KR20050022312A - 피디시-핸드셋 브이시오-버스트로부터의 지피에스 기준주파수 드리프트 추정 - Google Patents

피디시-핸드셋 브이시오-버스트로부터의 지피에스 기준주파수 드리프트 추정 Download PDF

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Abstract

휴대 전화와 내비게이션 위상 수신기의 결합은 PDC 핸드셋에 의해 주기적으로 수신되는 VCO 버스트 정보를 이용함으로써 GPS 수신기 기준 주파수 드리프트를 보정하기 위한 회로를 포함하고 있다. 따라서, 보정한 GPS 수신기 기준 주파수 드리프트에 의해 유저에게 가용하게 된 위치 솔루션의 안정한 동작 및 보다 빠른 초기화가 가능하다. GPS NCO(numeric controlled oscillator)는 PDC 핸드셋 VCO 샘플을 수신한다.

Description

피디시-핸드셋 브이시오-버스트로부터의 지피에스 기준 주파수 드리프트 추정{ESTIMATING GPS REFERENCE FREQUENCY DRIFT FROM PDC-HANDSET VCO-BURSTS}
본 발명은, 내비게이션 위성 수신기에 관한 것으로, 특히 휴대 전화에 관련하여 내비게이션 위성 수신기를 동작시키기 위한 방법과 시스템에 관한 것이다.
휴대 전화는 널리 존재하게 되어, 어디에나 있고 모든 사람들이 이것을 사용하고 있는 것 같다. 오늘날 GPS(Global Positioning system) 및 다른 위성 내비게이션 시스템은 법률상 이유뿐만 아니라 편의상의 이유로도 유저의 위치가 결정되도록 휴대 전화와 결합시키고 있다. 미합중국 정부는 9-1-1 응급 시스템의 이유로 이동통신 사업자가 휴대 전화의 실체적인 위치를 보고하여야 하는 것을 요구하고 있다. 그렇지만 법 시행은 또한 지금까지 체포를 피할 수 있었던 범죄자의 위치를 로밍 휴대 전화를 사용함으로써 알아낼 수 있는 것을 원하고 있다. 유저들과 회사들은 그들과 그들 고객의 휴대 전화의 위치를 아는 것이 유익하고 유용한 무수한 이유를 발견하여 왔다. 그래서 하나의 시판 휴대용 장치에 있어서 휴대 전화와 위성 내비게이션 수신기 기술의 결합이 중요하게 되고 있다.
시판 휴대용 장치에서는 제조 비용과 배터리 수명의 2가지가 중요하다. 휴대 전화와 위성 내비게이션 수신기 기술의 결합에서는, 태스크를 공유하고 가능한 한 많은 컴포넌트가 더블 듀티를 행하게 하는 것이 적당한 듯하다. 가장 분명한 것은 휴대 전화와 위성 내비게이션 수신기를 하나의 패키지에 넣고 하나의 배터리를 사용하여 이 둘에 동력을 제공하는 것이다. 하나의 종래 기술의 혼성 장치에서는 위성 내비게이션 수신기 기준 주파수 입력을 휴대 전화 부분으로부터 합성된 출력에 종속시킴으로써 필요한 수정 발진기의 수를 감소시키는 것을 시도하고 있다.
전세계에 걸쳐 많은 휴대 전화 기술이 이용되고 있다. GSM(global system for mobile telecommunication), 예를 들면, GSM 900은, 주로 유럽, 동남아시아, 오스트레일리아 및 아프리카에서 확립된 이동 전화 규격이다. 북아메리카에서는 CDMA(code division multiple access) 디지털 무선 기술, 예를 들면, 국제 규격(IS-95), 및 유럽에서 이용되는 GSM 네트워크와 호환이 안 되는 여러 가지 다른 네트워크 기술을 이용한다. 일본에서는 CDMA 및 그 이동 전화망을 위한 PDC(personal digital communicator)를 이용한다. 일본에서 GSM 폰은 호환성이 없고 사용하지 않는다.
대기 모드에서의 전형적인 PDC 핸드셋들은 단지 700 밀리초마다 20 밀리초 버스트로 이들의 VCO(voltage-controlled oscillator)를 조정할 따름이다. 이들 버스트 간의 VCO 드리프트는 PDC 시스템 동작에 대해서 중요하지 않지만, 이러한 드리프트는 위성 내비게이션 수신기 동작의 엄격한 한도를 초과한다. 핸드셋-VCO가 동기하는 버스트에 활발히 로크(lock)되고 있는 기간은 위성 내비게이션 수신기 동작에 양호한 합성 기준 주파수를 제공할 수 있다. 그러나 가용 관찰 윈도우는 위성 내비게이션 수신기 드리프트를 추정하는데 이용되는 주파수 카운터 접근에 대해 충분히 길지 못하다.
필요한 것은 PDC 타입의 VCO로부터 타이밍 정보를 차용하여 GPS 수신기의 초기화 및 동작을 도울 수 있는 회로이다.
간단히 말해서, 본 발명의 실시예의 휴대 전화와 내비게이션 위성 수신기의 결합은 PDC 핸드셋에 의해 주기적으로 수신되는 VCO 버스트 정보를 이용함으로써 GPS 수신기 기준 주파수 트리프트를 보정하기 위한 회로를 포함하고 있다. 따라서, 보정한 GPS 수신기 기준 주파수 트리프트에 의해 유저에게 가용하게 된 위치 솔루션의 안정한 동작 및 보다 빠른 초기화가 가능하다. GPS NCO(numeric controlled oscillator)는 PDC 핸드셋 VCO 샘플을 수신한다.
본 발명의 이점은 내비게이션 위성 수신기의 초기화 및 동작을 위한 시스템 및 방법이 제공되는 것이다.
본 발명의 다른 이점은 내비게이션 위성 수신기가 결합된 이동 장치들과 이동 전화들의 비용을 감소시키기 위한 시스템 및 방법이 제공되는 것이다.
당해 기술분야의 숙련된 자에게는 본 발명의 이들 및 그 밖의 목적과 이점들이 여러 도면에 도시된 바람직한 SPC 수신기의 다음 상세한 설명을 읽은 후에 명백하게 되는 것은 물론이다.
도 1은 대기 모드의 폰용 VCO로부터 GPS 기준 주파수 드리프트를 추정하기 위한 본 발명의 실시예의 방법을 도시하고 있다. 여기에서 이러한 방법은 개괄적인 참조부호 100으로 나타내어진다. 대기 모드에서, 전형적인 PDC 핸드셋들은 700msec마다 20msec 버스트로 이들의 VCO를 조정한다. 이 짧은 관찰 윈도우는 종래의 주파수 카운터 접근을 이용하여 GPS 드리프트를 추정할 정도로 길지 못하다. 회로(100)는, VCO가 로크되지만 짧은 시간만 가용하다고 가정하여, GPS 드리프트를 정확히 추정할 수 있다.
단계 102에서, 핸드셋 VCO 클록이 입력되며 적당한 듀티 사이클의 구형파(square wave)로 변환된다. 단계 104에서는 VCO 클록이 GPS 수신기 마스터 클록에 동기되거나 또는 게이트된다. 단계 106에서는 게이트된 VCO 클록 변수(VCOstate)가, (1) TTL 하이와, (-1) TTL 로우의 두개의 스테이트(state)를 갖는 것으로 정의된다. 단계 108에서는 입력 클록, MCLK, 예를 들면, 27.456 ㎒의 NCO가 각 MCLK에 "VCO-VALUE"를 가산하는 24-비트 카운터를 포함한다. 최대한의 마스터 클록이 이용되어 MCLK 까지의 범위 내의 VCO 주파수가 수용될 수 있다. 입력 명령은 공칭 VCO 주파수를 정의하는데 이용되는 것이 바람직하다. 따라서, NCO_VALUE = VCO * 224 / MCLK이다. 4-비트 변수, Istate는 NCO의 상부 4-비트와 동일하다. 두번째의 4-비트 변수는, Qstate = Istate + 4로 정의된다. 단계 110에서는, Istate와 Qstate가 테이블에 입력된 사인 곡선 테이블을 이용하여, 각 MCLK, 기준 사인 및 코사인 함수가 형성된다. 예를 들면, 아래의 표 1과 같다.
표 1
단계 112에서는, 각 MCLK, 두개의 상관기(correlator)가 캐리어 믹스에 따라 갱신되는데, Icorr += VCOstate * table[Istate], 및 Qcorr += VCOstate * table[Qstate]이다. 부호화된 18-비트 상관기는 27.456㎒에서의 1-msec 통합(integration)에 적합하다. 전-검출(pre-detection) 간격에 대해, 다른 변수 "PDI"가 정의된다. 단계 114에 대해서, PDI 변수의 길이는 해석되고 있는 GPS 드리프트의 함수이다. PDI는 관찰 시간에 있어서 얼라이어스 되지 않도록 선택된다. DRIFT_ERROR < 2 / MIX_PDI인데, 여기서 DRIFT_ERROR는 NCO_NOMINAL에서의 ㎐이고, 예를 들면, 드리프트 에러가 10PPM이면, 공칭 에러는 274.56㎐이다. 따라서, 1msec PDI에 대해, 드리프트는 500㎐의 검출 가능 범위 내이다.
PDI가 너무 길면, 주파수는 앨리어스(alias) 된다. 앨리어싱(aliasing)의 검출을 가능하게 하는 SCXO 모델이 있으면 이것은 여전히 허용 가능하다. 바람직한 접근은 노이즈를 감소시키는데 충분히 길지만 또한 최악의 GPS 드리프트 오프셋의 앨리어싱을 방지하는데 충분히 짧게 되는 PDI를 정의하고 있다. 예를 들면, 25PPM 드리프트 에러 = 686.4㎐이다. 0.5msec의 PDI는 1㎑에서 앨리어스를 가져, 드리프트 값이 적절히 산출될 수 있다.
단계 116에서는 제1 PDI 끝에, I1 = Icorr 및 Q2 = Qcorr이 저장된다. 제2 PDI 중에, I2 = Icorr 및 Q2 = Qcorr이 저장된다. 단계 118에서는 표준 AFC 변별기(discriminator)가 산출되는데, Cross = I1 * Q2 - I2 * Q1, 및 Dot = I1 * I2 + Q1 * Q2이다. 비율 X = Cross / Dot를 형성한다. 삼각법으로부터, X = tan [ωvcoError - ωgpsError VCO) * PDI]이다. 여기서 ωvcoError = 공칭으로부터의 VCO의 라디안 주파수 에러이고, 진짜 VCO 주파수 - VCO_NOMINAL과 동일하며, 여기서 ωgpsError VCO = VCO 공칭 주파수에서 나타내어지는 공칭으로부터의 GPS 크리스털의 라디안 주파수 에러이다.
따라서, ωgpsError = ωgpsError VCO * MCLK / VCO
= (진짜 GPS 주파수 - MCLK)
= 드리프트(MCLK에서).
그래서, ωgpsError VCO = 2 * PI * 드리프트 * VCO / MCLK이다.
ωvcoError = 0이라고 가정하면, GPS 주파수 에러는 (0 - ωgpsError VCO) * PDI = tan-1(X)이다.
따라서 단계 120에서는 GPS 기준 드리프트의 추정이 가용하다. 산출의 정밀도는 MCLK들을 카운트하여 형성되는 PDI를 인식함으로써 향상될 수 있다. 이것은 풀리고 있는 드리프트에 의해 영향을 받는다. 이것은, 실제 PDI가 NUM_CLKS * MCLK의 주기와 동일하고, NUM_CLKS / (MCLK + 드리프트(MCLK에서))와 동일하다는 사실을 모델링함으로써 설명될 수 있다. NUM_CLKS는 MSEC의 수로서 표시된다, NUM_CLKS = MSEC * 0.001 * MCLK이다.
2개를 대입시키면, (0 - 2 * PI * 드리프트 * VCO / MCLK) * MSEC * 0.001 * MCLK / (MCLK + 드리프트) = tan-1(X)이다. 드리프트에 대해 풀면, 드리프트(MCLK에서) = tan-1(X) * MCLK / (2 * PI * 0.001 * MSEC * VCO + tan-1(X))이다.
13PPM GPS 에러를 이용하면, 진짜 주파수는 27,456,356.93㎐이다. 따라서, 드리프트 정확한 상태 = 356.93㎐이다. MSEC=1을 이용하는 1000 실험 실행에서, 평균 주파수는 0.96㎐의 에러를 가진 355.97㎐였다. 이 때문에 평균 PPM 에러 = 0.35PPM이고, 표준 편차는 0.026PPM이다.
폰이 대기 모드에 있을 때 주파수 보조를 위해서, 회로(100)는 GPS 고정(fix)이 필요하기 전에 백그라운드에서 실행하는 것이 바람직하다. GPS 고정이 요구될 때에, "핫(hot)" 드리프트 추정이 가용하고 주파수 보조를 기다리는 지연 GPS TTFF(time-to-first-fix)가 없다.
각 20msec 대기 기간 중에는, 연속의 1-MSEC 추정이 수집되고 평균되어 에러를 더 감소시키는 것이 바람직하다.
도 2는 본 발명의 제2 실시예를 도시하고, 변별기(200)가 GPS 클록과 외부 VCO 클록 간의 주파수 차이를 측정하는데 사용되고 있다. 종래의 freqDiff 회로는 외부 클록 주파수에 대해 관찰 간격이 길면 양호한 정밀도를 제공한다. 외부 클록이 짧은 기간 동안만 관찰 가능한 적용에서는, 다른 유형의 회로가 필요하다. freqDiff2 회로는 순차 관찰이 주파수 에러 검출을 제공하는 간단한 직각 위상 검출기이다.
이 회로(200)에서는, NCO(numeric controlled oscillator) 래치(202)가 NCO(204)용 펌웨어 제어 프로그램으로부터 기입을 수신한다. NCO 값(206)은 VCO가, 예를 들면, 대기 모드의 PDC 핸드셋으로부터 얻어질 때 주기적으로 기입된다.
NCO(204)는 외부 클록의 공칭 주파수를 생성하는데 사용된다. 예를 들면, 마스터 클록(MCLK)(208)과 외부 클록 입력(201) 간의 주파수 차이를 정하기 위해서, 공칭 주파수는 NCO에 의해서 생성되어 직각 에러 신호를 형성한다.
NCO(204)는 각 마스터 클록에 변수 NCO_VALUE(212)를 가산하는 24-비트 무부호 가산기가 바람직하다. 클록 인에이블(enable) 게이트(209)에 의해 패스된 27.456㎒ 클록(208)의 각 MCLK에 대해, NCO(204)는 이전 값에 NCO_VALUE(212)를 가산한다. 입력(210)은 클록 게이트를 제어한다. NCO(204)에 의해 생성된 주파수 신호(214)는 NCO_VALUE의 함수이다. 회로는 MCLK를 원하는 주파수로 변환한다. NCO_VALUE(비트) = 원하는 주파수(㎐) * 224 (비트) / MCLK (㎐)이다. NCO의 상부 4-비트는 디지털 지연(216)에서 16-비트 위상 사인 변수, Istate를 생성하는데 이용되고, 여기서 Istate = NCO >> 20이다. 직각 버전(코사인)(216)은 디지털 지연(218)에 의해 생성되어 4 스테이트(90-도)로 Istate를 진척시킨다. Qstate = (Istate +4) & 0 ×F이다. Istate와 Qstate는 모두, 예를 들면, 각각의 16-스테이트 참조 테이블(220과 222)에 입력된다.
표 2
외부 클록은 MCLK로 게이트(224)에 의해 게이트되고 변수, Input에 대해, (0,1)의 논리값을 갖는다. 외부 클록이 논리 (TTL) 하이 상태 (1)이면, "1"의 수 값을 얻는다. 그렇지 않으면, 로우 상태 (0)을 가져 값"-1"을 얻는다.
표 3
I-믹서(226)와 Q-믹서(227)는 각각 I-상관기(228)와 Q-상관기(230)를 공급한다. 이 회로(200)가 작동되면, 이러한 상관기들은 소거(clear)된다. 카운팅은 다음 밀리초 인터럽트에 개시한다. 인터럽트는 밀리초마다 생성되어도 된다. 제1 값은 제로이고 펌웨어에 의해 버려지는 것이 바람직하다. 밀리초마다, Icorr 값과 Qcorr 값은 각각의 유지 레지스터(232 및 234)에 래치된다. 상관기들은 소거되고 회로가 정지할 때까지 통합은 계속된다.
1/2 밀리초의 관찰 기간은 보다 큰 주파수 차이를 추정하는데 유용하게 된다. 1 밀리초의 각 상관기의 최대 이론값은 27456 * 5 = 137280이다. 217 = 131072이고 218 = 262144이므로, 레지스터들(Icorr 및 Qcorr)은 각각 18-비트 부호 레지스터가 될 수 있다. 결과는 24-비트 워드로 부호-확장된다. freqDiff2 인터럽트 비트는 회로가 작동되고 새로운 결과를 가질 때를 보고하는 데에 이용된다.
이 회로(200)는 NCO_VALUE를 기입함으로써 제어된다. 회로로의 워드의 복사는 가장 중요한 바이트가 기입될 때에 일어난다. NCO_VALUE에 설정된 비트는 회로가 작동되는 것을 나타내고 있다. 모든 제로들은 회로가 작동되지 않는 것을 나타내고 있다.
판독 동작에 대해서는, (1) 클록 인에이블을 오프 설정하고, 모든 3바이트의 입력 NCO_VALUE가 제로로 설정되고, NCO와 상관기들이 소거되며; (2) NCO_VALUE의 비트가 설정되면 클록 인에이블이 온 설정되고, 다음 상관기 스트로브 후에 상위 바이트가 기입되고, 클록 인에이블되며; (3) NCO가 MCLK에서 움직이며; (4) 클록 게이트가 마스터 클록을 가진 입력 클록에 게이트하며; (5) Iphase가 4-비트 워드이고, Qphase가 I에서 4만큼 진척된 4-비트 워드이며; (6) Ivalue와 Qvalue이 테이블 검색에 의해 생기며; (7) Imix와 Qmix가 입력 (+/-1)배 테이블 출력의 산물이며; (8) 상관기들이, 예를 들면, 4-비트 프리-가산기, 20-비트 업/다운 카운터인 24-비트 가산기이며; (9) 상관기 스트로브가 밀리초 인터럽트로서 설정되며; (10) 드리프트 추정으로서 래치들이 호스트로부터 판독 가능하며; (11) 1 msec 통합이 완료되어, 예를 들면, I 레치와 Q 레치가 모두 제로가 되는 것을 검출함으로써 회로 작동시의 설정 인터럽트를 피할 때 비트는 int2 상태로 설정된다.
본 발명은 현재 바람직한 SPS 수신기의 관점에서 설명되었지만, 명세서가 한정으로서 해석되어서는 안 된다는 것을 이해하여야 한다. 당해 기술분야의 숙련된 자에게는 상기 명세서를 읽은 후에 각종 대안 및 변형이 명백하게 되는 것은 물론이다. 따라서, 본 발명의 "진정한" 사상 및 범주 내의 모든 대안 및 변형을 포함하는 것으로서 특허청구범위가 해석되도록 의도된다.
본 발명에 의하면, 내비게이션 위성 수신기의 초기화 및 동작을 위한 시스템 및 방법을 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예의 방법의 플로우 차트도,
도 2는 도 1 방법의 대안인 본 발명의 실시예의 변별기 회로의 개략도이다.
〈도면의 주요부분에 대한 부호의 설명〉
204 : NCO 216, 218, 220 : 참조 테이블
226 : I-믹서 227 : Q-믹서
228 : I-상관기 230 : Q-상관기

Claims (5)

  1. 내비게이션 수신기에서의 기준 주파수 드리프트를 추정하기 위한 방법에 있어서, 상기 방법은,
    대기 모드가 되는 PDC 핸드셋을 내비게이션 수신기에 결합시키는 단계;
    상기 PDC 핸드셋에 의해 수신된 VCO 버스트 정보를 샘플링하는 단계;
    공칭 주파수에서 NCO(numeric controlled oscillator)를 움직이는 단계;
    상기 NCO를 샘플링 단계에서 얻어진 샘플들과 주기적으로 조정하는 단계;
    상기 NCO의 인-페이즈와 직각-위상 출력 모두를 상관시키는 단계; 및
    상관 단계에서 얻어진 정보로부터 내비게이션 수신기 기준 주파수 드리프트 추정을 산출하는 단계를 포함하는, 내비게이션 수신기에서의 기준 주파수 드리프트 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 NCO에 위해 출력된 데이터로부터 기준 사인파를 형성하고 갱신 등을 상관 단계로 넘겨주는 단계를 더 포함하는, 내비게이션 수신기에서의 기준 주파수 드리프트 추정 방법.
  3. 내비게이션 수신기에서의 기준 주파수 드리프트를 추정하기 위한 회로에 있어서,
    NCO 출력 주파수가 따르는 NCO_값을 주기적으로 수신하기 위한 NCO(numeric controlled oscillator);
    상기 NCO 출력 주파수의 인페이즈 버전으로부터 사인파를 근사시키기 위한 제1 참조 테이블;
    제1 참조 테이블의 출력에 접속되고 이것을 게이트된 마스터 클록(MCLK) 신호와 결합하며, I-믹스 신호 출력을 위해 더 제공되는 제1 믹서;
    I-상관 출력을 가지며 상기 I-믹스 신호 출력을 상관시키기 위한 I-상관기;
    상기 NCO 출력 주파수의 직각 위상 버전으로부터 코사인파를 근사시키기 위한 제2 참조 테이블;
    제2 참조 테이블의 출력에 접속되며 이것을 상기 게이트된 마스터 클록(MCLK) 신호와 결합하며, Q-믹스 신호 출력을 위해 더 제공하는 제2 믹서;
    Q-상관 출력을 가지며 상기 Q-믹스 신호 출력을 상관시키기 위한 Q-상관기; 및
    상기 I-상관 출력과 Q-상관 출력을 포함하는 드리프트 추정 출력을 포함하는, 내비게이션 수신기에서의 기준 주파수 드리프트 추정 회로.
  4. 제3항에 있어서, MCLK 신호를 제1 믹서 및 제2 믹서에 게이트하도록 접속되며, 펌웨어 제어 프로그램으로부터 데이터 기입을 수신하기 위한 NCO 값 유지 래치를 더 포함하는, 내비게이션 수신기에서의 기준 주파수 드리프트 추정 회로.
  5. 제3항에 있어서, 펌웨어 제어 프로그램으로부터의 판독된 데이터에 대한 상기 I-상관 출력 및 Q-상관 출력의 레지스터에 대해 제공하는 I-래치와 Q-래치를 더 포함하는, 내비게이션 수신기에서의 기준 주파수 드리프트 추정 회로.
KR1020040064798A 2003-08-27 2004-08-17 피디시-핸드셋 브이시오-버스트로부터의 지피에스 기준주파수 드리프트 추정 KR20050022312A (ko)

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