CN100456607C - 升压型变换器的交叉调节控制方法 - Google Patents

Abstract

一种升压型变换器的交叉调节控制器，升压型变换器包含一第一开关元件、一第二开关元件、一第一输出电容、一第二输出电容，第一开关元件与第二开关元件串连连接于一第一节点，第一输出电容与第二输出电容串连连接于一第二节点，第一节点与第二节点直接电连接，交叉调节控制器包含：一第一输出电容电压反馈控制路径，反馈控制路径反馈第一输出电容的电压值与一参考电压进行比较，产生一第四电压，将第四电压转换产生一第二脉宽调变信号驱动第二开关元件；以及一第二输出电容电压反馈控制路径，反馈控制路径反馈第二输出电容的电压值与参考电压进行比较，产生一第三电压，将第三电压转换产生一第一脉宽调变信号驱动第一开关元件。

Description

升压型变换器的交叉调节控制方法

(1)技术领域

本发明有关一种升压型变换器的交叉调节控制方法，尤指应用于一三电位(three-level)的升压型变换器的交叉调节控制方法。

(2)背景技术

目前现有的三电位(three-level)升压型变换器为多电位变换器中最为简单的一种形式。图1为典型的三电位(three-level)升压型变换器电路示意图。其中Vin代表输入电压源，L为升压(boost)电感，S1和S2为功率开关元件(图中以MOSFET为例)，D1和D2为功率二极管，C1和C2为输出电容，Rload为一负载。

与传统的单开关升压变换器相较可知，三电位升压型变换器具有下列几项优点：(1)功率元件所承受的电压应力较小，(2)该变换器的效率较高，(3)变换器系统的电磁干扰(EMI)较低等优点。因此三电位升压型变换器特别适合在较高输出电压的应用场合。尤其采用倍频技术之后，三电位升压型变换器更能有效降低输入谐波电流及减小升压电感的电流涟波(current ripple)，更凸显三电位升压型变换器在先今工业发展应用上具有极重要的实用价值。

虽然三电位升压型变换器有上述诸多优点，但是它也存在一个重要缺陷，亦即输出电容电压的不平衡。该缺陷会严重阻碍该类变换器的实际应用。

为克服三电位升压型变换器中的电容电压不平衡问题，现有三电位升压型变换器技术缺失其解决方法请参照如下：在现有技术中，最为常使用的解决方案就是采用均压的平衡电阻。如图2所示，R1和R2为平衡电阻。

该电压平衡技术的基本工作原理叙述如下：

在正常控制下，由于实际电路的离散性和驱动电路以及功率元件的不一致，开关元件S1和S2的工作周期比值(duty ratio)不完全相等。所以在忽略R1和R2的情况下，流过输出电容C1和C2的平均电流会不相等，因此造成电压V1和V2的不平衡。为解决电压平衡的问题，一般而言是在输出电容上并联电阻R1和R2。在电压不平衡的情况下，与电压高的电容并联的电阻流过的电流会比较大，这样就会削弱两个输出电容电压的不平衡，实现电压平衡。

虽然该方案非常容易实现，而且也有很好的效果，但是其不足的处也显而易见，亦就是平衡电阻上的功率损耗会相当大。

藉由理论推导，当R1和R2相时等，输入为直流电压源的条件下可以得到如下结果：

$p^{*}=\frac{\mathrm{\ΔD}\×\mathrm{Vo}}{k\×\mathrm{Vin}}$

其中DD是开关元件S1和S2的工作周期比值(duty ratio)的差的绝对值；Vo是输出电压平均值；Vin是输入直流电源电压； $k=\frac{|V_1-V_2|}{V_0/2}$ 是衡量平衡效果的一个平衡系数；p^*是正规化(normalization)的平衡电阻的功率损耗，亦即R1和R2的总功率损耗与输入功率之比。

假设输出电压是输入电压的4倍，两个开关元件的工作周期比值(dutyratio)的差ΔD仅为0.1％时，要求k＝0.1，则p^*＝0.04。这显示即使在十分宽松的均压要求条件下，电阻的功率损耗还是相当的大，为输入功率的4％。严重制约了变换器效率的提高，同时也制约了该类三电位升压型变换器的应用。

(3)发明内容

本发明的目的在于提供一种升压型变换器的交叉调节控制方法，利用输出电容电压反馈控制以达到该升压型变换器的输出电容电压平衡。

根据本发明一方面提供一种升压型变换器的交叉调节控制方法，该升压型变换器包含一第一开关元件、一第二开关元件、一第一输出电容、一第二输出电容，该第一开关元件与该第二开关元件串连连接于一第一节点，该第一输出电容与该第二输出电容串连连接于一第二节点，该第一节点与该第二节点直接电连接，其控制方法包含下列步骤：

(a)检测该第一输出电容与该第二输出电容的电压，分别为一第一电压与一第二电压；

(b)设定一参考电压；

(c)将该第二电压与该第一电压分别与该参考电压进行信号处理分别获得一第三电压与一第四电压；

(d)分别将该第三电压与该第四电压经由脉宽调变分别产生一第一脉宽调变信号与一第二脉宽调变信号；以及

(e)分别利用该第一脉宽调变信号与该第二脉宽调变信号控制该第一开关元件与该第二开关元件的导通与截止，以达到该第一输出电容与该第二输出电容的输出电压平衡。

根据上述的构想，其中该参考电压是为该升压型变换器的一输出电压的二分之一。

根据上述的构想，其中该步骤(d)还包含如下步骤：

分别将该第三电压与该第四电压分别进行电压调节分别产生一第一调节信号与一第二调节信号；以及

分别将该第一调节信号与该第二调节信号经由脉宽调变分别产生该第一脉宽调变信号与该第二脉宽调变信号。

根据上述的构想，其中该(c)步骤是利用该参考电压减去该第一电压以获得该第三电压以及利用该参考电压减去该第二电压以获得该第四电压。

根据本发明另一方面提供一种升压型变换器的交叉调节控制器，该升压型变换器包含一第一开关元件、一第二开关元件、一第一输出电容、一第二输出电容，该第一开关元件与该第二开关元件串连连接于一第一节点，该第一输出电容与该第二输出电容串连连接于一第二节点，该第一节点与该第二节点直接电连接，该交叉调节控制器包含：一第一输出电容电压反馈控制路径，该反馈控制路径是反馈该第一输出电容的电压值与一参考电压进行信号处理，产生一第四电压，将该第四电压转换产生一第二脉宽调变信号驱动该第二开关元件；以及一第二输出电容电压反馈控制路径，该反馈控制路径是反馈该第二输出电容的电压值与该参考电压进行信号处理，产生一第三电压，将该第三电压转换产生一第一脉宽调变信号驱动该第一开关元件。

根据上述的构想，其中该参考电压是为该升压型变换器的一输出电压的二分之一。

根据上述的构想，其中该第一输出电容电压反馈控制路径先将该第三电压进行电压调节产生一第一调节信号，然后再将该第一调节信号经由脉宽调变产生该第一脉宽调变信号。

根据上述的构想，其中该第二输出电容电压反馈控制路径先将该第四电压进行电压调节产生一第二调节信号，然后再将该第二调节信号经由脉宽调变产生该第二脉宽调变信号。

根据上述的构想，其中该将该第一电压与该第二电压分别与该参考电压相比较分别获得一第三电压与一第四电压是利用该参考电压减去该第一电压以获得该第三电压以及利用该参考电压减去该第二电压以获得该第四电压。

根据上述的构想，其中该交叉调节控制器还包含一减法器，利用该减法器完成该参考电压减去该第一电压以获得该第三电压以及利用该参考电压减去该第二电压以获得该第四电压的动作。

根据本发明又一方面提供一种升压型变换器的交叉调节控制方法，该升压型变换器包含一第一开关元件、一第二开关元件、一第一输出电容、一第二输出电容，该第一开关元件与该第二开关元件串连连接于一第一节点，该第一输出电容与该第二输出电容串连连接于一第二节点，该第一节点与该第二节点直接电连接，其控制方法包含下列步骤：

(a)检测该第一输出电容与该第二输出电容的电压，分别为一第一电压与一第二电压；

(b)设定一参考电压；

(c)将该第二电压与该第一电压分别与该参考电压经由一第一信号合成器与一第二信号合成器进行信号处理，分别获得一第一输出信号与一第二输出信号；

(d)将该第一输出信号与该第二输出信号分别经由一第一调节器和一第二调节器处理，分别产生一第一调节信号与一第二调节信号；

(e)将该第一调节信号与该第二调节信号分别经由一第一控制脉冲产生单元和一第二控制脉冲产生单元处理，分别产生一第一控制脉冲信号与一第二控制脉冲信号；以及

(f)分别利用该第一控制脉冲信号与该第二控制脉冲信号控制该第一开关元件与该第二开关元件的导通与截止，以达到该第一输出电容与该第二输出电容的输出电压平衡。

本发明可藉由以下列附图与详细说明，可获得更深入的了解。

(4)附图说明

图1是典型三电位升压型变换器电路示意图。

图2是现有采用均压平衡电阻的三电位升压型变换器电路示意图。

图3是典型三电位升压型变换器的工作原理示意图。

图4(a)～(b)为本发明较佳实施例的交叉调节控制方块示意图。

图5为V_in＜V₀/2时的交叉调节原理电路示意图。

图6为V_in＞V₀/2时的交叉调节原理电路示意图。

图7至图13是本发明交叉调节控制技术应用各种转换电路的电路示意图。

(5)具体实施方式

请参阅图3，是典型三电位升压型变换器的工作原理示意图。如图3所示，其中(a)为输入电压Vin低于二分之一输出电压Vo情况下，开关元件S1、S2的驱动信号，以及输入电感L的电流iL波形示意图。其中(b)表示输入电压Vin高于二分之一输出电压Vo情况下，开关元件S1、S2的驱动信号，以及负载Rload的输入电感L的电流i_L波形示意图。图中上面两个曲线是对应于图1和图2中的开关元件S1和S2的驱动信号，高电压信号代表相对应的开关元件导通。图中最下面的曲线i_L是输入电感L的电流波形。从驱动信号上可以看出倍频的控制方式：S1和S2的驱动信号的工作周期比值相等，但相位错开180度。其结果造成i_L的频率为驱动信号频率的两倍，因此具有倍频的效果。

针对不同输入电压的两种工作模式，说明如下：当输入电压Vin低于二分之一输出电压Vo时，为了使输入电感L的电流i_L上升，必须使两个开关元件S1和S2同时导通，方可控制电感电流i_L对于输入电感L进行充电控制。当输入电压Vin高于二分之一输出电压Vo时，为使输入电感L的电流i_L下降，必须使两个开关元件S1和S2同时截止，方可控制输入电感L的电感电流i_L进行放电控制。

本发明基本上是基于上述三电位升压型变换器的工作原理，藉由反馈输出电容的电压，调节上下两个开关元件S1和S2的工作周期比值，最后实现了输出电容电压的平衡。

图4(a)为本发明交叉调节控制原理方块示意图。图4(a)中所示的电压V1和V2为输出电容C1和C2电压取样值。它们与参考电压Vref(一般等效为1/2Vo)分别送入第一信号合成器与第二信号合成器。第一信号合成器与第二信号合成器的输出分别送入第一调节器和第二调节器。第一调节器和第二调节器的输出分别送入第一控制脉冲产生单元与第二控制脉冲产生单元。第一控制脉冲产生单元、第二控制脉冲产生单元的输出分别作为开关元件S1和S2的控制信号。这样，藉由对上下两个输出电容电压的交叉反馈控制，调节上下两个开关元件的工作周期比值，可以实现输出电容电压的平衡。

图4(b)为本发明较佳实施例的交叉调节控制方块示意图。图4(b)中所示的电压V1和V2为输出电容C1和C2电压取样值。它们与参考电压Vref(一般等效为1/2Vo)的差值分别送入调节器G1(s)和G2(s)。两个调节器的输出分别送入两个脉宽调变(PWM)单元，脉宽调变单元PWM1、PWM2的输出分别作为开关元件S1和S2的控制信号。这样，藉由对上下两个输出电容电压的交叉反馈控制，调节上下两个开关元件的工作周期比值，可以实现输出电容电压的平衡。

举例说明本发明较佳实施例的控制原理如下：

首先，针对V1电压偏低，V2电压偏高时的调节原理。

图5为Vin＜V0/2时的交叉调节原理电路示意图。图中右上角为正常工作时的波形示意图，此时存在三种工作模式(模式A1，模式A2和模式A3)。在图中左边部分，分别代表三种工作模式(模式A1，模式A2和模式A3)的电路示意图。当V1电压偏低，V2电压偏高时，交叉调节会使开关元件S1的工作周期比值减小而开关元件S2的工作周期比值增加。请参阅图5右下角部分，图中实线表示调节过程中实际的工作周期比值。藉由分析可知输出电容C1和C2同时放电状态(模式A1)持续的时间没有变化，但是输出电容C2的充电状态(模式A3)的时间会变短而输出电容C1的充电状态(模式A2)的时间会变长，所以V1会升高而V2降低。使两个电容的电压趋向于相等。

图6是Vin＞V0/2时的交叉调节原理电路示意图。此时也存在三种工作模式(B1，B2和B3)。如图中左边部分所示。当V1电压偏低，V2电压偏高时，交叉调节会使开关元件S1的工作周期比值减小而开关元件S2的工作周期比值增加。请参阅图中右下角所示，图中实线表示调节过程中实际的工作周期比值。在调节过程中，两个开关元件S1，S2同时截止状态(模式B1)的持续时间没有变化，也就是两个电容同时充电的时间没有变化。但是开关元件S2导通，开关元件S1截止状态(模式B3)的持续时间变长，该状态输出电容C2是放电，而输出电容C1则是充电。另外开关元件S1导通，开关元件S2截止状态(模式B2)持续时间会变短，该状态输出电容C1放电，而输出电容C2充电。两个因素共同作用下，电压V1升高而电压V2下降，电容电压趋于平衡。

综合上述，在两种输入电压的情况下，对于V1电压偏低V2电压偏高的情况，该交叉调节控制可以实现电容电压的平衡。同理可知，当V2电压偏低，V1电压偏高情况下，该控制方式仍然有效。

该专利的特点就是取样输出电容电压，通过交叉调节两个开关元件的工作周期比值，实现对输出电容电压的平衡。所谓交叉调节，就是指用输出电容C1的电压调节开关元件S2的工作周期比值，用输出电容C2的电压调节开关元件S1的工作周期比值。从电路原理上可知，反馈量和开关元件控制信号正好处于交叉的位置。

本控制方法的优点是控制方式简单，效果也非常好。由于去掉了一般现有技术中均压平衡电阻随的而来的功率损耗，变换器的效率大大提高，实在具有工业上应用的前景。

将本发明的交叉调节控制技术应用于图7至图13中所示的各种转换电路示意图亦属于本专利的范围。各种转换电路中的负载不局限于纯电阻性元件，开关元件亦不局限于MOSFET。其中，图9与图10中两种负载形式并存的情况亦为本专利所保护的范围。

综合上述，本发明可提供一种三电位升压型变换器的交叉调节控制方法，其控制方式简单，除去现有技术中均压平衡电阻随的而来的功率损耗。因此，变换器的效率因而大大提升。

Claims (11)

1.一种升压型变换器的交叉调节控制方法，该升压型变换器包含一第一开关元件、一第二开关元件、一第一输出电容、一第二输出电容，该第一开关元件与该第二开关元件串连连接于一第一节点，该第一输出电容与该第二输出电容串连连接于一第二节点，该第一节点与该第二节点直接电连接，其控制方法包含下列步骤：

(a)检测该第一输出电容与该第二输出电容的电压，分别为一第一电压与一第二电压；

(b)设定一参考电压；

(c)将该第二电压与该第一电压分别与该参考电压进行信号处理分别获得一第三电压与一第四电压；

(d)分别将该第三电压与该第四电压经由脉宽调变分别产生一第一脉宽调变信号与一第二脉宽调变信号；以及

(e)分别利用该第一脉宽调变信号与该第二脉宽调变信号控制该第一开关元件与该第二开关元件的导通与截止，以达到该第一输出电容与该第二输出电容的输出电压平衡。

2.如权利要求1所述的交叉调节控制方法，其特征在于，该参考电压是等效为该升压型变换器的该第一电压与该第二电压的和的二分之一。

3.如权利要求1所述的交叉调节控制方法，其特征在于，该步骤(d)还包含如下步骤：

分别将该第三电压与该第四电压分别进行电压调节分别产生一第一调节信号与一第二调节信号；以及

分别将该第一调节信号与该第二调节信号经由脉宽调变分别产生该第一脉宽调变信号与该第二脉宽调变信号。

4.如权利要求1所述的交叉调节控制方法，其特征在于，该(c)步骤是利用该参考电压减去该第一电压以获得该第三电压以及利用该参考电压减去该第二电压以获得该第四电压。

5.一种升压型变换器的交叉调节控制器，该升压型变换器包含一第一开关元件、一第二开关元件、一第一输出电容、一第二输出电容，该第一开关元件与该第二开关元件串连连接于一第一节点，该第一输出电容与该第二输出电容串连连接于一第二节点，该第一节点与该第二节点直接电连接，该交叉调节控制器包含：

一第一输出电容电压反馈控制路径，该反馈控制路径是反馈该第一输出电容的电压值与一参考电压进行信号处理，产生一第四电压，将该第四电压转换产生一第二脉宽调变信号驱动该第二开关元件；以及

一第二输出电容电压反馈控制路径，该反馈控制路径是反馈该第二输出电容的电压值与该参考电压进行信号处理，产生一第三电压，将该第三电压转换产生一第一脉宽调变信号驱动该第一开关元件。

6.如权利要求5所述的交叉调节控制器，其特征在于，该参考电压是等效为该升压型变换器的该第一电压与该第二电压的和的二分之一。

7.如权利要求5所述的交叉调节控制器，其特征在于，该第一输出电容电压反馈控制路径先将该第三电压进行电压调节产生一第一调节信号，然后再将该第一调节信号经由脉宽调变产生该第一脉宽调变信号。

8.如权利要求5所述的交叉调节控制器，其特征在于，该第二输出电容电压反馈控制路径先将该第四电压进行电压调节产生一第二调节信号，然后再将该第二调节信号经由脉宽调变产生该第二脉宽调变信号。

9.如权利要求5所述的交叉调节控制器，其特征在于，将该第一电压与该第二电压分别与该参考电压相比较分别获得一第三电压与一第四电压是利用该参考电压减去该第一电压以获得该第三电压以及利用该参考电压减去该第二电压以获得该第四电压。

10.如权利要求9所述的交叉调节控制器，其特征在于，该交叉调节控制器还包含一减法器，利用该减法器完成该参考电压减去该第一电压以获得该第三电压以及利用该参考电压减去该第二电压以获得该第四电压的动作。

11.一种升压型变换器的交叉调节控制方法，该升压型变换器包含一第一开关元件、一第二开关元件、一第一输出电容、一第二输出电容，该第一开关元件与该第二开关元件串连连接于一第一节点，该第一输出电容与该第二输出电容串连连接于一第二节点，该第一节点与该第二节点直接电连接，其控制方法包含下列步骤：

(a)检测该第一输出电容与该第二输出电容的电压，分别为一第一电压与一第二电压；

(b)设定一参考电压；

(c)将该第二电压与该第一电压分别与该参考电压经由一第一信号合成器与一第二信号合成器进行信号处理，分别获得一第一输出信号与一第二输出信号；

(d)将该第一输出信号与该第二输出信号分别经由一第一调节器和一第二调节器处理，分别产生一第一调节信号与一第二调节信号；

(e)将该第一调节信号与该第二调节信号分别经由一第一控制脉冲产生单元和一第二控制脉冲产生单元处理，分别产生一第一控制脉冲信号与一第二控制脉冲信号；以及

(f)分别利用该第一控制脉冲信号与该第二控制脉冲信号控制该第一开关元件与该第二开关元件的导通与截止，以达到该第一输出电容与该第二输出电容的输出电压平衡。

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