CN100352156C - 一种隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路，包括辅助输出绕组、磁放大器、整流二极管、续流二极管、滤波电感、滤波电容和反馈控制环，在所述续流二极管的两端并联一个同步整流管，所述同步整流管的门极驱动电路包括交替通断的第一三极管和第二三极管，在所述的磁放大器支路上串连一个电流互感器的原边绕组，在所述的第一三极管的基射回路中串联电流互感器的副边绕组。本发明通过在磁放大器支路中串连电流互感器检测出磁放大器开通或关断时的电流信号以实现同步整流管的同步关断或开通，续流二极管只有在磁放大器饱和与不饱和之间过渡的一小段时间内导通，因此可以极好地减小续流二极管的导通损耗，特别适用低电压大电流输出的场合。

Description

一种隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路

技术领域

本发明涉及一种隔离开关电源电路，具体地说是一种隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路。

背景技术

磁放大器由于稳定性好，控制简单等优点而广泛地应用在隔离开关电源辅助输出电路中。图1为有源钳位正激变换器和磁放大器组成的多路输出开关电源。所述的有源钳位正激变换器包括原边电路和副边电路，所述的原边电路包括主功率MOSFET Q11、主变压器Tv的原边绕组Np、输入端电容C_in和有源钳位功率MOSFET Q12；所述的副边电路包括变压器主输出绕组Ns1、整流管Q21、续流管Q22、输出电感L21和输出端电容C21。所述的磁放大器电路由辅助输出绕组Ns2、磁放大器MA、整流二极管D31、续流二极管D32、滤波电感L31、滤波电容C31和反馈控制环组成。随着各种高速数据处理器要求其供电电源的输出电压不断下降、输出电流不断增加，续流二极管D32存在的导通压降所产生的附加损耗将更加突出。

以往解决续流二极管D32附加损耗的方案如图2所示，在所述续流二极管D32的两端并联一个同步整流管Q31，所述的同步整流管Q31的门极通过一个包括一对交替通断的三极管的驱动电路连接到变压器副边的辅助输出绕组Ns2上。图3给出了图2所示电路中各点的主要波形，其中V_gs1，V_gs2分别为正激变换器主功率管MOSFET Q11的门极电压波形和有源钳位功率MOSFET Q12的门极电压波形；V_s1和V_s2分别为主输出绕组Ns1的电压和辅助输出绕组Ns2的电压；V_m为磁放大器MA两端的电压；V_d为续流二极管D32的电压；V_gs3为续流二极管D32并联同步整流管Q31的门极驱动波形。当主功率MOSFET Q11导通时，有源钳位MOSFET Q12处于关断状态，同步整流管Q31的门极驱动电路的第一三极管Q33导通，第二三极管Q32关断，同步整流管Q31关断，续流二极管D32续流导通，磁放大器MA两端的电压V_m等于辅助输出绕组Ns2的电压，磁放大器MA处于非饱和状态并受正向激磁。t₁时刻磁放大器MA饱和导通，续流二极管D32反向截止，能量通过滤波电感L31和滤波电容C31传送到负载R31。当主功率MOSFET Q11关断时，开通有源钳位MOSFET Q12复位主变压器Tv，辅助输出绕组Ns2的输出电压反向，二极管D31和门极驱动电路的第一三极管Q33关断，控制电路通过反馈控制环回路的二极管D33对磁放大器MA进行反向去磁，电压源Vcc通过门极驱动电路的第二三极管Q32驱动同步整流管Q31导通，续流电流全部流过同步整流管Q31。

从图3所示的波形可以看出，辅助电路的同步整流管Q31的门极驱动信号直接来自变压器辅助绕组Ns2的电压，电感电流在续流阶段并没有全部流过同步整流管Q31，而是在磁放大器MA阻断时间t₀～t₁或t₃～t₄内流过了续流二极管D32。因此，采用图2的方式，在输出电压低、输出电流大的应用场合，续流二极管D32在磁放大器的阻断时间内附加的压降不可忽略，相应损耗很大，不仅影响磁放大器的电路性能，而且产生的功率损耗带来了热处理难等问题。

发明内容

本发明要解决的是现有技术存在的上述不足，提供一种改进型的磁放大器辅助输出电路，旨在最大限度地减少电流流过续流二极管的时间，降低功率损耗。解决上述问题采用的技术方案是：一种隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路，包括辅助输出绕组、磁放大器、整流二极管、续流二极管、滤波电感、滤波电容和反馈控制环，在所述续流二极管的两端并联一个同步整流管，所述同步整流管的门极驱动电路包括交替通断的第一三极管和第二三极管，在所述的磁放大器支路上串连一个电流互感器的原边绕组，在所述的第一三极管的基射回路中串联电流互感器的副边绕组。

所述的电流互感器的副边绕组的两端并联用于存储检测到的过多电流的电压源或稳压管。

所述的电流互感器的副边绕组与电压源或稳压管之间串联防止反向导通的二极管。

所述的第一三极管的基极与电流互感器的副边绕组的一端之间串联由电阻和电容相并联的加速驱动电路。

所述的第一三极管的基极与发射极之间并联复位二极管。

所述的同步整流管的门极与第一三极管的集电极之间串联放电二极管。

以有源钳位正激变换器为例，主电路中的主功率MOSFET和有源钳位MOSFET轮流导通和截止。当主功率MOSFET导通时，有源钳位MOSFET处于关断状态，磁放大器两端的电压等于辅助输出绕组的电压，磁放大器MA处于非饱和状态，流过的电流极小，电流互感器输出绕组的电压为零，第一三极管截止，同步整流管由电压源通过第二三极管驱动导通，续流二极管自然关断，续流电流被转移到同步整流管上。当磁放大器从不饱和向饱和过渡时，磁放大器流过的电流出现从零上升到滤波电感电流的线性变化，电流互感器检测到电流后开通第一三极管使得同步整流管门极电压逐渐减小直至关断，滤波电感的续流电流从同步整流管转移到续流二极管，电流互感器副边绕组检测到的过多的电流通过二极管存储在电压源或稳压管上。当磁放大器完全饱和后，续流二极管反向截止，能量通过滤波电感和滤波电容传送到负载。当主功率MOSFET关断时，开通有源钳位MOSFET复位主变压器，辅助输出绕组的输出电压反向，整流二极管关断，续流二极管续流导通，控制电路通过二极管对磁放大器反向去磁。在磁放大器从饱和向不饱和过渡期间，磁放大器流过的电流出现从电感电流下降到零的线性变化。电流互感器的输出的一端通过二极管以及电阻和电容并联电路复位并关断第一三极管，电压源通过第二三极管驱动同步整流管导通，续流电流全部转移到同步整流管。

从以上分析可知，本发明通过在磁放大器支路中串连电流互感器检测出磁放大器开通或关断时的电流信号以实现同步整流管的同步关断或开通，续流二极管只有在磁放大器饱和与不饱和之间过渡的一小段时间内导通，因此采用本发明可以极好地减小续流二极管的导通损耗，特别适用磁放大器在低电压大电流输出的应用场合。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

图1是现有的有源钳位正激变换器和磁放大器组成的多路输出开关电源电路。

图2是改进后的有源钳位正激变换器和磁放大器组成的多路输出开关电源电路。

图3是图2所示电路中各点的主要波形。

图4是本发明的磁放大器辅助输出电路在有源钳位正激变换器中的应用。

图5是图4实施方式中各点的主要波形。

图6是本发明的磁放大器辅助输出电路在推挽变换器中的应用。

图7是本发明的磁放大器辅助输出电路在半桥变换器中的应用。

图8是本发明的磁放大器辅助输出电路在全桥变换器中的应用。

具体实施方式

附图1、2、3为现有的有源钳位正激变换器和磁放大器组成的多路输出开关电源电路图及各点的主要波形图，其缺点前面已经描述过了，在此不再累述。

参照图4，本发明的磁放大器辅助输出电路，包括辅助输出绕组Ns2、磁放大器MA、整流二极管D31、续流二极管D32、滤波电感L31、滤波电容C31和反馈控制环，在所述续流二极管D32的两端并联一个同步整流管Q31，所述同步整流管Q31的门极驱动电路包括交替通断的第一三极管Q33和第二三极管Q32，在所述的磁放大器MA支路上串连一个电流互感器Ti的原边绕组Na1，在所述的第一三极管Q33的基射回路中串联电流互感器Ti的副边绕组Na2。所述的电流互感器Ti的副边绕组Na2的两端并联用于存储检测到的过多电流的电压源或稳压管。所述的电流互感器Ti的副边绕组Na2与电压源或稳压管V_z之间串联防止反向导通的二极管D36。

参照图5，主电路中的主功率MOSFET Q11和有源钳位MOSFET Q12轮流导通和截止。在t₀时刻，主功率MOSFET Q11导通，有源钳位MOSFET Q12处于关断状态，磁放大器MA两端的电压V_m等于辅助输出绕组Ns2的电压，磁放大器MA处于非饱和状态，流过的电流i_m极小，电流互感器Ti输出绕组Na2的电压V_A为零，第一三极管Q33截止，同步整流管Q31由电压源Vcc通过第二三极管Q32驱动导通，续流二极管D32自然关断，续流电流被转移到同步整流管Q31上。在[t₁，t₃]期间，磁放大器MA从不饱和向饱和过渡，磁放大器MA流过的电流i_m出现从零上升到滤波电感电流的线性变化，电流互感器Ti检测到电流后开通第一三极管Q33使得同步整流管Q31门极电压V_gs3逐渐减小直至关断，滤波电感L31的续流电流从同步整流管Q31转移到续流二极管D32，电流互感器Ti副边绕组Na2检测到的过多的电流通过二极管D36存储在电压源或稳压管V_z上。在t₃时刻，磁放大器MA完全饱和，续流二极管D32反向截止，能量通过滤波电感L31和滤波电容C31传送到负载。当主功率MOSFET Q11关断时，开通有源钳位MOSFET Q12复位主变压器Tv，辅助输出绕组Ns2的输出电压V_s2反向，整流二极管D31关断，续流二极管D32续流导通，控制电路通过二极管D33对磁放大器MA反向去磁。在[t4～t6]期间，磁放大器MA从饱和向不饱和过渡，磁放大器MA流过的电流i_m出现从电感电流下降到零的线性变化。电流互感器Ti的输出绕组Na2的A端通过二极管D37、电阻R33、电容C32复位并关断第一三极管Q33，电压源Vcc通过第二三极管Q32驱动同步整流管Q31导通，续流电流全部转移到同步整流管Q31上。

本发明不但适用于正激变换器的其他复位模式如第三绕组复位、RCD复位、双管复位等，而且适用于采用磁放大器后级电压调节器的其他拓扑如推挽变换器、半桥变换器、全桥变换器等，具体电路表示如图6、图7、图8。

总之，本发明有效了实现了同步整流管在磁放大器中的应用，有利于推动磁放大器向低电压大电流应用方向发展，应用前景十分广阔。

本发明不局限于上述实施方式，不论其电路结构上作任何变化，也不论是应用于何种类型的隔离开关电源，凡是通过电流互感器检测出磁放大器开通(或关断)时的电流信号而实现同步整流管的同步关断(或开通)的磁放大器辅助输出电路，均落在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1、一种隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路，包括辅助输出绕组(Ns2)、磁放大器(MA)、整流二极管(D31)、续流二极管(D32)、滤波电感(L31)、滤波电容(C31)和反馈控制环，在所述续流二极管(D32)的两端并联一个同步整流管(Q31)，所述同步整流管(Q31)的门极驱动电路包括交替通断的第一三极管(Q33)和第二三极管(Q32)，其特征在于在所述的磁放大器(MA)支路上串连一个电流互感器(Ti)的原边绕组(Na1)，在所述的第一三极管(Q33)的基极和发射极回路中串联电流互感器(Ti)的副边绕组(Na2)。

2、如权利要求1所述的隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路，其特征在于所述的电流互感器(Ti)的副边绕组(Na2)的两端并联用于存储检测到的过多电流的电压源或稳压管(V_z)。

3、如权利要求2所述的隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路，其特征在于所述的电流互感器(Ti)的副边绕组(Na2)与电压源或稳压管(V_z)之间串联防止反向导通的二极管(D36)。

4、如权利要求1所述的隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路，其特征在于所述的第一三极管(Q33)的基极与电流互感器(Ti)的副边绕组(Na2)的一端之间串联由电阻(R33)和电容(C32)相并联的加速驱动电路。

5、如权利要求4所述的隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路，其特征在于所述的第一三极管(Q33)的基极与发射极之间并联复位二极管(D37)。

6、如权利要求5所述的隔离开关电源的磁放大器辅助输出电路，其特征在于所述的同步整流管(Q31)的门极与第一三极管(Q33)的集电极之间串联放电二极管(D34)。

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