元间干扰将依照第18方程式。

$I_k=\underset{h=1,h\∉\mathrm{\Ω}\left(j\right)}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{L}_{\mathrm{kh}}\·\underset{1\∈\mathrm{\Ω}\left(h\right)}{\mathrm{\Σ}}{G}_{\mathrm{hj}}\·T_D(h,1)$                            第18方程式

I_k是基地台j处的干扰位准。

可依照第19方程式来平均所有基地台上的干扰，以在分配该时隙时，作为良好程度的度量。

$\stackrel{\‾}{I}=(1/m_N)\underset{k=1}{\overset{m_N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\η}}_k{I}_k$                                   第19方程式

η是较佳地由优先度决定的一权值因子。

在步骤94中，RRM装置32将选择具有最低平均干扰I的时隙，以分派予WTRU 26的CCTrCH。基地台28具有一RX 42及TX 80，且WTRU 26具有一RX 46及TX 44，以经由无线界面36通信。

在某些应用中，对于大多数的WTRU 26与基地台28，其并非已知节点之间的路径损失。然而，对于加至其目标信元的WTRU而言，其间的路径损失是属已知。近似算法可用于这种情况中，其可通过以新进WTRU 26的已知路径损失为基础的一统计近似手法，来近似精准的总体干扰。

倘若上连分配为已知，则下连分配将可通过与已知路径损失的具体实施例者相同的方式来依从该上连分配。相似地，倘若下连分配为已知，则上连分配将可利用已知路径损失的具体实施例来依从该下连分配。

图13是未使用关于上连分配的已知讯息的下连分配流程图。倘若已知新进WTRU 26与其目标基地台28之间的路径损失，且先前已接收到所有的WTRU信号而使得该者的方向为已知，则可决定下连分配。以下将实行一反复叠代程序。步骤98中是利用新进WTRU 26的已知方向及假设的传输功率，来决定既存及新进WTRU 26的天线增益。在步骤100中，较佳地可考虑路径损失、使用者处的干扰、及需求的SIR，来计算新进WTRU的传输功率。估计传输功率时可考虑譬如最终波束宽度等适应性天线系统的因子。可根据该传输功率估计值为基础，来决定一精细且新的天线增益。接着，可在步骤102中，对所有既存的WTRU 26决定其新传输功率位准。在步骤104中，将再次决定新进WTRU 26的传输功率。估计传输功率时可考虑譬如最终波束宽度等适应性天线系统的因子。步骤106中将重复步骤102及104，直到其产生收敛或变化极小时为止。在步骤108中，将计算信元中的总传输功率、及选择具有最低总传输功率的时隙。

图14是未使用关于下连分配的已知讯息的上连分配流程图。倘若已知新进WTRU 26与其目标基地台28之间的路径损失，且先前已接收到所有的WTRU信号而使得该者的方向为已知，则使用一反复叠代程序。

步骤110中是利用新进WTRU 26的已知方向及假设的传输功率来决定既存及新进WTRU 26的天线增益。在步骤112中，较佳地是考虑路径损失、WTRU26者处的干扰、及需求的SIR，而利用天线增益来计算新进WTRU 26的传输功率位准。估计传输功率位准时可考虑譬如最终波束宽度等适应性天线系统的因子。根据传输功率为基础，可使该估计的天线增益精细化，且决定新的天线增益。在步骤114中，可对所有WTRU 26计算新的接收信号位准。在步骤116中，将再次决定新进WTRU 26的传输功率。估计传输功率位准时可考虑譬如最终波束宽度等适应性系统的因子。步骤118中将重复步骤114及116，直到其收敛或具有极小变化时为止。在步骤120中，将选择具有最低总接收信号位准的时隙。

亦可在接收到信号前即估计适应性天线的效能。在其中数个上述具体实施例中，必须在实际接收所有信号之前，先行估计一适应性天线接收或传输系统的效能。结果，一适应性天线算法将无法用于计算权值及推导天线增益。一变型方法将依照图15的流程图说明如下。

在步骤122中，具有相同于实际系统者的天线数量的一真实或仿真的适应性天线系统，将结合真实或仿真的信号，来决定每一WTRU 26的天线增益。典型地是形成一NM乘NM矩阵。N是WTRU 26的数量，且M是每一WTRU 26的最大路径数量。可使用已知的共变异矩阵或已知的抵达方向及天线增益来训练一大小为(NM)²的类神经网络。在步骤124中，该类神经网将可提供一等效天线增益的估计值。

Claims (13)

1.一种在使用数个固定式波束的时隙码分多址通信中分派时隙的方法，对于一给定的使用者，该方法包括：

测量每一该固定式波束的一品质；

选择该数个波束中具有一最高品质量测结果的一波束；

在该选定的波束中决定一最佳时隙，其中每一时隙的路径损失量测结果用作决定该最佳时隙的因子；及

将选定波束中该业已决定的最佳时隙分派予该给定使用者。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于测量每一该固定式波束的一品质的步骤是通过测量在每一波束上传输的信号的接收信号功率以及测量每一波束上的干扰而达成。

3.一种在使用数个固定式波束的时隙码分多址通信中分派时隙的方法，对于一给定的使用者，该方法包括：

测量每一该固定式波束的一品质；

根据每一该固定式波束的量测品质，来排列该固定式波束；

选定一数量的该已排列的固定式波束；

对每一该业已选定且排列的固定式波束，是根据一时隙分配品质为基础，而评估该业已选定且排列的固定式波束的每一时隙，且决定出每一该选定波束中的具有一最高时隙分配品质的时隙；

比较每一该选定波束中的具有该最高时隙分配品质的时隙，且决定出所有选定波束中具有最高时隙分配品质的时隙；及

将该决定出的所有选定波束中具有该最高时隙分配品质的时隙分派给该给定使用者、及将该分派的时隙的固定式波束分派予该给定使用者。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于该选定数量为2。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于该选定数量为一预定数量。

6.如权利要求3所述的方法，其特征在于该选定数量包括所有可利用的固定式波束。

7.如权利要求3所述的方法，其特征在于该选定数量是超越一预定品质临界点的固定式波束的数量。

8.如权利要求3所述的方法，其特征在于该时隙分配品质包括一时隙干扰量测结果。

9.一种在使用数个固定式波束的时隙码分多址通信中分派时隙的方法，对于一给定的使用者，该方法包括：

测量每一该固定式波束的一品质；

选定一数量的该固定式波束；

对每一该选定的固定式波束，在每一该选定固定式波束中决定每一时隙的一时隙品质，其中该时隙品质是利用该时隙对应的固定式波束品质量测结果及该时隙的一干扰位准来决定的一因子；及

将具有一最高时隙品质的时隙分派给该给定使用者、及将该被分派的时隙的固定式波束分派予该给定使用者。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于该选定数量为一预定数量。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于该选定数量包括所有可利用的固定式波束。

12.如权利要求9所述的方法，其特征在于该选定数量是超越一预定品质临界点的固定式波束的数量。

13.如权利要求9所述的方法，其特征在于该时隙品质是通过将一加权的固定式波束品质量测结果加入一加权的干扰位准中而决定。

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