CN100426685C

CN100426685C - 根据pdc手持机的vco突发来估计gps基准频率漂移的方法和电路

Info

Publication number: CN100426685C
Application number: CNB2004100769975A
Authority: CN
Inventors: P·W·麦克博尼
Original assignee: Seiko Epson Corp; ELEDE Co
Current assignee: Seiko Epson Corp; Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 2003-08-27
Filing date: 2004-08-27
Publication date: 2008-10-15
Anticipated expiration: 2024-08-27
Also published as: EP1510830A1; JP4426928B2; DE602004001368D1; KR20050022312A; EP1510830B1; US20050048941A1; HK1072473A1; JP2005070054A; CN1592127A; DE602004001368T2; US7224950B2

Abstract

一种组合式移动电话和卫星导航接收机，其包括通过使用PDC手持机周期性接收的VCO突发信息来校正GPS接收机基准频率漂移的电路。经校正的GPS接收机基准频率漂移随后允许较快地初始化用户可得到的位置解并使该解稳定。GPS数控振荡器(NCO)接收PDC手持机的VCO样本。

Description

根据PDC手持机的VCO突发来估计GPS基准频率漂移的方法和电路

技术领域

本发明涉及卫星导航接收机，更具体地说涉及用于操作与蜂窝电话相结合的导航卫星接收机的方法和系统。

背景技术

蜂窝电话已变得相当普及，它们似乎存在于任何地方，且每个人都在使用它们。现在，全球定位系统(GPS)及其他导航卫星系统正与蜂窝电话联系在一起，以便可以合法方便地确定用户的位置。由于9-1-1紧急系统的原因，美国政府已下达命令，蜂窝提供者应当报告蜂窝电话的物理位置。而执法机构也希望能够找到通过使用漫游蜂窝电话逃离拘捕的罪犯所在的位置。用户和公司已发现知道他们及其客户的蜂窝电话的位置之所以好和有用的种种理由。因此，在一种大量销售的手持设备中融合蜂窝电话和卫星导航接收机技术已经变得非常关键。

对于任何一种大量销售的手持设备，制造成本和电池寿命是两个重要的方面。在蜂窝电话和卫星导航接收机相结合的技术中，比较合适的似乎是共享任务以及使尽可能多的部件具有双重功能。最明显的是将蜂窝电话与卫星导航接收机封装到一个组件中，且用同一个电池为二者供电。一种采用现有技术的混合设备试图通过使卫星导航接收机基准频率输入跟随蜂窝电话部分的合成输出，这样来减少所需晶振的数量。

全世界范围内采用了几种蜂窝电话技术。全球数字移动通信系统(GSM)、如GSM900是一种主要在欧洲、东南亚、澳大利亚及非洲设立的移动电话标准。北美采用码分多址(CDMA)数字无线技术，如国际标准(IS-95)，以及其他几种与欧洲采用的GSM网络不兼容的网络技术。日本在其移动电话网络中采用CDMA和个人数字通信(PDC)技术。在日本，GSM电话是不兼容的，不能工作。

在待机模式中，典型的PDC手持机每700毫秒仅在20毫秒突发内对其压控振荡器(VCO)进行调节。虽然这些突发脉冲间的VCO漂移对PDC系统工作无任何影响，但这种漂移超出了卫星导航接收机操作的严格限制。手持机VCO有效锁定于同步突发脉冲期间可为卫星导航接收机的工作提供良好的合成基准频率。但对于用来估计卫星导航接收机漂移的频率计数方法而言，可用的观测窗口还不够长。

需要一种能够从PDC型VCO获取定时信息，以便帮助初始化GPS接收机并使其工作的电路。

发明内容

简要地说，将移动电话与卫星导航接收机相结合的本发明实施例包括用于校正GPS接收机基准频率漂移的电路，所述校正是利用PDC手持机周期性接收的VCO突发脉冲信息来进行的。经校正的GPS接收机基准频率漂移随后可允许较快地初始化用户可得到的位置解(position solution)并使该解稳定。GPS数控振荡器(NCO)接收PDC手持机VCO样本。

本发明的一个优点在于，提供了用于初始化和操作卫星导航接收机的系统和方法。

本发明的另一优点在于，提供了用于降低结合了卫星导航接收机及移动电话的移动设备的成本的系统和方法。

对于本领域的普通技术人员而言，在阅读如下对各附图中所示优选SPS接收机的详细说明之后，将毫无疑问地明白本发明的这些及其他的目的和优点。

附图说明

图1是本发明方法实施例的流程图；以及

图2是可替代图1所示方法的本发明鉴频器电路实施例的原理图。

具体实施方式

图1说明本发明的方法实施例，所述方法根据待机模式下的电话VCO估计GPS基准频率漂移。该方法用标号100表示。在待机模式下，典型的PDC手持机每700毫秒在20毫秒突发内对其VCO进行调节。采用普通的频率计数方法，观测窗口太短而不足以估计GPS的漂移。如果VCO是锁定的但仅短时可用，则电路100可以精确地估计GPS漂移。

在步骤102中，将手持机VCO的时钟输入，并将其转换为具有合理占空比的方波。在步骤104中，使VCO时钟同步于或受控于GPS接收机主时钟。在步骤106中，门控的VCO时钟变量(VCOstate)定义为具有两种状态：(1)TTL高电平和(-1)TTL低电平。具有频率为例如27.456MHz的输入时钟MCLK的NCO包括24位计数器，在步骤108中，每来一个MCLK，该计数器就增加一个“NCO_VALUE”。使用完整的主时钟以便可以适应一直到MCLK的VCO频率。最好采用输入指令来定义标称VCO频率。这样，NCO_VALUE＝VCO×2²⁴/MCLK。4位变量Istate等于NCO的高四位。第二个4位变量定义为Qstate＝Istate+4。在步骤110中，利用正弦表建立每个MCLK、参考正弦函数和余弦函数，其中，Istate和Qstate是该表的输入。例如：

表I

table[0]＝1；table[1]＝3；table[2]＝4；table[3]＝5；table[4]＝5；table[5]＝4；table[6]＝3；table[7]＝1；table[8]＝-1；table[9]＝-3；table[10]＝-4；table[11]＝-5；table[12]＝-5；table[13]＝-4；table[14]＝-3；table[15]＝-1；

在步骤112中，对于每个MCLK，根据载波组合来更新两个加法器，即Icorr+＝VCOstate×table[Istate]以及Qcorr+＝VCOstate×table[Qstate]。有符号的18位加法器足够在27.456MHz时钟频率下进行一毫秒积分。对应于预检测时间间隔，定义了另一变量“PDI”。在步骤114中，PDI变量的长度是正在求解的GPS漂移的函数。选择PDI，使得在观测时间内PDI不会混淆(alias)。DRIFT_ERROR＜2/MIX_PDI，其中，DRIFT_ERROR(漂移误差)是NCO_NOMINAL(数控振荡器标称频率)下以Hz计的漂移误差，例如，如果漂移误差为10PPM，那么标称频率下的误差为274.56Hz。因此，对于一毫秒PDI，漂移在500Hz的可检测范围内。

如果PDI太长，频率将会发生混淆。这仍然可能是可接受的，因为存在可以检测频率混淆的SCXO模型。优选方法是定义长度足以减少噪声，但又短得足以防止混淆最差的GPS漂移补偿的PDI。例如，25PPM的漂移误差＝686.4Hz。0.5毫秒的PDI将在1kHz处发生混淆，因此，可以正确地计算出漂移值。

在步骤116中，在第一PDI结束时保存I1＝Icorr以及Q2＝Qcorr。在第二PDI期间，保存I2＝Icorr以及Q2＝Qcorr。在步骤118中，计算标准AFC(自动频率控制)鉴频参数，Cross＝I1×Q2-I2×Q1，以及Dot＝I1×I2+Q1×Q2。形成比率X＝Cross/Dot。根据三角学公式，X＝tan[(ω_vcoError-ω_gpsError ^vco)×PDI]，其中，ω_vcoError＝VCO偏移标称频率的角频率误差，即等于实际的VCO频率-VCO_NOMINAL，以及其中ω_gpsError ^vco＝GPS晶振偏移VCO标称频率的角频率误差。

因此，ω_gpsError＝ω_gpsError ^vco×MCLK/VCO

＝(实际的GPS频率-MCLK)

＝(MCLK的)漂移

因此，ω_gpsError ^vco＝2×PI×漂移×VCO/MCLK

假定，ω_vcoError＝0，GPS频率误差为(0-ω_gpsError ^vco)×PDI＝tan^-1(X)。

这样，在步骤120中就可得到GPS基准频率漂移的估计。认识到PDI是通过对MCLK计数形成的，可提高计算精度。计算精度受所求解的漂移影响。这可通过对如下事实建模来加以说明：实际的PDI等于NUM_CLK×MCLK周期，也即等于NUM_CLK/(MCLK+(MCLK的)漂移)。NUM_CLKS表示为毫秒(MSEC)数，即NUM_CLKS＝MSEC×0.001×MCLK。

作两次替换，得到(0-2×PI×漂移×VCO/MCLK)×MSEC×0.001×MCLK/(MCLK+漂移)＝tan^-1(X)。求漂移，(MCLK的)漂移＝tan^-1(X)×MCLK/(2×PI×0.001×MSEC×VCO+tan^-1(X))。

采用13PPM的GPS误差，实际频率为27456356.93Hz。因此，实际漂移＝356.93Hz。在采用MSEC＝1的1000次实验运行中，平均频率为355.97Hz，误差为0.96Hz。这样就导致平均PPM误差为0.035PPM以及0.026PPM的标准偏差。

为了在电话处于待机模式时进行频率辅助(frequency assistance)，电路100最好在需要GPS定位之前在后台中运行。当请求GPS定位(GPS fix)时，可获得“热”漂移估计，并且不存在等待频率辅助的GPS第一定位时间(GPS time-to-first-fix(TTFF))延迟。

在每个20毫秒的待机周期内，最好收集连续一毫秒的估计并取平均，以进一步减少误差。

图2说明本发明的第二实施例，鉴频器200用于测量GPS时钟与外部VCO时钟之间的频差。如果观测间隔相对于外部时钟频率而言较长，则常规频差(freqDiff)电路具有很好的精度。在只能在较短周期内观察到外部时钟的应用中，需要不同类型的电路。freqDiff2电路是一种简单的正交检波器，其中，通过连续的观测来实现频率误差检测。

在电路200中，数控振荡器(NCO)锁存器202接收来自NCO的固件控制程序的任何写入。当从例如待机模式下的手持机中获取VCO信息时，定期写入NCO值206。

NCO 204用于产生外部时钟的标称频率。例如，为确定主时钟(MCLK)208与外部时钟输入210之间的频差，用NCO产生标称频率以形成正交误差信号。

NCO 204最好是24位无符号加法器，它在每个主时钟周期加一次变量NCO_VALUE 212。在通过时钟使能门电路209的27.456MHz时钟MCLK 208的每个周期内，NCO 204将NCO_VALUE 212加到前一值中。输入210控制时钟门电路。由NCO 204产生的频率信号214是NCO_VALUE的函数。该电路将MCLK转换成期望频率。NCO_VALUE(比特)＝期望频率(Hz)×2³⁴(比特)/MCLK(Hz)。NCO的高4位用于数字延迟216中，以产生16位相位正弦变量Istate，其中Istate＝NCO＞＞20。通过数字延迟216使Istate前进4个状态(90度)来创建正交形式的(余弦)变量218，即Qstate＝(Istate+4)&0XF。Istate和Qstate均是相应的16状态查找表220和222的输入，例如：

表II

表输入	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13	14	15
表输入	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13	14	15	表输出	1	3	4	5	5	4	3	1	-1	-3	-4	-5	-5	-4	-3	-1

外部时钟由门电路224用MCLK选通，对应于一个具有逻辑值(0，1)的输入变量。如果外部时钟为逻辑(TTL)高电平状态(1)，那么就会得到数值“1”。否则，如果外部时钟为低电平状态(0)，则得到数值“-1”。

表III

对于每个MCLK：如果(输入＝1)Icorr+＝table(Istate)Qcorr+＝table(Qstate)否则Icorr-＝table(Istate)Qcorr-＝table(Qstate)

I混频器226和Q混频器227分别为I加法器228和Q加法器230馈送信号。当使能电路200时，将所述加法器清零。计数在下一毫秒中断时开始。可以在每毫秒产生中断。第一值将是0，最好由固件丢弃。每毫秒将Icorr和Qcorr值分别锁存到保持寄存器232和234中。加法器清零，并继续进行积分，一直到电路停止。

半毫秒观测周期可能对估计较大频差有效。一毫秒内，各加法器的最大理论值为27456×5＝137280。因为2¹⁷＝131072以及2¹⁸＝262144，所以寄存器Icorr和Qcorr可分别是18位带符号寄存器。对结果进行符号扩展，变为24位的字。将freqDiff2中断位用于报告电路何时启用并具有新结果。

通过写NCO_VALUE来控制电路200。当最高位字节被写入时，一个字就被拷贝到电路中。NCO_VALUE中任一比特置位表示电路已启用。全0指示电路已禁用。

对于读操作，(1)时钟使能设为关闭，输入NCO_VALUE的三个字节全部置零，且NCO和加法器清零；(2)时钟使能设为启用，如果NCO_VALUE的任一位置位，并且高字节被写入，则在下一个加法器选通脉冲后时钟被使能；(3)NCO在MCLK下运行；(4)时钟门电路用主时钟选通输入时钟；(5)I-phase为4位的字，Q-phase为I加4得到的4位的字；(6)通过查表得到I-value和Q-value；(7)I-mix和Q-mix是输入(+/-1)与表格输出的乘积；(8)加法器是24位加法器，例如4位预加器和20位加法/减法计数器；(9)加法器选通脉冲设为一毫秒中断；(10)主机可从锁存器读取漂移估计；(11)在完成一毫秒积分时，将int2状态中的某比特置位，例如为了避免在因检测到I和Q锁存器均为零而使电路使能时设置中断。

虽然已经根据现有的优选SPS接收机来对本发明作了描述，但要理解，本公开不应作限制性解释。所属领域的技术人员在阅读上述公开后无疑可以明白本发明的各种变型和修改。因此，所附权利要求书旨在涵盖落于本发明的“本质”精神和范围内的所有变型和修改。

Claims

1. 一种用于从运行于待机模式下的蜂窝电话手持机估计未初始化的导航接收机中的基准频率漂移的方法，所述方法包括以下步骤：

将处于待机模式下的蜂窝电话手持机与需要初始化的导航接收机相关联，在该待机模式下，基站约每700毫秒提供20毫秒的频率基准信息突发；

在所述待机模式运行期间，从基站采样所述20毫秒的频率基准信息突发；

使数控振荡器NCO在标称频率下运行，以使用同相和正交相位正弦表来创建连续的基准频率正弦波；

用所述采样步骤中获得的样本周期性地调整所述NCO，使得所述基站通过一系列与所述20毫秒的频率基准信息突发重合的更新为准确的频率测量提供基础；

在将所述连续的基准频率正弦波与所述20毫秒的频率基准突发信息在I混频器和Q混频器中进行混合后，将所述数控振荡器的同相输出与正交相位输出相关；

根据所述相关结果计算导航接收机基准频率漂移估计；以及

使用所述漂移估计，以通过减少由所述导航接收机和所述蜂窝电话手持机用作本地振荡器的主时钟的本地振荡器频率不确定性来改善所述导航接收机中的初始化性能。

2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括如下步骤：

根据所述数控振荡器的输出数据建立基准正弦波，并且将更新传递给所述相关步骤。

3. 一种用于估计导航接收机中的基准频率漂移的电路，所述电路包括：

数控振荡器，用于周期性地接收数控振荡器输出频率所依赖的NCO_VALUE，其中NCO_VALUE(比特)＝期望频率(Hz)×234(比特)/MCLK(Hz)，MCLK表示主时钟的频率；

第一查找表电路，用于根据所述数控振荡器输出频率的同相形式来逼近正弦波；

第一混频器，其与所述第一查找表电路的输出相连，用于将所述输出与来自并置的移动电话的主时钟信号进行比较，以进一步提供I-mix信号输出，所述I-mix信号输出代表各输入信号的频差；

I加法器，用于将所述I-mix信号输出相关，并具有I加法器输出；

第二查找表电路，用于根据所述NCO输出频率的正交相位形式来逼近余弦波；

第二混频器，其与所述第二查找表电路的输出相连，并将所述输出与所述主时钟信号进行比较，以进一步提供Q-mix信号输出，所述Q-mix信号输出代表各输入信号的频差；

压控振荡器信号抽样电路，用于在所述压控振荡器周期性地与来自无线通信网络的精确载波频率信号进行比较的那些时间间隔内采集由主时钟信号同步的压控振荡器信号；

Q加法器，用于将所述Q-mix信号输出相关，并具有Q加法器输出；以及

用于减少本地振荡器频率不确定性的电路，该电路在所述导航接收机初始化之前和当所述移动电话运行于待机模式时运行，并通过输出包括所述I加法器输出和Q加法器输出的漂移估计来加速初始化。

4. 如权利要求3所述的电路，其特征在于还包括：

数控振荡器值保持锁存器，用于接收来自固件控制程序的数据，该数据表示在突发采样周期后应如何调整数字计数，所述数控振荡器值保持锁存器被连接，以在所述压控振荡器周期性地与来自所述无线通信网的所述精确载波频率信号进行比较的那些时间间隔内将所述主时钟信号选通至所述第一和第二混频器。

5. 如权利要求3所述的电路，其特征在于，所述电路还包括：

I锁存器和Q锁存器，其充当I加法器输出和Q加法器输出的、可以由固件控制程序访问的寄存器。