CN100340105C - 具有部分响应格构解码器的数字电视系统 - Google Patents

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Abstract

一种数字电视系统，包括：调谐器，用于接收发送信号；同步信号检测器，连接到所述调谐器；均衡器，连接到所述同步信号检测器；相位跟踪器，连接到所述均衡器；解码器单元，连接到所述相位跟踪器；数据解交错器，连接到所述解码器单元；R-S解码器，连接到所述数据解交错器；和解随机器，连接到所述R-S解码器；其中，所述解码器单元包括：格构解码器；和后置编码器，连接到所述格构解码器，该后置编码器包括一个12延迟单元和连接到所述12延迟单元的加法器。

Description

具有部分响应格构解码器的数字电视系统
本案是申请日为1995年2月17日、申请号为02120676.7、发明名称为“具有部分响应格构解码器的数字电视系统”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及一种高清晰度电视(HDTV)系统，以及与高清晰度电视系统中的格构编码调制相关的部分响应格构解码器(partial response trellisdecoder)。
背景技术
通常，HDTV广播方法执行的是与NTSC相同方式的6MHZ频率的传输。但又不同于NTSC方式，因为HDTV广播传输是数字化地执行的，从屏幕的宽度及长度方面看，使发与收的传输为NTSC方法的双倍高清晰度。
美国大联盟(此是指由美国主要电器公司组成的HDTV开发联合组织)新近提出了8种残留边带调制(VSB)方法，作为HDTV传输方法。
根据这8种VSB方法，在接收了输入数据的两个比特之后，较高位的一个比特不在格构编码器中编码，而另一个较低位比特被半卷积编码以形成两个比特，从而总共产生三比特。这就是说，在这8种VSB方法中，由两比特构成的一个符号被编码成三个比特，并随之以8个等级发射。
现参考附图对此点作说明。
图1是一般HDTV系统发射方的示意图，而图2是一般HDTV系统的接收方示意图。
如图1所示，发射方包括一个数据随机函数发生器1，以伪随机序列执行对以字节为单位输入的视频、音频以及辅助信号数据的异操作(exclusiveOR)，并随机地产生数据；一个里德-素洛蒙(Reed-Solmon)编码器2，用于对随机函数发生器1输出的数据进行里德-素洛蒙(RS)编码，以便对在信道中产生的噪声或干扰提供纠错能力；一个数据交错器3，其将从R-S编码器2输出的数据彼此交错；一个格构编码器(trellis encoder)4，用于对数据交错器(interleaver)3输出的数据进行格构编码；一个多路器7，用于将段同步信号5和场同步信号6加到从格构编码器4输出的信号；一个导频插入器(pilotinserter)8，用于加入导频信号以帮助信号从多路器7的输出，从而有效地执行自动频率控制(AFC)；一个VSB调制器9，用于对从导频插入器8输出的信号与VSB进行调制；以及一个射频上变频器10，用于发送来自VSB调制器9的信号。
如图2所示，接收方包括一个调谐器11，用于调谐从天线输入的信号；一个IF滤波器和同步检测器12，用于将从调谐器11输出的信号解调成44MHZ的一个频带；一个同步及定时单元13，用于对从IF滤波器和同步检测器12输出的信号中的符号定时、数据分段同步和数据场同步进行定位；一个NTSC去除滤波器14，用于在出现NTSC同信道干扰的情况下对来自IF滤波器和同步检测器12的输出信号进行NTSC去除滤波；一个均衡器15，用于除去来自NTSC去除滤波器14输出的信号的重影；一个相位跟踪器16，用于校正从均衡器15输出的信号的相位误差；一个格构解码器17，用于对从相位跟踪器16输出的信号进行格构解码以检测数据；一个数据解交错器(deinterleaver)18，用于对格构解码器17输出的信号进行解交错，以便分离出脉冲串误差；一个R-S解码器19，用以对从数据解交错器1 8输出的信号进行RS解码；以及一个数据解随机器(derandomizer)20，用于对来自R-S解码器19的信号进行解随机。
具有上述构形的HDTV的发射与接收端的操作将被描述如下。
欲被发射的数据在数据随机函数发生器1中由一伪随机序列和异操作所随机化，并且在RS(208，188)t＝10的条件下，由在R-S编码器2中所进行的RS编码赋以对噪声或频道中产生的干扰的纠错能力。
即使是在188字节外添加20字节的冗余信息而产生10个误差，该RS编码也可以纠正全部误差。
从R-S编码器2输出的数据在数据交错器3中被彼此交错中以备产生脉冲串差错的情况。就是说，当产生了脉冲串差错的时候，水平输入的数据被垂直地读出并将其输出，以补偿脉冲串差错。
数据交错器3的输出信号在格构编码器4中被格构编码调制，然后输出。就是说，由数据交错器3输出的数据是按照两个比特输入的，且较高的一个比特不经编码而发出，而较低的一个比特被卷积编码成两个比特，因而总共变成3个比特。随后该数据被格构编码调制，即，将数据变换成具有高纠错能力的8个等级。
调制卷积编码(convolutionally coded)的信号的格构编码调制(TCM)方法是一种能够获得大于3dB的信噪比(SNR)而不失其频带宽度的一种频道编码方法。因此，HDTV的发射方与接收方采用RS编码方法和TCM方法。
在多路器7中格构编码器4输出的信号被赋以分段同步信号5和场同步信号6，并在导引信号插入器8中添加以导引信号，以使接收方有效地执行AFC。
从导引信号插入器8输出的信号经过VSB调制器9和RF上变频器10后由天线发射。
同时，在接收方所执行的处理过程与发射方相反。由天线输入的信号经调谐器11和IF滤波器及同步检测器12解调成44MHZ频带信号，并随即被VSB滤波。随后，利用导引信号对该信号的频率及相位锁定。
根据数据场同步序列串，自IF滤波器及同步检测器12输出的信号在NTSC去除滤波器14中被检测其是否存在同频道NTSC干扰。如果该信号有同频道NTSC干扰，则执行NTSC去除滤波。若无此干扰，则不执行NTSC去除滤波。
从NTSC去除滤波器14输出的重影信号由均衡器15去除，且在相位跟踪器16中校正其相位误差以随即输入到格构解码器17。
根据使用NTSC去除滤波器和不使用该滤波器的两种情况，格构解码器17采用不同的维特比(Viterbi)解码器检测从相位跟踪器16输出的信号。信号被解交错以从数据解交错器18中分离出脉冲串差错，而且该差错在R-S解码器19中被校正。最后，经解随机器20完成接收。
此处将对格构解码器17的操作进行更详细的描述。
通常，如果将相同频道的NTSC广播站置于HDTV广播站的邻近区中，则会出现同频道的NTSC干扰。如果出现同频道NTSC干扰，就要采用NTSC去除滤波器以除去该同频道NTSC干扰。
图3示出了传统的NTSC去除滤波器14与格构解码器17组合的详图。图4示出了传统的格构解码器17与数据解交错器18组合的详图。
如果由于同频道的NTSC广播站置于HDTV广播站的邻近区中而出现NTSC干扰，则如图3所示，采用具有延时单元22和一个减法器23的NTSC去除滤波器14。如果信号通过NTSC去除滤波器14，则该信号也经过一个8状态部分响应格构解码器24。如果信号不通过NTSC去除滤波器14，则该信号通过一个4状态优化格构解码器25。
图4示出，部分响应解码器24实际上包括12个格构解码器27至31。第一格构解码器27接收并解码输入信号中的第1、第13、第25、第27......符号，第二格构解码器28则接收并解码输入信号中的第2、第14、第26、第38......符号。
最后，将在转换器26中信号曾被分路成的12个符号，在另一个转换器32中被再次多路复用，从而输出以12个符号为单元的解交错数据。
然而，由于HDTV的发送和接收装置中并没有详细具体的格构编码器和格构解码器的构成。因而构造HDTV的发送和接收装置难以实现。
发明内容
为解决上述的问题，本发明的目的是提供具有详细具体结构的一个部分响应格构解码器。
根据本发明的一个方面，提供一种数字电视系统，包括：调谐器，用于接收发送信号；同步信号检测器，连接到所述调谐器；均衡器，连接到所述同步信号检测器；相位跟踪器，连接到所述均衡器；解码器单元，连接到所述相位跟踪器；数据解交错器，连接到所述解码器单元；R-S解码器，连接到所述数据解交错器；和解随机器，连接到所述R-S解码器；其中，所述解码器单元包括：格构解码器；和后置编码器，连接到所述格构解码器，该后置编码器包括一个12延迟单元和连接到所述12延迟单元的加法器。
通过参考附图及对本发明最佳实施例的详细描述，使本发明的上述目的及优点将更为显见。
附图说明
图1是通常的HDTV发射方的示意图；
图2是通常HDTV接收方的示意图；
图3是表示传统的NTSC去除滤波器和格构解码器组合的详图；
图4是表示传统的格构解码器与数据解交错器组合的详图；
图5是通常的格构编码器示意图；
图6是根据本发明的格构解码器的示意图；
图7是用以说明图5中所示的TCM变换器的操作的示意图；
图8是用以说明图6中所示后置梳状滤波器的信号电平的示意图；
图9是用于说明图6中所示度量型限幅器的示意图；
图10是依照本发明另一实施例的部分响应格构解码器的示意图；
图11是依照本发明又一实施例的部分响应格构解码器的示意图；
图12是图11中所示的维特比解码器的详图；
图13是用于说明图12中所示的维特比解码器的操作的示意图。
具体实施方式
如图5所示，一个通常的格构编码器的构成包括：一个预编码器33，用于预编码来自数据交错器的最高有效(most significant)的一个比特；一个转换器SW1，用于在没有NTSC干扰的场合选择来自数据交错器输出的最高有效的一个比特或用于在存在NTSC干扰的场合选择从预编码器33所选的信号；一个卷积编码器36，用于对来自数据交错器输出的最低有效(leastsignificant)的一个比特进行卷积编码，并将其作为两个比特输出；以及一个TCM变换器37，用于接收从转换器SW1和卷积编码器36输出的三个比特的信号，并用于输出对应于不同情况的电压电平。如果输入了来自数据交错器输出的两个比特的信号，则该通常的格构编码器将立即将最高有效的一个比特输出到TCM变换器37而不对其进行编码，并通过卷积编码器36使最低有效的一个比特信号成为两个比特的信号，随之输出到TCM变换器37，从而执行了TCM变换。
在此，预编码器33的构成包括：一个延时单元33b，用于将数据交错器输出的信号延时12个符号；以及一个加法器33a，用于将从延时单元33b输出的信号和来自数据交错器的信号相加并将相加的信号输出。而且，该卷积编码器36的构成包括：一个延时单元36a，主要用于将从数据交错器输出的最低有效的一个比特延时12个符号；一个延时单元36b，用于将从延时单元36a输出的信号再次延时12个符号；第一异门36c，用于执行涉及当前正从数据交错器输出的信号S0、从延时单元36a输出的信号S1和从延时单元36b输出的信号S2的异操作，并用于将产生的一个比特信号EN1输出到TCM变换器37；以及一个第二异门36d，用于执行涉及当前正从数据交错器输出的信号S0以及从延时单元36b输出的信号S2的异操作，并用于将产生的一个比特信号EN0输出到TCM变换器37。
同时，如图6中所描述的，根据本发明的格构解码器的构成包括：一个后置梳状滤波器38(post-comb filter)，在由于NTSC的干扰而采用NTSC去除滤波器的情况下用于对NTSC广播信号频带进行滤波；一个部分响应格构解码器39，用于解码来自后置梳状滤波器38的输出信号中的一个原始数据；一个预编码器40，用于对从部分响应格构解码器39输出的信号进行预编码，一个转换器SW2，用于对从部分响应格构解码器39和预编码器40输出的信号进行选择并输出；一个四状态优化格构解码器42，当没有NTSC干扰的情况下该解码器才工作，一个后置编码器43，用于对从该四状态优化(optimal)格构解码器42输出的信号进行后置编码；一个转换器SW3，用于对从该四状态优化格构解码器42和后置编码器43输出的信号进行选择并输出；以及一个转换器SW4，根据NTSC干扰是否存在而用于对从转换器SW2和部分响应格构解码器39或从四状态优化格构解码器42和转换器SW3输出的信号进行选择并输出。
在具有如图3所示的前述构形的格构解码器中，如果有同频道NTSC广播站置于一个HDTV广播站的邻近区中时，就会有同频道NTSC干扰出现。因而，该格构解码器的操作将根据是否存在有同频道的NTSC广播站的情况而有选择地确定。因而，可分成两种情况，一种情况是使用NTSC去除滤波器的情况，而另一种是不使用NTSC去除滤波器的情况，其选择由转换器SW4执行。
当没有采用NTSC去除滤波器时，则采用一个优化格构解码器42。在两个比特IN1和IN0在格构编码器中被卷积编码之前，一个四状态维特比解码器被用作优化格构解码器42，以对该两个比特IN1和IN0解码，并输出解码的信号DEC1和DEC0。
此处，后置梳状滤波器38和后置编码器43的构成包括：一个延时单元38b，用于将输入值延时12个符号，以及一个减法器38a，用于获得经延时单元38b延时的信号和当前输入的信号值之间的差。而且，预编码器40的构成包括：一个加法器40a，用于将从部分响应格构解码器39输出的信号相加；以及一个延时单元40b，用于将从加法器40a输出的信号延时12个符号并将延时的信号输出到加法器40a。
现来说明具有上述构成的格构编码器和解码器的操作。
首先，如果收到两个比特的输入，在格构编码器中则将最高有效的一个比特IN1作为一个未经编码的比特而立即送到TCM变换器37，并经过卷积编码器36将最低有效的一个比特变成两个比特，随后送到TCM变换器37。
在解释格构编码器及解码器的操作过程中，假定图5和图6中的转换器SW1、SW2和SW3都被接到端口P1，具有延时单元36a和36b的卷积编码器36产生出四状态格构图，其中的EN1是通过执行涉及信号S0、S1和S2的异操作而获得，而EN0是通过执行涉及信号S0和S2的异操作而获得。因而EN1和EN0的方程式仅是一个例子。虽然该方程式被改变，但部分响应格构解码器39的方框图不改变，但仅改变通过距离变换器39a获得的欧基里德距离d0、d1、d2和d3。因此，TCM变换器37接收3个比特EN2、EN1和EN0，并输出与各个情况对应的电平电压，如图7所示。
图7中所示的信号幅度不是绝对值而是相对值。例如，若3个比特EN2、EN1和EN0是′011′，则3V的电压被输出。
而且，图7中所描述的变换方法可被改变。然而，即使该方法被改变，该部分响应格构解码器的方框图不改变，仅改变由距离变换器39a所获得的欧基里德距离d0、d1、d2和d3。
同时，如上所述，根据本发明的格构解码器可以用也可以不用NTSC去除滤波器。就是说，如果有同频道NTSC广播站置于HDTV广播站的邻近区域的话，则使用NTSC去除滤波器。否则就不使用NTSC去除滤波器。这是由转换器SW4选择的。
在同频道的NTSC广播站不处在HDTV广播站的邻近区域的情况下，如果转换器SW4选择一点Q2，则该优化格构解码器42利用四状态维特比解码器解码输入到该格构解码器的两个比特输入信号IN1和IN0，并随之输出解码信号DEC1和DEC0。
而且，如果同频道NTSC广播站处在HDTV广播站的邻近区域中，则转换器SW4选择一点Q1。此时部分响应格构解码器39则随着被视为一个编码器的格构编码器(图5)和后置梳状滤波器38的操作而进行解码操作。
现在来作详细描述。
首先，为了滤除从格构编码器的TCM变换器37输出的8电平信号之上可能存在的NTSC广播信号的噪声，如图8所示，将15电平信号输出到后置梳状滤波器38。从部分响应格构解码器39输出的信号被解码成原始数据，并在转换器SW4中作选择，然后输出。
在此详细叙述根据本发明的一个实施例的部分响应格构解码器39的构造及操作。
根据本发明的一个实施例的一个部分响应格构解码器39包括一个距离变换器39a、一个维特比解码器39b、延时单元39c、39d和39e、一个度量选择器39f和一个限幅器39h，该限幅器根据所选度量类型执行限幅操作并将限幅的结果随后输出。
距离变换器39a在将NTSC干扰被除去之后利用从后置梳状滤波器38输入的信号计算欧基里德距离d0、d1、d2和d3。
如表1中所示，距离变换器39a利用在NTSC干扰去除之后的输入信号与在‘0、8、-8’当中的最接近点之间的距离获得第一欧基里德距离d0；利用NTSC干扰去除之后的输入信号与在‘2、10、-6、-14’当中的最接近点之间的距离获得第二欧基里德距离d1；利用NTSC干扰去除之后的输入信号与在‘4、12、-4、-12’当中的最接近点之间的距离获得第三欧基里德距离d2；利用NTSC干扰去除之后的输入信号与在‘6、14、-2、-10’当中的最接近点之间的距离获得第四欧基里德距离d3。
维特比解码器39b对从距离变换器39a的输出的欧基里德距离d0、d1、d2和d3执行8状态维特比解码。
延时装置的构成包括：第一延时单元39c，用于将从维特比解码器39b输出的数据延时12个符号，并随之输出该信号到度量选择器39f；第二延时单元39d，用于将从第一延时单元39c输出的数据延时12个符号并随之输出到度量选择器39f；以及一个第三延时单元39e，用于将从第二延时单元39d输出的数据延时12个符号，随后把在进行卷积编码之前由对最低有效一比特IN0进行解码而得到的解码信号DEC0输出到转换器SW4和度量选择器39f。如上所述，从维特比解码器39b输出的数据分三步骤被延时，随后将当前状态和下一状态的数据送到度量选择器39f。
根据从延时装置输出的信号，度量选择器39f选择7个度量类型：I、II、III、IV、V、VI和VII。即如图9所示，该度量选择器39f选择度量类型IV，若延时装置输出的信号是从当前状态‘000’转至下一状态‘000’；如果从延时装置输出的信号是从当前状态‘000’转至下一状态‘100’，则选择类型II；如果从延时装置输出的信号是从当前状态‘100’转至下一状态‘010’，则选择类型V；如果是从‘100’转至‘110’，则选择类型III；如果是从‘010’转至‘001’，则选择类型III；如果是从‘010’至‘101’，则选择类型V；如果是从‘110’至‘011’，则选择类型IV；如果是从‘110’至‘111’，则选择类型VI；如果是从‘001’至‘100’，则选择类型VI；如果是从‘101’至‘010’，则选择类型III；如果是从‘101’至‘110’，则选择类型I；如果是从‘011’至‘001’，则选择类型V；如果是从‘011’至‘101’，则选择类型VII；如果是从‘111’至‘011’，则选择类型II；如果是从‘111’至‘111’则选择类型IV。
延时单元39g对已经过去除NTSC干扰的输入信号延时一个恒定的时间，以便与度量选择器39f的度量类型选择同步。
根据由度量选择器39f所选的度量类型并根据延时单元39g在已除去NTSC干扰之后的延时信号以及由该延时单元39g延时的信号，该限幅器39h进行限幅，随后输出最高有效比特IN1的解码信号DEC1。就是说，对于第一种度量类型I，如果输入信号接近-14或2则限幅器39h输出‘1’，若输入信号接近-6，则输出‘0’；对于第二种度量类型II，如果输入信号接近-12或4则输出‘1’，若输入信号接近-4则输出‘0’；对于第三种度量类型III，如果输入信号接近-10或6，则输出‘1’，若输入信号接近-2，则输出‘0’；对于第四种度量类型IV，如果输入信号接近-8或8，则输出‘1’，若输入信号接近0则输出‘0’；对于第五种度量类型V，如果输入信号接近-6或10，则输出‘1’，若输入信号接近2，则输出‘0’；对于第六种度量类型VI，如果输入信号接近-4或12，则输出‘1’，若输入信号接近于4，则输出‘0’；对于第七种度量类型VII，如果输入信号接近14或-2，则输出‘1’，若输入信号接近6，则输出‘0’。
现在来详述具有上述构形的部分响应格构解码器的操作。
当从后置梳状滤波器38输出的信号作为15电平信号而被输出时，如果存在噪声，如图8所示的确切值，其15电平信号就不能得到。也就是说，得到的值可能不是-14、-12、-10、......10、12、14。
然而，尽管从后置梳状滤波器38输出的值可能变为不同于图8所示的那些值，但部分响应格构解码器39也应对这些值解码。
因此，即使由于噪声而不能得到确切值，为了对这些值进行解码，部分响应格构解码器39的距离变换器39a要获得欧基里德距离d0、d1、d2和d3。与此同时，参考表1对在距离变换器39a获得欧基里德距离d0、d1、d2和d3的方法将作介绍。
在从后置梳状滤波器38输出而后输入到距离变换器39a的信号的幅度是0.5时，以如下方式获得欧基里德距离d0、d1、d2和d3。
在此d0表示输入信号和在‘0、8、-8’之中的最接近点之间的距离。因此，当输入信号幅度是0.5时，则该信号最接近0，因而之间的距离是0.5。而且，由于d1表示输入信号和在‘2、10、-6、-14’之中的最接近点之间的距离，当输入信号的幅度是0.5时，则该信号最接近2，因而该距离是1.5。欧基里德距离d2最接近于4，则之间的距离是3.5，而d3最接近于-2，则之间的距离是2.5。
因此，欧基里德距离d0、d1、d2和d3的值分别是0.5、1.5、3.5和2.5。
从该距离变换器39a如此获得并输出的值被送到维特比解码器39b并随之解码。就是说，用于每一过渡(transition)的欧基里德距离是在d0、d1、d2和d3之中的一个，而且所用的欧基里德距离d0、d1、d2和d3是以图9所示的8状态格构图所解码，且随后逐比特地输出。一个输出比特DEC0对应于从格构编码器输入的两比特数据中的较低的一个比特IN0。
而且，从维特比解码器39b输出的一个比特经过三个顺序的延时单元39c、39d和39e输出。如图9所示，在延时单元39c、39d和39e中被延时的每一个数据构成了当前状态，而延时单元39c、39d和39e的输入构成了下一个状态。
从延时单元39c、39d和39e输出的信号被作为当前状态或下一状态而输入到度量选择器39f。根据图9所示的格构图，可以知道是沿哪一条路径来执行这一过渡。
在图9中示出了从当前状态到下一状态的过渡，其中实线表示下一个信号是0，而虚线表示下一个信号是1。
根据对应的路径，度量选择器39f选择度量类型I、II、III、IV、V、VI和VII中之一。就是说，在从当前状态000至下一状态100的过渡中，度量选择器39f选择度量类型II。
在此，选择度量类型的处理是由图5中所示的格构编码器的计数器操作来执行的，现对此作叙述。
在格构编码器中，如果信号S0、S1和S2是‘000’，则异门36c的输出EN1变成‘0’且该异门36d的输出EN0变成‘0’。同时，如果预编码器33的输出信号EN2是‘0’，则如图7所示，该TCM变换器37输入变为‘000’且该输出变为7V。如果新输入到卷积编码器36的输入信号IN0是‘1’，则S0、S1和S2变为‘100’，异门36c的输出EN1变成‘1’，且异门36d的输出EN0变成‘1’。同时，如果预编码器33的输出信号EN2是‘0’，则TCM变换器37的输出变为3V。此时，由于延时单元38b的值是7V而当前输入的值是3V，则后置梳状滤波器38的输出变成-4V。
如果预编码器33的输出信号EN2是‘1’，则TCM变换器37的输出变成-5V。与此同时，后置梳状滤波器38输出变成-12V。
总之，如图9所示，在以当前状态‘000’过渡到下一状态‘110’之时，如果预编码器33输出信号EN2的值没有变化，则后置梳状滤波器38的输出值变成-4V。如果预编码器33输出信号EN2值有变化，即从‘0’变为‘1’或从‘1’变为‘0’的情况，则后置梳状滤波器38的输出则变成-12V或4V，并且在获得表1中的欧基里德距离d2之后，当没有误差和实际的输入信号时，在表2中选择度量类型II并利用在电压-12V、4V和-4V之间的差值作为输入。
如果后置梳状滤波器38的输出加到距离变换器39a且同时经过延时单元39g加到限幅器39h，则如图表2所示，该限幅器39h将根据由度量选择器39f所选的度量类型来限幅所加的值。随之输出信号‘0’或‘1’。
例如，如果从后置梳状滤波器38输出的信号是0.5，而且当信号输入到限幅器39h时该度量选择器39f选择度量类型II，则该限幅器39h对幅度为0.5的输入信号进行比较。就是说，当输入信号与所选度量类型的值相比较时，最接近值的数据值被输出，其中的输入信号-12、-4和4由度量类型II所比较。在此，由于输入信号是0.5，所以4是最接近的值。因此限幅器39h输出‘1’。
来自限幅器39h的如此解码的值DEC1在格构编码器中被编码，以便立即输入到TCM变换器，它是一比特输入信号IN1。
以此种方式，格构编码器的较低的一比特IN0的值经过距离变换器39a、维特比解码器39b和延时单元39c、39d和39e解码，作为被解码的值DEC0输出。如图9所示，由分别地设置输出信号和输入信号作为当前状态和下一状态而了解其路径。通过度量选择器39f所了解的对应通路来选择度量类型。在限幅器39h中，输入信号与度量选择器39f所选的度量类型的值相比较，以使得限幅器39h将对应于最接近值的一比特数据解码成对应于格构编码器的较高的一比特IN2的数据，然后输出解码的数据DEC1。
现在来描述图5和图6所示的转换器SW1、SW2和SW3。如果预编码器33(图5)不接与(dropped by)格构编码器，该预编码器被切换以使预编码器40接与部分响应格构解码器39，并且后置编码器43不接与优化格构解码器42，如图6所示。
反之，如果预编码器33接与格构编码器，该预编码器则被切换以使该预编码器40不接与部分响应格构解码器39，并且后置编码器43接与优化格构解码器42。
就是说，在格构编码器中选择信号通过预编码器33，则转换器SW2不选择预编码器40而转换器SW3接通后置编码器43，以阻止误差的增加。
同时，如图10所示，根据本发明的另一个实施例的部分响应格构解码器的构成包括：一个距离变换器49、一个维特比解码器50、延时单元47、51、52和53、一个度量选择器54、一个硬判定器46和多路器48，该解码器对涉及全部所选度量类型的全部可能情况进行限幅，随之选择性输出限幅结果之一。距离变换器49、维特比解码器50、延时单元47、51、52和53以及度量选择器54的功能与图6中所示本发明的部分响应格构解码器的相应部分相同。
根据已经去除NTSC干扰的输入信号，距离变换器49计算欧基里德距离d0、d1、d2和d3。
如表1所示，象图6所示的距离变换器39a那样，距离变换器49利用除去NTSC干扰之后的输入信号与‘0、8、-8’之中的最接近点间的距离获得欧基里德距离d0；利用除去NTSC干扰之后的输入信号与‘2、10、-6、-14’之中的最接近点间的距离获得欧基里德距离d1；利用除去NTSC干扰之后的输入信号与‘4、12、-4、-12’之中的最接近点间的距离获得欧基里德距离d2；利用除去NTSC干扰之后的输入信号与‘6、14、-2、-10’之中的最接近点间的距离获得欧基里德距离d3。
维特比解码器50对从距离变换器49输出的欧基里德距离d0、d1、d2和d3进行8状态维特比解码。
延时装置的构成包括：延时单元51，用于将从维特比解码器50输出的数据延时12个符号然后输出到度量选择器54；延时单元52，用于将从延时单元51输出的数据延时12个符号，然后输出到度量选择器54；以及一个延时单元53，用于将延时单元52输出的数据延时12个符号，然后输出到度量选择器54。如上所述，从维特比解码器50输出的数据分作三个步骤被延时，并因而将当前状态的和下一状态的数据输出到度量选择器54。
度量选择器54根据从延时装置输出的信号来选择七种度量类型I、II、III、IV、V、VI和VII。即如图9所示，如果从该延时装置输出的信号是从当前状态‘000’变成下一状态‘000’，则该度量选择器54选择度量类型IV；如果是从‘000’变成‘100’，则该度量选择器54选择度量类型II；如果是从‘100’变成‘010’，则选择度量类型V；如果是从‘100’变成‘110’，则选择度量类型III；如果是从‘010’变成‘001’，则选择度量类型III；如果是从‘010’变成‘101’，则选择度量类型V；如果是从‘110’变成‘011’，则选择度量类型IV；如果是从‘110’变成‘111’，则选择度量类型VI；如果是从‘001’变成‘100’，则选择度量类型VI；如果是从‘101’变成‘010’则选择度量类型III，如果是从‘101’变成‘110’，则选择度量类型I；如果是从‘011’变成‘001’则选择度量类型V；如果是从‘011’变成‘101’，则选择度量类型VII；如果是从‘111’变成‘011’，则选择度量类型II；如果是从‘111’变成‘111’，则选择度量类型IV。
硬判定器46对已经去除NTSC干扰的若干输入信号进行限幅，并分别地进行硬判定。即根据表2所示的七种度量类型硬判定器46限幅并硬判定这些输入的信号。换句话说，如果输入信号接近-14或2，则硬判定器输出‘1’，若输入信号接近-6，则输出‘0’；如果输入信号接近-12或4，则输出‘1’，若输入信号接近-4，则输出‘0’；如果输入信号接近-10或6，则输出‘1’，若输入信号接近-2，则输出‘0’；如果输入信号接近8或-8，则输出‘1’，若输入信号接近0，则输出‘0’；如果输入信号接近-6或10，则输出‘1’，若输入信号接近2，则输出‘0’；如果输入信号接近-4或12，则输出‘1’，若输入信号接近4，则输出‘0’；或者如果输入信号接近14或-2；则输出‘1’，若输入信号接近6，则输出‘0’。在图10中，hi(h1至h7)是在当根据第i个度量类型对输入信号限幅时的输出值。
延时单元47将硬判定器46输出的信号延时一段恒定的时间，以便与度量选择器54同步，并把延时的信号输出到多路器48。
根据度量选择器54所选择的度量类型，多路器48选择并输出来自硬判定器46的信号之一。就是说，在进行维特比解码的同时，多路器48选择并输出与度量选择器54在被延时装置47所延时的信号中选择的度量类型相匹配的信号。
现在详细地描述具有上述构形的依照本发明的另一个实施例的部分响应格构解码器的操作。
如表1所示，在距离变换器49中，从已经去除NTSC干扰的输入信号获得欧基里德距离d0、d1、d2和d3，并在维特比解码器50中进行维特比解码。
从维特比解码器50输出的数据经延时单元51、52和53的三个步骤的延时并输出到度量选择器54。如图9所示，根据延时单元51、52和53输出的信号，该度量选择器54选择度量类型。
而且，如表2所示，在距离变换器49中已经去除NTSC干扰的输入信号分别在硬判定器46中被限幅并作硬判定。根据度量类型从硬判定器46输出的信号中选择其一，然后输出。换句话说，格构编码器的较低的一个比特IN0被解码，然后经过距离变换器49和维特比解码器50输出解码的信号DEC0，并且该格构编码器的较高一比特IN1被解码，然后经硬判定器46、延时装置47和多路器48输出解码的信号DEC1。
如图11所示，根据本发明又一实施例的部分响应格构解码器包括距离变换器61、硬判定器60和维特比解码器62。
如表1所示，距离变换器61从已经去除NTSC干扰的输入信号中计算欧基里德距离d0、d1、d2和d3。
就是说，该距离变换器61利用除去NTSC干扰之后的输入信号与在‘0、8、-8’之中最接近的点之间距离获得第一欧基里德距离d0；利用除去NTSC干扰之后的输入信号与在‘2、10、-6、-14’中最接近的点之间的距离获得第二欧基里德距离d1；利用除去NTSC干扰之后的输入信号与在‘4、12、-4、-12’中的最接近的点之间的距离获得第三欧基里德距离d2；以及利用除去NTSC干扰之后的输入信号与在‘6、14、-2、-10’中的最接近点之间的距离获得第四欧基里德距离d3。
硬判定器60进行硬判定在NTSC干扰去除之后输出的信号并输出硬判定值h1至h7。就是说，如表2所示，如果输入信号接近-14或2，则硬判定器60输出‘1’，而如果输入信号接近-6时，则硬判定值h1为‘0’；如果输入信号接近-12或4时，则输出‘1’，而如果输入信号接近-4，则硬判定值h2为‘0’；如果输入信号接近-10或6，则输出‘1’，而如果输入信号接近-2，则硬判定值h3为‘0’；如果输入信号接近-8或8，则输出‘1’，而如果输入信号接近0，则硬判定值h4为‘0’；如果输入信号接近-6或10，则输出‘1’，而如果输入信号接近2，则硬判定值h5为‘0’；如果输入信号接近-4或12，则输出‘1’，而如果输入信号接近4，则硬判定数值h6为0；如果输入信号接近14或-2，则输出‘1’，而如果输入信号接近6，则硬判定值h7为‘0’。
如图12所示，维特比解码器62的构成包括一个矩阵计算器63，用于获得在欧基里德距离d0、d1、d2和d3与各个状态分支之间的差值，并随之通过将该差值与累加的前一距离值相加来计算残存路径和累加矩阵值；一个优化路径计算器64，用于从矩阵计算器63输出的累加矩阵值获得正处在观看区内的优化路径；一个路径过程计算器65，利用来自硬判定器60的一个硬判定值h1至h7、来自矩阵计算器63的残存路径以及来自优化路径计算器64的优化路径来直接地输出较高的一个比特，并用于选择一个选择信号，以便选择较低的一个比特；以及一个查询表66，用于根据来自路径过程计算器65的选择信号而输出较低的一个比特。维特比解码器62对从距离变换器61和硬判定器60输出的数据进行维特比解码。
下面将描述具有上述结构的根据本发明另一实施例的部分响应格构解码器的操作。
根据来自后置梳状滤波器的已去除NTSC干扰之后输出的信号，距离变换器61计算并输出欧基里德距离d0、d1、d2和d3。根据来自后置梳状滤波器的已去除NTSC干扰之后输出的信号，将较高的一个比特与前一个数据进行比较。它们是否相同或不同的信息分别地由I、II、III、IV、V、VI和VII表示。
维特比解码器62对欧基里德距离d0、d1、d2和d3以及硬判定器60的一套值h1-h7进行维特比解码，然后输出已输入到格构编码的原始两个比特I0和I1。
以下将说明矩阵计算器63的操作。
在矩阵计算器63中利用欧基里德距离d0、d1、d2和d3来获得这些距离与各个状态分支之间的差，并将获得的值与计算出的先前的距离值相加，并输出作为残存路径和累加的矩阵数值。在优化路径计算器64中，该矩阵计算器63的累加矩阵值被用于获得在观看区内的优化路径。
硬判定器60的输出h1-h7，来自矩阵计算器63的残存路径输出和该优化路径的状态被用来获得由路径过程(path history)计算器65所选择的优化路径输出的值。根据路径过程计算器65输出的信号而输入到格构编码器的较低一个比特I1被从查询表66输出。
就是说，路径过程计算器65接收硬判定器60的输出h1-h7、来自矩阵计算器63的残存路径以及优化路径计算器64的状态，并获得将被输出值送到已选择的最佳路径。
换句话说，该路径过程计算器65的构成包括用于存储数值h1-h7和残存路径的存储器以及由硬件方式构成的用于跟踪该存储器并获得来自优化路径的输出的一个电路。可是，从概念性的(conceptual)路径过程计算器的角度上看，如图9所示，当状态S1和S2与当前状态相同时，根据输入I0和I1以及对于该时刻的后置梳状滤波器的输出状态改变之间的关系可以仅用8个状态来构成，而且，该硬判定信息和距离信息可根据各个状态来指定。
就是说，为了从该格构解码器获得优化路径的输出，应当有持续一定时间期的观看区。如图9所示，观看区(the view area)的一些部分包括有关于各个状态的过渡(transition)方向以及由该过渡引起的硬判定值的信息。
例如，假设观看区部分被分作三个部分，自优化路径计算器输出的优化状态是‘000’，且该状态‘000’的残存路径在图13中以深黑线所标出，则该路径过程计算器65将反循该深黑线而且在这条线输出在该部分I中的信息。
就是说，在部分I内的该深黑线路径的硬判定值被输出作为较高一个比特I0的值，而该优化路径从状态‘110’过渡到‘011’信息I′1被输出作为较低一个比特I1的值。
因此，为了使查询表66接收信息I1，要确定在该时刻的格构编码器的较低一个比特I1的输入值是什么，并将产生的值输出。
如上所述，具有根据本发明详细构成的部分响应格构解码器使HDTV系统的实施变得容易。
                               表1
    d0 输入信号与在(0、8、-8)之间的最近点之间的距离
    d1 输入信号与在(2、10、-6、-14)之间的最近点之间的距离
    d2 输入信号与在(4、12、-4、-12)之间的最近点之间的距离
    d3 输入信号与在(6、14、-2、-10)之间的最近点之间的距离
                 表2
    1     0     1
    I     -14     -6     2
    II     -12     -4     4
    III     -10     -2     6
    IV     -8     0     8
    V     -6     2     10
    VI     -4     4     12
    VII     -2     6     14
(d1′)→(d2′)→(d3′)→d0→d1→d2→d3→

Claims (3)

1、一种数字电视系统，包括：
调谐器，用于接收发送信号；
同步信号检测器，连接到所述调谐器；
均衡器，连接到所述同步信号检测器；
相位跟踪器，连接到所述均衡器；
解码器单元，连接到所述相位跟踪器；
数据解交错器，连接到所述解码器单元；
R-S解码器，连接到所述数据解交错器；和
解随机器，连接到所述R-S解码器；
其中，所述解码器单元包括：
格构解码器；和
后置编码器，连接到所述格构解码器，该后置编码器包括一个12延迟单元和连接到所述12延迟单元的加法器。
2、如权利要求1所述的数字电视系统，其中，还包括维特比解码器，其是八状态解码器。
3、如权利要求1所述的数字电视系统，其中，所述格构解码器包括一个四状态格构解码器。
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