CN1004517B - 成象多普勒干涉仪 - Google Patents

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Abstract

一应用相位检波产生复数电压信号并获相位信息以便同时确定多个目标并将其与噪声区别的系统，对复数电压时间函数进行频谱分析产生多普勒频率函数。相频及幅频函数均由多普勒频率函数产生。使用干涉测量技术分析相频函数以根据多个探测器回波信号确定一潜在目标是否具有共同定位源，并形成一天顶角，提供多个目标位置信息。对目标定位时距离波门和双频距离检测法能提供高分辨率距离信息。高分辨率距离信息和二维天顶角信息可用来使目标成象。

Description

成象多普勒干涉仪
本发明一般涉及脉冲探测成像技术，更确切地说是涉及多个独立运动目标的高分辨率三维成象技术。
本发明用成象多普勒干涉仪克服了现有技术的缺点和限制，能获得高分辨率的三维图象。
为了提供目标的位置信息，本发明包含由下列各步骤组成的一个程序：至少用三个独立的探测器检测接收来自所说目标的时间脉冲;使每一个所说的独立的探测器产生复数电压时间函数V（t）;把所说的复数电压时间函数V（t）转换成随多普勒频率（ω）变化的多普勒频率函数V（ω），多普勒频率（ω）表示：所说的目标和所说探测器之间的相对运动;由表示多个散射点的所述多普勒频率函数V（ω）导出相频函数φ（ω）：比较随多普勒频率（ω）变化的相位值φ（ω）以识别用所说独立的探测器，同时检测所说时间脉冲而得到的所说多个散射点在空间的一致性，从而把目标和噪声区别开来。
本发明的优点在于，由于同时使用探测器阵列内的各个探测器，从而把目标与噪声区别开来。不像现有技术装置那样是依靠目标在时间上的持续性从噪声中区分出目标。本发明用单次取样含有若干个探测器的数据来确定信号是否从公共定位点返回。换言之，本发明乃是用同时比较相互独立的探测器的相位数值的方法，依靠散射点在空间的一致性来区分目标和噪声，而不是用时间的持续性，后者依靠一连串相间的回波信号来区别目标和噪声。此外，本发明可提供两维天顶角数据，同时提供距离数据（行程时间）以及从多普勒频率导出的径向位移。因此，能够同时确定多个目标的空间位置以构成该多个目标的图象。多个目标的径向运动提供了由它而导出多个目标的整体运动的数据。
附图
图1为本发明系统的原理方块图。
图2为本发明的天线阵，发射和驱动组合，多级脉冲放大器，接收电路阵，极化控制器，频率综合器和本地振荡器的详细原理方块图。
图3为本发明采用的接收电路的详细原理方块图。
图4为正交相位检波器，处理装置和A/D转换器的详细原理方块图。
图5为本发明能采用的一种天线阵的原理插图。
图6为本发明能采用的另一种天线阵的原理插图。
图7为本发明正交相位检波器的原理方块图。
图8为按照本发明采用的转换技术的原理图。
图9为按照本发明产生的信号的原理图解。
图10为说明幅度检波器工作方式的原理方块图。
图11为说明按本发明采用的干涉测量技术方法的原理图。
图12为对本发明不同天线的相位数值与天线空间间隔的关系曲线图。
图13是一个用于本发明的一张位移图象表的例子。
图14为本发明合成波束转换器的原理方块图。
图15和16为原理性地说明本发明能用来提供高分辨率距离信息的双频距离检波器。
图1以方块图的形式原理性地说明本发明的主要组成部分，发射机天线阵11发射来自发射机15的脉冲时间序列，探测天线阵10检测由目标反射回来的脉冲时间序列。在某些应用中，发射机天线阵11和探测天线阵10可以由相同构件组成，例如收发天线，或者由分立的构件组成，例如对于振动的和声音的换能器和振动的和声音的发射机。人们能使用任何所需形式的发射机天线阵11或探测天线阵10，它们具有产生脉冲时间序列的能力，而这些脉冲序列又具有检测由目标反射（或散射）的脉冲时间序列的能力。反射时间脉冲序列的目标包括任何有效的目标，例如具有部分反射能力的雷达目标，声纳目标，超声目标，激光目标，或者是任何具有反射能力的物体，至少具有部分反射或散射某种可检形式的脉冲时间序列的物体。此外，只有当检测一个自身发光源时，本发明才使用探测器。这个自发光源可以是核辐射发生器，磁振荡器，电磁辐射振荡器，一种声音或振动发生器，所有这些自身发光源只要它们产生能被检测的信号对使用本发明都很合适，因此，所谓目标通常包括这样一些物体，它能反射或散射脉冲时间序列，或者是能产生可检测信号的自身发光体。这些能检测的信号可以是声音，振动脉冲，电磁辐射或者是粒子辐射，它们能复盖一个宽的只要由所使用的探测器能检测到的频率范围。
例如，本发明能用作机场和飞行器等等周围的一种实时风切变力的检测装置，目前使用的风切变力检测装置仅能检查某些挑选点处的风切变力。本发明能用于30到1000MHZ频段的电磁辐射，例如，用来获得晴朗的大气湍流和风切变力图象。用声探测器也能得到风切变力和大气湍流资料。本发明具有同时在从地平面到若干英里半径内所有的方向上成象的能力。本发明能进行图表显示，显示包括空中交通及晴朗的大气湍流和风切变力区域在内的一个机场周围的环境。
本发明也可用来提供流体表面的，二维或三维的特性图，即这些流体或者是游离的或者是在输油管，风道或磁等离子体腔这些导管或通道内流动的液体，气体或等离子体。现有的流量分析技术局限在用染色示迹器和染色金属线上的薄纸片来分析某些流体的流动特性。本发明使用相当少的探测器，例如用9个探测器即可提供流量的三维多普勒图象来描述流量，而且，整个转换器阵列能形成确定流量的实际的结构，结果并不引起探测器对流量的扰动。本发明还能用来测绘水表面的或内部的流动特性和水的或大或小的流动性的扰动。
本发明还可用作声纳，可使海洋中的潜艇或洋底地理特征成象。用作潜艇成象的声纳，本发明使用了类似于现有的发射机-探测器阵列。例如，探测器可以部署在海面船只的水下部位或者部署在沿潜艇的长度方向以达到最大的识别能力。本发明还可以用来摄影，类似水下地貌和水下物体（如潜艇）的成象。
本发明在群体跟踪和成象方面也是有用的，因为它能形成多个独立运动目标的各自的多普勒图象。因此，它可直接用于如鸟群，蜜蜂群或者如导弹或飞机这些大量目标的群体。
本发明也能用于医疗和牙科学三维成象，用超声获得可用X射线相比拟的分辨度。由于联想到电离电磁辐射对健康的危害性，X射线成象对病人产生不可忽视的忧虑和担心，而超声技术提供了安全的选择余地。但是迄今对医学和口腔外科职业而言尚不能提供充分的分辨度。然而本发明结合超声技术达到了可以同X射线相比拟的分辨度，而且能提供三维图象，对此，以往的X射线技术是不能提供的。本发明在口腔外科成象方面有着特殊的应用，因为人们对X射线对大脑的反复照射特别关切。此外，由于X射线所能达到的视角是受到限制的，因此，本发明在视角宽度可选择方面显得特别有用。本发明还能提供上下夹片实际上都相接触的5排120个换能器。将本发明用到口腔外科医疗能消除X射线的危险，同时提供三维图象信息，这些是现有技术所不曾达到的。
同样，使用本发明能消除X射线（荧光）的辐射流量。按类似荧光检测方法，本发明可用作医疗工具，观察人体内部的图象，只要由病人移动和操作即可，这样就允许医生用完全安全的办公室诊断工具观察病人体内部分的病情，而不是用什么危险的医院所用的诊断工具。
本发明也能用于检验材料，检验固态物体的内部情况，检验缺陷，裂缝和厚度均匀性等。而以往材料检验技术主要是使用X射线。本发明还用于检验结构特性，例如检验焊接的质量，能达到X射线技术所达到的分辨度。例如，将超声天线阵直接接触管道的外沿，即可检验输送管道的焊接质量。
对于上述各种情况，探测器阵列10产生一个复数电压信号V（t），经联接部件12加到接收机14，接收机14的功能是放大由探测器10产生的复数电压信号。按照本发明，探测器阵列10的每一个探测单元产生一个独立的复数电压信号，每一个复数电压信号都各自由接收机14进行放大。
所有这些被单独放大了的复数电压信号加到正交相位检波器18，后者的功能是把复数电压信号的正交分量分成一个同相正交分量X（t）和一个90°正交分量Y（t），以下我们称同相分量和正交分量。这个过程是这样来完成的，就是将接到的信号同发射信号的同相模式相乘即得同相分量X（t），将接收到的信号同发射信号的90°相移模式相乘即得正交分量Y（t）。同相信号X（t）和正交分量Y（t）都称为正交相位信号或时域正交信号。正交相位信号经联结部件19和21加到模-数转换器20和22，A/D转换器20和22把模拟正交相位信号转变为数字信号，然后加到处理装置28，在那里对时域正交信号进行大量运算以在显示器30上产生二维或三维数据显示。
图2为本发明的天线阵列，发射组合和驱动组合，脉冲放大级，接收电路天线阵，频率综合器和本振的方块图。类似于图2、3和4所示的一种高频（HF）雷达系统各的部分由GRubb，R.N。描述过，见NOAA TEchnical MEMO NO.ERL SEL-55，Oct.1979。题目是“The NoAA SEL HF Radar System（Ionospheric Sounder）”。”本发明已经实施成雷达成象设备，以对设在科罗拉多州布赖顿以东10英里处“Boot湖泊地区”运行的2.66MHZ雷达对大气层中圈（离地面250～600哩）进行观测。它使用的特殊的探测器/发射机天线阵采用图5所示的结构形式，它含有10个独立的直排同轴天线阵，具有一个运行在东-西方向的由5个并联的天线所组成的阵列32，和一个运行在南-北方向的由5个并联天线所组成的阵34，正如B.B.Balsley和W.L.Ecklund在报告（“APortable Coaxial Collinear Antenna.”IEEE Trans.Ant.prop，AP-20（4），513-516，1972）中所描述的那样。每一个天线阵由8个半波偶极子天线组成，它们的端点彼此相联，在每一个联结点反相180°，以便露出一段定期拼接的同轴电缆，对于发射状态，所有10个天线作为一个单元使用，而对于接收状态则是分开使用的。在实际试验过程中，仅用两个接收通道，这是从经济因素考虑的。这样，接收取样将成对进行，并沿天线阵快速顺序更换，用发/收开关36控制取样数据。实验时天线纵向和横向间距分别为0.33λ和0.707λ，所有10个天线使用的发射波束宽度都为28°。
作为试验性设备，每秒发射50个脉冲，在记录数据和移到下一天线对之前，每一天线对具有4个相干脉冲累债，也就是平均4个脉冲给出一个数据点。图5所示的整个天线阵对发射是同相的，结果发射信号具有45°线性极化。对所有10个天线当中的每一个天线，用具有3Km间距的50个距离波门进行数据取样。完成一次数据取样需要0.4秒。
在天顶±45°处横向间距给出格栅状波瓣，即处于同水平方向成45°角以内的散射体将被进入245°减去45°的天顶角中去的散射体所混淆，这意味着超过245°天顶角在任何一个面内的散射体将是模糊不清的;但是在245°天顶角范围以内的散射体是不模糊的，通常0.5λ而不是0.707λ的间距将消除模糊区域，这在一定程度上将损失图5所示天线阵的分辨度。然而，用图6所示的天线阵就能克服上述缺陷，在那里就定位而论，中心检测器40将提供清晰的数据，因为它们彼此相距0.5λ，而检测器42、44、46和48等提供高分辨率的信息。由於存在旁瓣，在发射和接收之间会出现不正常的情况，但是这些情况仅引起盲点，并不影响图象处理。因此，本发明的检测数据中不存在由旁瓣引起的在波束操纵设备中普遍出现的模糊不清的问题。
由于大气中存在自由电子，大多数中等频率的实验都应用双折射现象，这种现象将引起传播状况不同的左旋和右旋园极化波。本发明的分析方法难以觉察到这种现象。然而可以用按本发明所检测到的各个散射点的辐度和相位来分析双折射现象，但是对其本身的成象过程并不是重要因素。由于这个原因，对确定图象和气流使用线性极化发射是适宜的。然而用线性极化发射将使得从更高高度反射回来的信号的电势降低约3dB，这是因为发射信号的一半（左旋园极化信号）被强烈地吸收。
发射机混频器和激励器组合50产生2.66MHZ的发射信号，40～70MHZ的频率综合器54产生43.28MHZ的信号，将其加到10dB衰减器57和33dB的放大器58，以获得所要求的增益。接着此信号与本振60产生的40.625MHZ信号同时送到混频器52。本振信号送到键控和相控器62和一个40.625MHZ的带通滤波器64。由混频器52产生的，频率为2.66MHZ的差信号送到30MHZ的低通滤波器66，2.66MHZ的低频率信号通过它再加到功率分配器68。
发射和混频器与激励器组合50的输出送到三级脉冲放大器76。第一级78把信号电平放大到300W。第二级80把信号电平增加到10KW，而第三级82把电平放大到50KW，三级脉冲放大器76的输出送到极化控制单元84，它把输入的50KW的脉冲分成两路相等的信号，并用延时线，使它们当中的一路信号或两者都延时90°。输出86送到东-西天线阵32，而输出88送到北-南天线阵34，这将允许用于发射线性极化信号（右旋园极化信号或左旋园极化信号）。由于大气层存在双折射现象，采用不同的极化方式乃是为了使电波通过大气层时具有不同的传播状态。极化控制单元84并非特别与本发明的成象技术有关，但将用它来研究地球大气中自由电子的影响。
如图2所示，发射/接收开关36的输出联到许多接收机38、90、92、94，每一个发射/接收开关36的输出联到各自的接收机。但实际上只用两个接收电路提供实验使用。为了获得数据，发射/接收开关在两个接收电路间多路复用。为简化起见，在图上，一个接收电路对着一个发射/接收开关36。第一个接收电路38将在图3详细地加以说明。
如图3所示，第一个接收机38包括一个高频（RF）组合96，一个混频组合98，一个中频（IF）组合100和一个正交相位检波器104。接收信号送到前量放大器106，信号在这里被放大后送到RF组合96。感兴趣的主要频率是2.66MHZ。信号送到一个30MHZ的低通滤波器108，RF组合96起滤除高于30MHZ的那些频率的作用。一个0-60dB的衰减器110和10dB的放大器112的作用是调节来自低通滤波器108的信号的增益。该组合的输出同来自40-70MHZ频率综合器54（图2）的输入信号一起送到双平衡混频组合114。40-70MHZ的频率综合器54（图2）输出的频率受频率控制器56的控制。双平衡混频器114输出的和频信号与差频信号送到40.625MHZ的带通滤波器116。40.625MHZ信号就是IF组合100所采用的中频（IF）。调节40-70MHZ的频率综合器54（图2），使中频IF（40.625MHZ）等于2.66MHZ与频率综合器54输出频率之差。换言之，频率综合器54产生43.285MHZ的频率信号，它等于2.66MHZ（检波频率）加上40.625MHZ（IF）。频率综合器54的输出通过40MHZ的高通滤波器118矩形脉冲形成电路120和33dB放大器122加到双平衡混频器114，产生40.625MHZ的输出信号，它等于2.66MHZ（所要求的检波频率）和43.285MHZ（频率综合器54的输出频率）这两个信号频率之差。40.625MHZ的中频加到带通滤波器116，它将代表所要检测的2.66MHZ的信号，在将它送到IF组合100之前先送到33dB放大器124。
IF组合100包括一个由二极管衰减器126，衰减控制器128，功率分配器130和0-60dB的衰减器132组成的增益控制反馈环路，用它来提供适当的衰减量，以检测大气层结构的局部反射，实际上反射量是变化的。这个信号在送到正交相位检波器104之前先送给40.625MHZ的带通滤波器134和33dB的放大器136。
如图4所示，来自IF组合100的中频信号送到正交相位检波器104的33dB的放大器138，其输出送到功率分配器140，在＊将信号分成相位相等的两路信号142和144，这两个信号分别送到双平衡混频器146和148。本振60产生一个等于中频40.625MHZ的信号150，在将它送到功率分配器156之前先送给11dB的衰减器152和33dB的放大器154。功率分配器156是四路混合功率分配器，它产生90°的混合信号。换言之，其输出158和160相差为90°。它们被送到双平衡混频器146和148，在其输出端162和164产生和频信号和差频信号。混频器组合146和148的功能乃是消去信号的中频40.625MHZ，同时将接收信号乘以发射信号的同相分量和90°相移分量以产生同相分量X（t）和正交分量Y（t）。低通滤波器166和168保证从混频器组合146和148的输出信号中得到2.66MHZ的这个最初的载波信号的调制分量。从同各个接收电路相联的正交相位检波器输出的同相分量X（t）和正交分量Y（t），被送到A/D转换器170。为简化起见，图4只画了一个正交相位检波器104，虽然各个正交相位检波器都是同各自接收电路的输出端相联的。正交相位检波器104将在图7进一步加以说明。A/D转换器170将模拟信号转换为数字信号以提供给处理装置28计算。
如图4所示，处理装置28含有许多部分，这些部分既可用软件也可用硬件来实现。处理装置28包括时间频率转换器，它的功能是把包含同相分量X（t）和正交分量Y（t）的复数电压时间函数V（t）转变为多普勒频率函数V（ω），V（ω）是随多普勒频率（ω）而变化的，该（ω）表示了在天线阵32，34中目标之间的相对运动。多普勒频率函数V（ω）被送到相频函数和幅频函数发生器174中，它把来自时间频率转换器172的多普勒频率函数V（ω）转变成相频函数φ（ω）和幅频函数A（ω）。时间频率转换器172及相频函数和幅频函数发生器174的功能将在图8中加以说明。
幅度检测器176检验由探测器阵列32和34中的每一个探测器所产生的每一个多普勒频率（ω）的幅值，以确定所有探测器在特定多普勒频率上检测的信号是否大于予定的最小门限值。当所有探测器检测到的信号超过予定的门限值时，由检验相位值来确定目标存在所对应的那个多普勒频率。幅度检测器176的功能将用图10进一步说明。
干涉仪178应用干涉技术来确定在一个特定多普勒频率所检测到的目标的天顶角θ，所用技术表示在图9中。
相位拟合器180的功能是对于特定的多普勒频率使检测到的相位值拟合于一系列可能的变位图象，以消除相位值中的2π差数。在图11、12和13中将详细说明如何实现这种功能。
距离检测器182的功能是根据发射机15最初发射的脉冲时间序列选择予先确定的延时数据，它代表了从予定距离上接收到的信号。时钟信号184用来提供必要的时标数据用来确定从予定距离返回的所选择的典型信号的延时周期。
笛卡儿座标转换器186把天顶角和径向距离数据转换成笛卡儿座标系的数据。
运动特性装置188用数学方法描述目标的运动，显示器190显示目标数据。
图7为说明正交相位检波器功能的原理方块图。就天线阵32的一＊单独的天线而论，在天线阵32中的各个天线将从多个运动目标产＊大量的时间脉冲，这些时间脉冲送到收/发开关36，收发开关的功能是使天线阵32成为收发共用天线阵。振荡器192产生包括由本发明发射机产生的2.66MHZ信号的脉冲时间序列V（t），这个信号加到收/发开关36。当收发开关36处于发射状态时用它来发射2.66MHZ的信号。发射信号V（t）还加到功率分配器156，在那里把信号分成一个90°相移信号162和一个0°相移信号164，分别将它们加到混频器146和148，分别产生复数电压时间函数V（t）的同相分量X（t）和正交分量Y（t）。因此，能把图7所示的正交相位检波器104的输出表示成：
V（t）＝X（t）+iY（t） （1）
其中：
X（t）＝V0VsCosφ （2）
Y（t）＝V0VsSinφ （3）
V0＝发射的复数电压函数（乘上脉冲时间序列V0（t）。
Vs＝接收或反射函数（乘上由目标反射回来的脉冲序列Vs（t））。
如图7所说明的，每一个探测器单元，即每一个天线都产生复数电压时间函数V（t），而V（t）具有数字值的X（t）和Y（t）分量。
当然，可用任何有效的相位检测技术来表征复数电压信号，这包括信号相乘技术，零交叉技术模拟以及数字过滤技术等等。
图8示意说明由时间-频率转换器172所完成的功能。如图8所示对于每一时间周期，联到每个天线的每个接收机通道的每个正交相位检波器的输出都产生X（t）和Y（t）的数字部分。图8表示了128个周期的时间取样，既产生了X（t）的数字部分，也产生了Y（t）的数字部分。人们采用如快速富里叶变换，快速哈达马德（Hadamard）变换等时间-频率转换把复数电压时间函数V（t）转换成多普勒频率函数V（ω），这种变换在数学上可表示为：
V（t）＝X（t）+〈＆＆〉t）→V（ω）＝X（ω）+iy（ω） （4）
式中：ω＝表示天线（探测器）同目标之间相对运动的多普勒频率。
如图8所示，时域数字数据卡194此时转换到频域数据卡196。对于每一个多普勒频率（ω），既产生实部分量X（ω），也产生虚部分量Y（ω）。如图8所示意说明的那样，对於天线Z到N，都既产生时域数据卡194，也产生频域数据卡196。
对于每一个多普勒频率，人们从频域卡196得到的数据计算幅频函数A（ω）和相频函数φ（ω）。幅频函数A（ω）代表了在一个特定的多普勒频率上幅频函数A（ω）代表回波信号的幅度，并按下式计算：
Figure 86102127_IMG1
（5）
同样，对于每一个多普勒频率，相频函数代表了回波信号的相位值按下式计算：
φ（ω）＝tan-1Y（ω）/X（ω） （6）
由此，幅度和相位数据卡198能从每一个天线的回波信号推导出来。
图9为幅度和相位数据卡198上的数据的图解。对于每一个探测器，分别提供多普勒频率与幅度的关系曲线以及多普勒频率与相位的关系曲线。如图9所表明的，不论是天线1还是天线2，回波信号的幅度表示可能有多个目标存在于多普勒频率ωa和ωb上。对於天线1或天线2，处在多普勒频率ωa和ωb的相位值也分别绘在图9上。能用天线1和天线2回波信号之间的相位差来确定探测目标的天顶角θ，以此确定特定多普勒频率对应的目标位置，这是用图11所示的干涉仪技术，测量那些多普勒频率的相位值之差来实现的。此外，对每一个多普勒频率能够用幅度与多普勒频率的关系曲线来确定在每一个天线上是否接收到了一个超过予定幅值的信号，从而在予定的多普勒频率上进行对目标可能存在的初始判断。同样，也能用检验每一天线上是否收到低于予定幅值信号的方法用以消除大的回波信号。再此，能用任何所希望的方式按幅度对回波信号进行分类，以便有选择性地检测具有所要求的特性的目标。
图10概略地说明幅度检波器176的工作原理，对于每一个多普勒频率（ω），幅度值和相位值卡198的幅度数据送到幅度检测器176，例如将来自每一个天线的第一个多普勒频率（ω）送到一系列比较器200，在那里同由门限电压发生器202产生的予定的门限电压进行幅度比较，如果对每一个天线所收到的信号，所有幅值都超过门限值，则逻辑“与”电路24产生输出1表示在第一个多普勒频率上可能有朝向或背向天线的目标存在。这个过程对每一个多普勒频率都重复进行。对于幅度检测器176指示可能有目标存在的那些多普勒频率，如图9所表示的，由干涉仪178检验相位-多普勒频率曲线来确定。
图11概略地说明由干涉仪178导出天顶角的方式。图11假定目标由一个无限远的点源组成，因此，反射信号的天顶角对每一个天线而言都是相等的。从图11即可看出：
Sinθ＝L/D （7）
式中：L＝两个天线接收信号的行程差
D＝两个天线之间的距离
人们知道，两个天线所接收到的信号之间的相位差等于行程差L除以接收信号的波长的函数，当消去重复相角（2π）之后，相角的变化能表示成：
△φ＝2πL/＊ （8）
因此，只要测出两个天线所接收到的信号的相位差（△φ），行程差L即能由方程（8）确定，天顶角则可按下式计算：
θ＝Sin-1（λ·△φ/2π·D） （9）
式中每一个参数都是已知的，即波长，两天线间的相角差和天线间的间距都是已知的，因此，天顶角便容易测定。当然，如图10所示对于由幅度检测器176输出的回波信号幅度所指示的每一个潜在的目标，在每一个多普勒频率上，相位值φ（ω）的差是容易确定的。相位值之差包括△φ值，因此，天顶角可以用比较任意一对天线信号的相位差△φ加以确定。如果天线间距D小于半波长，则如图12所示，从-180°到+180°都可以清晰地识别目标。
图12用图解方式说明相位拟合器180的功能。相位拟合器180用比较来自天线阵中多个天线的相位差的方法提供了从实际目标中去识别潜在目标的信息。把每一个天线的相位值同天线空间间距的关系作成曲线。图12说明在单个多普勒频率上的9个天线的相位值，表明相位值同天线空间间距的线性关系。天线5到天线8的相位值是大于2π弧度的，因此，如果线性关系存在的话，必须把2π弧度附加到确定的那些相位值上去。同样，天线9要求把4π弧度加到确定的那些相位值上去，如果存在线性关系的话。
图13包含一张表格，对5个天线的可能的变位图象列成表格。由于天线存在着噪声，进而允许这些变位图象加上或减去90°相位。如图13所示，有49个可能的变位图象。图12说明，只有当对某些天线的相位加上或减去2π弧度（360°）的校正工作之后，相位同天线间距的关系曲线才能使之成为一条直线。图13说明，中心天线，即天线3是参考天线，其他的天线都要按照它进行校正。由于无法提前知道49个可能的变位图象是否校正，因此，必须将这49个可能的变位图象与5个天线的回波信号进行比较，并计算在每一种情况下的拟合误差具有最小误差的拟合误差如果小于门限，即小于15°，这就将确定有一个散射点存在，使用方程9，即可计算出天顶角。
能用数学方式描述这个拟合过程。如果相位测试值是V（j），j＝空间间距相等的天线数目，则校正的相位为：
φj＝φj+360Mij （10）
式中：Mij＝由图13给出的复位图象数。
i＝图象数（0-49）
j＝天线数（0-5）
φj＝符合复位图象的所测得的天线的相位值。
拟合过程要求校正数据同下列公式表示的一条直线相拟合：
A+jB （11）
对于拟合过程，问题就是确定A和B的值。这可用一般的最小二乘近似法来完成，它可以有效地将均方根（rms）误差（∈）减至最小rms误差（∈）由下式结出：
Figure 86102127_IMG2
（12）
为此，必须确定偏导数〈＆＆〉和〈＆＆〉为求得极小值，只要使这些偏导数等于零即可。这样给出
Figure 86102127_IMG3
（13）
Figure 86102127_IMG4
（14）
对A和B解上述方程给出：
（15）
（16）
一旦A和B已知，即可用方程（12）计算出rms误差（∈）。逐点做49次，即对图13中的每一个图象数逐点计算49次，给出最小rms误差的选择方告完成。如果这个误差小于予定的门限值，即小于15°到25°，则可断定一个实际目标业已被定位。天顶角按下式计算：
θ＝Sin-1（B·△φ/360D） （17）
如果在同一个准确的多普勒频率上两个独立计算的最小二乘直线彼此拟合，及rms误差计算都独立地显示一个有效的目标的话，则为了把上述处理方法扩展到第二维空间，每一个天线阵32和34要分别加以处理，而且把一个散射点仅仅看作是一个目标。按这种方式，本发明用独立探测器同时检测目标反射的脉冲时间序列，以证实在单一空间位置目标在空间的存在，由此把目标与噪声区别开来。换言之，对于每一个多普勒频率，用识别从目标反射的脉冲时间序列的一个公共定位源的方法，用比较由不同天线阵产生的作为天线空间间距D的函数的相频函数φ（ω）的相位差值的方法，能够将目标从噪声中区别开来。
因此，每一个探测器在一个特定的多普勒频率上具有一个相位值，当同另外一些相位值相结合时，就能共同一致地显示出作为予定多普勒频率源的一个单一的目标。
距离检测器182用时钟脉冲184来检测天线阵32和34的发射脉冲与接收脉冲间的延时。用已知的延时，可算出脉冲时间序列行程所用的时间。检测具有予定延时的反射脉冲即可确定在予定距离上的目标。距离波门是用来确定目标距离的一个普通的方法。在Merrill I.SKOLniK所著“The Radar HandBook”一书中已充分加以说明（Merrill I.SKolnik，MCGraw HillCO，1970，N、Y、）。他专门收编所有公开的参考书。在图15和图16中充分透露了提供更高的远距离分辨率的一个双频测距技术。
两个天线阵系统提供两个天顶角，即，一个是南北面的;另一个是东-西面的。第三座标由散射点的距离提供，它是用距离检测器182提供的距离波门数据加以确定的。两个天顶角和距离数据构成了散射点位置的三维数据，然后再将它们转到普通的X、Y和Z笛卡儿座标系。X是东-西方向的位移，Y是南-北方向的位移，而Z是垂直向位移。笛卡儿座标按下式计算：
X＝RSinθEW （22）
Y＝RSinθNS （23）
Figure 86102127_IMG7
（24）
式中：R＝检测距离
θEW＝东-西面天顶角
θNS＝南-北面天顶角
笛卡儿坐标转换器186的功能是取距离和天顶角数据，然后将它们转到笛卡儿座标系，笛卡儿座标系允许用高度而不是用径向距离对散射点参数进行分选归并。
运动特性记述器188描述目标阵的运动状况。根据本发明，是用每一个感兴趣区域内的识别目标点的最小二乘法拟合的方法来完成的。目标的矢量运动场（VMF）用下式表示：
VMF＝〔U+a（1，1）＊X+a（1，2）＊Y+a（1，3）＊Z〕＊X
+〔V+a（2，1）＊X+a（2，2）＊Y+a（2，3）＊Z〕＊Y
+〔W+a（3，1）＊X+a（3，2）＊Y+a（3，3）＊Z〕＊Z
式中：VMF＝矢量移动场
U＝X方向的平均移动
V＝Y方向的平均移动
W＝Z方向的平均移动
X＝东-西空间座标
Y＝南-北空间座标
Z＝垂直座标
X＝X方向单位矢量
Y＝Y方向单位矢量
Z＝Z方向单位矢量
而a（ij）为矢量移动场在各空间的偏导数。因此，移动场的平均移动，散度和旋度分别为：
平均移动＝U＊X+V＊Y+W＊Z （19）
散度＝a（1，1）+a（2，2）+a（3，3） （20）
旋度＝〔a（3，2）-a（2，3）〕＊X
+〔a（1，3）-a（3，1）〕＊Y
+〔a（2，1）-a（1，2）〕＊Z （21）
显示器190可由任何一种标准显示器件组成，例如阴极射线管（CRT），液晶显示器（LCD）等。由于本发明提供三维数据。因此根据本发明，也采用三维显示设备。为了在不同的电子显示器件上成象，由本发明获得的数据能用普通计算机作图技术在显示设备190中进行处理。
如上所述，处理器28执行的每一个功能可由硬件或软件完成。以上描述首先陈述了用硬件执行本发明的方法。下面的伪码表示用软件执行本发明的方法，程序的始点是收到脉冲雷达的返回定时脉冲序列。
Pseudo Code 伪码
1.Read In and Fourier-Transform 1.读入数据並进行富立叶变换
the Data
For 50 Ranges For 50距离
For 2 Linear Arrays For两个线性天线阵（N-S和E-W）
（N-S and E-W）
For 5 Antennas For 5个天线
Read In 128 Complex Vol＊ages Read in 128复数电压（以X-Y
（as X-Y pairs） 为一对）
For 128 Four〈＆＆〉 For 128富立叶频率
Frequencies
Calculate the Com〈＆＆〉 计算复数富立叶变换（以X-Y为一对）
Fourier Transforms
（as X-Y pairs）
Next Fourier Frequency Next 富立叶频率
Next Antenna Next 天线
Next Linear Array Next 线性阵
Next Range Next 距离
2.Calculate Fourier Amplitude 2.由复变换式计算出富立叶幅度和相位
and Phase From The Complex
Transform
For 50 Ranges For 50距离
〈＆＆〉 〈＆＆〉128富立叶频率
〈＆＆〉 For 两个线性天线阵
〈＆＆〉 For 5个天线
Read In The X-Y Pail Read in X-Y对，由此变换计算
From the Transform
Calculate Phase 相位＝Arctan（Y/X）
＝Arctan（Y/X）
Amplitude 幅度＝SQRT（X＊＊2+Y＊＊2）
＝SQRT（X＊＊2+Y＊＊2）
Next Antenna Next 天线
Next Linear Array Next 线性阵
Next Fourier Frequency Next 富立叶频率
Next Range Next 距离
3.Fit Fourier Phase Vs 3.将富立叶相位与天线数目的函数关系用一
AntennaNumber With 条直线拟合
A Straight Line
For 50 Ranges For 50距离
For 128 Fourier Frequencies For 128 富立叶频率
For 2 Linear Arrays For 两个线性天线阵
Fit Phase Vs AntennaNumber
With a Straight Line. 用一条直线拟合相位与天线数的关系
Calculate Phase at Center 计算在中心天线的相位，从天线阵
Antenna，Rate of Change of （DPDA）一端到另一端的相位变化
Phase Across Antenna Array 率，以及拟合的均方根误差（rms）
（DPDA），and the RMS Error
of the FIT（Error）。
Next Linear Array Next 线性阵
Next Fourier Frequen＊y Next 富立叶频率
Next Range Next 距离
4.Determine Which Spe〈＆＆〉 4.确定哪些频谱特性是来自有效的散射点
Features Are From Valid
Scattering 〈＆＆〉
For 50 Ranges 〈＆＆〉 距离
For 128 Fourier〈＆＆〉 For 128个富立叶频率
〈＆＆〉 DFDA（E-W）和DPDA（N-S）
DPDA（N-S） 两组天线都小於25度吗？
Less Than 25 Degrees?
If Yes:This Spectral IF Yes：这个频谱分量是来自有效的散射
Component is From a Valid 点
SCattering Point
If NO：Disregard This IF No：略去这个频谱分量
Spectral Component
Next Fourier Frequency Next 富立叶频率
Next Range Next 距离
5.Calculate the Locations 5.计算有效点的位置
of the Valid Points
For Each Valid Point For 每一个有效点
X-Coordinate＝Range＊Lam＊a＊ X 座标＝距离＊λ＊DPDA（E-W）/（2＊PI＊D）
DPDA（E-W）/（2＊PI＊D）
（X is East） （X是东）
Y-Coordinate 〈＆＆〉 座标＝距离＊λ＊DPDA（N-S）/（2＊PI＊D）
DPDA〈＆＆〉
（Y is North） （Y是北）
〈＆＆〉 座标＝SQRI（1-X＊＊2-Y＊＊2）
（Z is Up） （Z是向上）
（PI＝3.1415;D＝Antenna （PI＝3.1415;D＝天线间距＝0.707＊λ
Spacing＝0.707＊Lamda; λ＝雷达波长）
Lamda＝Radar wavelength）
Next Valid Point Next 有效点
6.Calculate the Radial 〈＆＆〉 6.计算每一个有效点的径向速度
of Each Valid Point
For Each Valid Point For 每一个有效点
Radial Velocity〈＆＆〉 径向速度＝0.5＊光速＊富立叶频率/雷达频率
〈＆＆〉
Frequency
Next Valid Point Next 有效点
7.Gather the“Scattering-Point 7.在每一个高度采集“散射点参量”
Parameters”at Each Altitude
Scattering-Point Parameters： 散射点参量：
Radial Velocity of the 散射点的径向速度
Scattering Point
X、Y、and z Coordinates of 散射点的X，Y和Z座标
the Scattering point
Average Amplitude of the 散射点的在N-S阵上的平均振幅
Scattering Point On the
N-S Array
Average Amplitude of the 散射点在E-W阵上的平均振幅
Scattering Point on the
E-W Array
Average Phase（Referenced 在N-S阵上的平均相位（参照中心天线）
to Center Antenna）
On the N-S Arra＊
〈＆＆〉 在E-W阵上的平均相位（参照中心天线）
to Center Antenna）
On the E-W Array
Error of the Phase Fit 在N-S阵上的相位拟合误差
On the N-S Array
Error of the Phase Fit 在E-W阵上的相位拟合误差
on the E-W Array
8.Fit a Wind Vector to the 8.使一个风速矢量拟合于每一高度的散射点
Scattering-Point〈＆＆〉 参量
at Each Altitud＊
For 50 Altitudes For 50高度
Calculate U，V，W for〈＆＆〉 用最小均方根误差计算U，V，W
RMS error.
RMS Error is Given By： rms误差由下式给出：
For Each Valid Point For 对每一个有效点
RMS Error＝RMS Error rms误差＝均方根误差+SQRT
+SQRT〔（U＊X+V＊Y+W＊Z）/Range〕 〔（U＊X+V＊Y+W＊Z）/距离〕
Next Valid Point Next 有效点
9.End 9.结束。
图14表示用于本发明的一种合成波束转换器，当不存在相对移动时，用来获得目标和探测器之间相对移动的作用以完成时域到频域的变换所需要相对移动。时域到频域的变换是以目标和探测器之间的相对移动而产生的多普勒频率为根据的，用天线阵取样的方法合成移动能归纳到数据中去。例如，一个合成移位变换器的电压系列可以由从第一个探测器取第一个脉冲，由第二个探测器取第二个脉冲，等等，从第128个探测器取第128个脉冲来组成。这将产生相同的电压系列，它们可用从一个固定的天线阵的一端到另一端移动的变换器来测量。在一次可变的组合中，将一对静止的实际的探测器与来自两个实际探测器的信号相组合，可以形成一个精确得多的移动刻度。例如，如果V1（t）是第一个变换器的复数电压系列而V2（t）是第二个变换器的复数电压系列，第一个电压可以是递减的，而第二个电压是递增的，这方法类似于调低第一个电压而同时调高第二个电压，得出：
Vs（t）＝V1（t）＊（1-at）+V2（t）＊（at） （25）
式中：
at＝在0和1之间变化的衰减值。
由这些组合电压所描述的转换器的作用是一个从变换器1#的位置逐渐移动到变换器2#的位置的变换器。因此，绘於图2的各个接收机的输出电压可以逐渐变化结果导致横跨整个天线阵的移动。所以总数为N个静止的真实探测器可以产生N-1个同步合成移动变换器。将实际的变换器平行排列，可以构成许多个平行的合成移动变换器，结果在一个静止的目标和静止的变换器之间引起一个多普勒频率。
图14初略地描绘了在图2、3和4所说明的设备中实现合成波束转换的一种方法。正如图14所示，利用一个增益控制器件210，它产生增益控制输出信号A1，A2，……AN系列212，並加到接收电路214。增益控制器件210产生增益控制信号，它的线性方式从一个接收电路到另一个电路改变接收电路214的增益，结果在探测器阵中导致了一个综合线性移动。
图15和16示意地描绘了一个双频距离检波器，在本发明中用它来提供高的距离分辨率信息，补充由距离波门检波器182提供的距离信息。图15指示出一种方法，在这种方法中构成了双频距离检波器正如在图2，3和4中所表示的那样。图2的40～70MHZ的频率综合器54用来供发射电路50和接收电路38两者产生混频信号。参照图15，40～70MHZ频率综合器218将用来代替图2中的频率综合器54为发射机50提供一个混频信号。频率综合器218有一个输入端220，它包括一个相位相干漂移的频率控制器，它能在发射机电路发射的一个脉冲期间内从第一个频率漂移到第二个频率。例如在一个单脉冲发射期间，频率综合器218在发射脉冲器初始部分能产生一个43.285MHZ的混频信号，而后保持相位相干漂移到43.335MHZ频率。这将在发射脉冲的第一部分期间内产生一个2.66MHZ的发射频率和在脉冲的第二部分产生一个2.71MHZ的第二频率。在两个发射频率间给出50KHz差异。发生器222产生两个控制信号224，226，它们受开关装置218的控制产生一个单频控制输入信号220给频率综合器218。两个控制信号224，226，包括用来在两个不同频率上操纵综合器218的控制信号。开关装置228与频率综合器218互相配合提供了一个相位相干的从第一频率漂移到第二频率的信号。
控制信号224，226还加到频率综合器230，232去，分别提供两个混频信号234，236，用于本发明两个频率距离检波10实施例的接收机电路中。在类似於绘在图2，3和4的方法中，一个天线阵238连接到一个前置放大系列240和一个装在接收机电路中的射频组合242。因为使用两个不同频率，两个频率距离检波器必须同步地检测出两个频率。一个功率分配器244，将来自射频组合242的输出分成两个信号246，248。这些信号的每一个分别加到独立的混频组合250，252。两个不同的频率234，236分别加到混频组件250，252以便产生两个输出频率，此二频率加到两个中频组合254，256。对由天线阵238的每一个独立的天线所获得的每个频率而言，示於图2，3和4中的所有电路直到相位和幅度发生器174为止都是重复的。
然后，将从每个天线获得的相位值加到图16说明的装置上，第一个频率的相位值φ（ω）和第二个频率的相位值φ′（ω）二者加到一个减法器258上。258减法器产生一个差信号△φ，它是两个频率的相位值之差，这个相位差值直接正比于在距离波门内检测出的目标的位置。相位差信号△φ加到一个乘法器260。它的功能是将相位信号乘以一个常数K，达到一个适当的比值，这个输出信号经由接头262，加到一个加法器264上。加法器264加上已经乘以常数K的相位差信号，以便对由距离波门检测器182提供的距离数据维持适当的比值。距离波门数据包括距离波门信息，在加法器264内将相位差加到距离波门信息上，以便提供一个高分辨率的距离数据信号266。

Claims (83)

1、一种提供多个目标的位置信息的方法，其特征在于该方法包括下列步骤：
至少用三个独立的探测器基本上同时检测来自所述多个目标的接收到的时间脉冲;
分别为每一个所述的独立探测器产生复数电压时间函数V（t）;
分别把每一个所述的复数电压时间函数V（t）转换为随所述多个目标中的每一个目标的独立的多普勒频率V（ω）而变化的多普勒频率函数V（ω），所述的每一个目标的独立的多普勒频率，是作为相对于所述独立探测器的每一个目标的独立速度的结果而产生的，并且与所述多个目标中的其他各目标的速度无关;
从表示多个散射点的所述多普勒频率函数V（ω）产生相位值φ（ω）;
进行散射点分析，以从噪声中识别和区分所述的多个目标，并通过从多对所述独立探测器的所述相位值φ（ω）之间的差产生相位差函数△φ（ω），来同时定位所述的多个目标;
比较在相应的多普勒频率上的相位差函数△φ（ω）;以及
用干涉测量技术分析作为所述多对独立探测器的所述空间间距的一个函数的所述相位差函数△φ（ω）。
2、如权利要求1所述的方法，其特征在于该方法除了相位值φ（ω）外包括产生幅度值A（ω），并其中用一个预定的阈值与所述散射点作比较，以从噪声中识别和区分所述多个目标，并用所述干涉测量技术来确定每个目标相对于所述独立的探测器的角度位置。
3、如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的散射点分析涉及通过根据每一个目标的所述独立的多普勒频率区分每一个目标，和通过确定从每一个目标返回的时间脉冲的公共位置源，来同时确定所述多个目标的位置，所述干涉测量技术用来从对作为所述多对独立探测器的空间间距的一个函数的所述相位差函数△φ（ω）的分析，来确定所述公共位置源。
4、如权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，其特征在于所述的检测步骤还包括：
顺序地扫描所述的各个独立的探测器，以产生所述的各独立探测器的合成波束位移，导出每一个目标相对于所述探测器的所述独立速度。
5、如权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，其特征在于还包括下列步骤;
从发射机阵的这头到那头顺序地发射所述的时间脉冲，以导出所述目标和所述探测器之间的相对运动。
6、如权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，其特征在于所述的检测步骤包括：
检测由一个自身发光的目标所产生的所述时间脉冲。
7、如权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，其特征在于还包括下列步骤：
检查所述的多普勒频率（ω），以确定所说运动目标的径向速度。
8、如权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，其特征在于还包括下列步骤：
按幅度对所述多普勒频率函数进行分类，以便有选择性地检查具有预定特征的目标。
9、如权利要求4所述的方法，其特征在于还包括下列步骤：
测量所述时间脉冲的传播时间，以提供所述目标离所述探测器的径向距离（R）的距离信息。
10、如权利要求3所述的用来检测多个目标并提供所说多个目标的三维位置信息的方法，其特征在于它包括下列附加的步骤：
发射时间脉冲串来照射所述的多个目标;
测量在所述目标反射的所述时间脉冲串的传播时间，以提供所述目标的径向距离（R）的距离信息;
分别为每一个所述独立的探测器从在所述运动目标反射的所述时间脉冲串来产生复数电压时间函数V（t），该复数电压时间函数具有一个同相分量X（t）和一个正交分量Y（t），并从所述多普勒频率函数V（ω）除了所述相位值φ（ω）外还产生幅度值A（ω）。
11、如权利要求10所述的方法，其特征在于还包括下列步骤：
检查所述运动目标的多普勒频率（ω），以确定所述目标相对于所述探测器的径向速度。
12、如权利要求10所述的方法，其特征在于所述把所述的复数电压时间函数V（t）转换为多普勒频率函数V（ω）的步骤包括下列各个步骤：
转换所述复数电压时间函数V（t）的同相分量X（t）为所述多普勒频率函数V（ω）的一个实部分量X（ω）;
将所述复数电压信号V（t）的正交分量Y（t）转换为所述多普勒频率函数V（ω）的一个虚部分量Y（ω）。
13、如权利要求10所述的方法，其特征在于所述的分析所述相位差函数△φ（ω）的步骤包括下列步骤：
通过将所述的相位值φ（ω）与能产生线性响应的目标的所有可能位移图象进行比较，从所述的相位值φ（ω）中消去2π不连续性;
使一最小平方线性响应适合于所述的相位值φ（ω）;
将所述的最小平方线性响应的均方根误差与一个预定的误差极限进行比较，以便从噪声中区别出所述的运动目标。
14、如权利要求10所述的方法，其特征在于还包括下列步骤：
从一个矢量运动场用平均运动，散度和旋度来表征所述运动目标的运动场。
15、如权利要求10所述的方法，其特征在于还包括下列步骤：
顺序地扫描所述各个独立探测器，以产生所述独立探测器的合成波束位移，来导出相对于所述独立探测器静止的目标的所述复数电压时间函数V（t）中的所述多普勒频率（ω）。
16、如权利要求10所述的方法，其特征在于所述的顺序扫描步骤还包括下列步骤：
以渐进地变化的方式结合相邻的独立探测器的输出，以导出从诸独立探测器这一头到那一头的一个渐进的多普勒运动。
17、一个用来同时定位多个独立运动的目标以及从噪声中识别这些目标的系统，其特征在于它包括：
发射机装置，用来发射时间脉冲串来照射所述各目标;
包括至少三个接收机阵的探测器装置，用来检测从所述各目标反射回来的时间脉冲串;
相位检波器装置，用来从代表由在相等数目的空间间隔的探测器位置处的所述探测器装置对所述时间脉冲串的检测的时间脉冲串，产生至少三个独立的复数电压时间函数V（t）;
频谱分析装置，用来把所述复数电压时间函数转换为多普勒频率函数V（ω），该多普勒频率函数V（ω）随在所述复数电压时间函数V（t）中导出的多普勒频率（ω）而变化，作为在所述发射机装置、所述目标和所述探测器装置之间的路径长度的变化的结果;
从表示多个散射点的所述多普勒频率函数V（ω），产生频谱相位函数φ（ω）的装置;
用于定位所述多个目标的装置，它包括：
用于从多对所述独立探测器的所述相位值φ（ω）之间的差，来产生相位差函数△φ（ω）的装置;
用于比较在相应多普勒频率上的所述相位差函数△φ（ω）的装置;
用于用干涉测量技术来分析作为所述多对独立探测器的空间间距的一个函数的所述相位差函数△φ（ω），以确定每一个目标相对于所述独立探测器的角度位置的装置。
18、如权利要求17所述的系统，其特征在于包括用于从所述多普勒频率函数V（ω）除了所述频谱相位函数φ（ω）外产生频谱幅度函数A（ω）的装置，和用于将所述的散射点与一预定的阈值作比较，以从噪声中识别和区分所述多个目标的装置。
19、如权利要求18所述的系统，其特征在于所述的用于定位的装置还包括：
用于按幅度对所述多普勒频率函数进行分类，以便有选择性地检查具有预定特征的目标的装置。
20、如权利要求17所述的系统，其特征在于还包括：
＊于从所述多普勒频率（ω）来确定所述目标的运动的径向速度的装置。
21、如权利要求17所述的系统，其特征在于所述的用于分析的装置包括：
干涉测量装置，用于计算表示所述目标相对于所说变换器装置的角度位置的天顶角θ，其计算公式如下：
θ＝Sin-1(λ△φ/2πD)
式中：△φ＝由具有空间间距（D）的变换器装置产生的所述相位函数φ（ω）的相位值差。
λ＝所述时间脉冲串的波长。
22、如权利要求17所述的系统，其特征在于所述的用于分析的装置包括：
相位拟合装置，用来检查每一个多普勒频谱频率的所述频谱相位函数φ（ω），以便确定所述相位值差是否随所述空间间隔的探测器位置的空间间距（D）基本上线性地变化;
干涉测量装置仪，用于计算由所述相位拟合装置从噪声中识别出来的每一个目标的天顶角。
23、如权利要求21所述的系统，其特征在于所述的相位拟合装置包括：
用于通过将所述的相位值与能产生线性响应的所有可能位移图象进行比较，来从所述相位值中消去2π不连续性的装置;
用于使一个线性响应适合于所述相位值的装置;
用于计算所述线性响应的均方根误差是否小于一预定的误差极限的装置。
24、如权利要求23所述的系统，其特征在于所述的用于分析的装置还包括：
用于检测在空间间隔的探测器位置处产生的频谱幅度函数A（ω），以便为一特定的多普勒频率确定一个表示所述可能目标存在的最小阈值的装置。
25、如权利要求17所述的系统，其特征在于还包括：
合成波束位移装置，用于顺序地扫描所述探测器装置，以导出由所述发射机装置、所述目标和所述探测器装置所限定的路径长度的变化，而产生相对于所述探测器装置静止的目标的所述的复数电压时间函数V（t）中的所述多普勒频率（ω）。
26、如权利要求17所述的系统，其特征在于还包括：
合成波束位移装置，用于顺序地扫描所述发射机装置，以导出由所述发射机装置、所述目标和所述探测器装置所限定的路径长度的变化，而产生相对于发射机装置静止的目标的所述复数电压时间函数V（t）中的所述多普勒频率（ω）。
27、如权利要求17所述的系统，其特征在于还包括：
用于测量从所述目标反射回来的时间脉冲串的传播时间，以便提供所述目标离探测器装置的径向距离（R）的射程波闸信息的装置。
28、如权利要求17所述的系统，其特征在于还包括：
用于产生附加的时间脉冲串，以供具有与所述时间脉冲串稍不同的频率的所述发射机装置发射的装置;
用于比较所说时间脉冲串和所说附加时间脉冲串的相位值φ（ω）的装置;
用于通过检查所述时间脉冲串和所述附加时间脉冲串的所述相位值φ（ω）的差，来确定在所述射程波闸内的所述目标的径向距离的装置。
29、如权利要求17所述的系统，其特征在于所述发射机装置和所说探测器装置包括：
至少对准两个方向且其空间间距小于所说时间脉冲串的1/2波长距离的至少三个天线，用于提供数据以清楚地定位所述目标;
对准所述两个方向中每一个方向，且与所述天线的空间间距为所述时间脉冲串的多个波长距离的至少二个附加天线，以提供高分辨率的天顶角测定数据。
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