CH680889A5

CH680889A5 -

Info

Publication number: CH680889A5
Application number: CH4915/87A
Authority: CH
Inventors: Bruce Cameron Henderson; Rainer Hanisch
Original assignee: Gen Electric
Priority date: 1986-12-23
Filing date: 1987-12-17
Publication date: 1992-11-30
Also published as: KR960006645B1; US4788653A; DE3742555A1; JPS63180207A; KR880008522A

Description

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Beschreibung

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren gemäss dem Oberbegriff des unabhängigen Patentanspruchs 1.

Bei grossen Leistungsturbinengeneratoren hat die Verwendung von schnell ansprechenden elektronischen Einrichtungen zur Steuerung der Generatorfelderregung zu der unerwünschten Stimulation bzw. Anregung von mechanischen und elektrischen Resonanzen geführt. Dieses Problem hat sich als besonders schwerwiegend erwiesen, wenn zahlreiche Generatoren elektrisch miteinander verbunden sind oder wenn lange Übertragungsleitungen erforderlich sind, um die erzeugte Energie zu verteilen.

Dieses Problem wird im allgemeinen dadurch überwunden, dass ein kompensierendes Steuerelement, das ein Leistungssystem-Stabilisator genannt wird, in die Rückführungsschleife eingefügt wird, die die Ausgangsgrösse des Generators regelt. Ein Leistungssystem-Stabilisator ist bekanntlich eine elektrische Schaltungsanordnung, die eine einstellbare Grösse einer Phasenvoreilung in die Felderregerschaltung einbringt, um destabilisierende Phasennacheilungen zu kompensieren, die in die Energieverteilungseinrichtung eingeführt werden. Bisher wurde der Leistungssystem-Stabilisator üblicherweise durch analoge Techniken unter Verwendung eines viele Abschnitte aufweisenden analogen Filters implementiert, dessen Charakteristiken so ausgelegt sind, dass die erforderlichen Verstärker (Gewinn) und die erforderliche Phasenlage erreicht werden. Jedoch sind die zahlreichen Erfordernisse, die durch dieses Filter erfüllt werden müssen, recht streng. Beispielsweise liegen die Resonanzfrequenzen der unerwünschten Schwingungsmoden des Leistungssystems, die unterdrückt werden müssen, in einem engen Frequenzband etwa zwischen 0,1 und 2 Hertz (Hz).

Bekanntlich bildet ein duales Voreilungs-/Nacheilungs- bzw. induktives/kapazitives Filter mit einstellbaren Parametern normalerweise das Hauptkompensationselement. In diesem relativ niederfrequenten Band führt die erforderliche Phasen-Charakteristik zu einer steigenden Verstärkungs-Charakteristik, wenn die Frequenz zunimmt. Das Filter muss jedoch gleichzeitig auch eine hohe Dämpfung in dem Frequenzband von etwa 13,5 bis etwa 45 Hz erreichen, um zu vermeiden, dass die mechanischen Torsionsresonanzen des Generators entstehen. Deshalb ist auch ein zweites Filter, das ein Torsionsfilter genannt wird, in Verbindung mit dem ersten Filter vorgesehen, um für einen scharfen Abfall der Verstärkung in diesem Bereich zu sorgen. Es ist ein Filter höherer Ordnung erforderlich, um diese Dämpfung in dem Sperrbereich zu erreichen, aber es trägt zu einer signifikanten zusätzlichen Phasenverzögerung bei 2,0 Hz bei, die einen Teil der gewünschten Phasenvoreilung zunichte macht. Weiterhin ist ein drittes Filter, das ein Kerb- bzw. Sperrfilter ist, vorgesehen, um Streusignale zu dämpfen, die in dem Regelkreis bei der Grundfrequenz von typisch 50 bzw. 60 Hz des Netzwechselstroms auftreten. Um kleinere Abweichungen in der Netzfrequenz zu gestatten, muss dieses Sperrfilter relativ breit ausgelegt werden und kann somit ebenfalls zu einer unerwünschten Phasennacheilung beitragen.

Es ist relativ schwierig, alle vorstehend beschriebenen Erfordernisse mit einem analogen Filter zu erfüllen. Dies würde die Verwendung von teuren Komponenten erfordern, um eine genaue Pol-/NulI-An-ordnung und eine kleine Drift zu erreichen. Das Problem wird weiter verstärkt durch das Erfordernis, den primären Voreilungs-/NacheiIungs-Abschnitt in dem Feld einstellbar zu machen, wo der Energieerzeuger installiert ist.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Verbesserung in Leistungssystem-Stabilisatoren zu erreichen. Weiterhin soll ein Verfahren zum digitalen Filtern in einem Leistungssystem-Stabilisator geschaffen werden. Das digitale Filter in dem Leistungssystem-Stabilisator soll eine Drift von im wesentlichen Null haben, während das Erfordernis für analoge Komponenten hoher Genauigkeit vermieden werden soll. Weiterhin soll das digitale Filter in dem Leistungssystem-Stabilisator für ein verbessertes Gleichgewicht in dem Ausgleich zwischen der Sperrbanddämpfung und der Phasennacheilung in dem Bereich von elektro-mechanischen Resonanzen des Leistungssystems sorgen. Weiterhin soll das digitale Filter in dem Lei-stungssystem-Stabilisator eine relativ tiefe Signalkerbe mit einer Mittenfrequenz haben, die kleineren Abweichungen in der Netzfrequenz folgt.

Erfindungsgemäss wird diese Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Insbesondere wird ein vielstufiges digitales Filter geschaffen, das eine kleine Gleichstromverstärkung und minimale Phasennacheilung in dem Bereich der elektromechanischen Resonanzen eines Turbinengenerators des Leistungssystems, eine hohe Dämpfung in dem Bereich von Torsions- und Eigenfrequenzen, die bei zweipoligen Generatoren auftreten, und eine hohe Dämpfung bei der Grundfrequenz des Leistungssystem aufweist. Das digitale Filter wird durch Software implementiert und ist aus vier Abschnitten gebildet, von denen der erste eine gewünschte Voreilungs-/Nacheilungs-Charakteristik, der zweite eine grobe Torsionsfilter-Charakteristik, der dritte eine erhöhte Steigung in dem Grenzfrequenzabschnitt der Grobtorsionsfilter-Charakteristik und der vierte eine Gleichstromverstärkung von Null und auch eine scheinbare Netzfrequenzkerbe aufweist, deren Mittenfrequenz der Netzfrequenz folgt durch Verriegeln der Probenentnahme- bzw. Sampling-Frequenz mit der Netzfrequenz. Der erste Abschnitt bildet eine Stufe, die getrennt implementiert werden kann, so dass deren Charakteristik unabhängig eingestellt werden kann für Frequenzen in dem etwaigen Bereich von 0,1 bis 2,0 Hz, während die zweiten, dritten und vierten Abschnitte in einer weiteren Stufe kombiniert sind, deren Charakteristik so ausgelegt ist, dass sie mit den Sperr- und scheinbaren Signalkerb-Erfordernissen zusammen-passt.

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Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm von einem elektrischen Turbinengenerator-Leistungssystem mit einem damit verbundenen digitalen Leistungssystem-Stabilisator.

Fig. 2 ist ein elektrisches Blockdiagramm und zeigt den in Fig. 1 gezeigten digitalen Leistungssystem-Stabilisator.

Fig. 3 zeigt charakteristische Kurven, die die gesamte Filter-Charakteristik gemäss der Erfindung darstellen.

Fig. 4 zeigt Kurven, die die zusammengesetzte Filter-Charakteristik darstellt, die durch einen Teil des erfindungsgemässen Filters geliefert wird.

Fig. 1 zeigt eine Wechselspannungs-Energieerzeugungseinrichtung mit einem Wechselspannungsgenerator 10, der typisch ein dreiphasiger Turbinengenerator mit einer Frequenz von 50 bzw. 60 Hz ist und der mit einem Verbrauchersystem 12 über eine dreiphasige Übertragungsleitung 14 verbunden ist. In einigen Ländern ist eine Netzfrequenz von 50 Hz üblich. Bekanntlich kann eine derartige Einrichtung unerwünschte elektromechanische Schwingungsmoden erzeugen, die gedämpft, d.h. unterdrückt werden durch einen Leistungssystem-Stabilisator (PSS) 16, der Eingangsspannungen und -ströme von einem Satz dreiphasiger Spannungstransformatoren 18 und Stromtransformatoren 20 erhält. Der Stabilisator 16 erzeugt ein Rückführungssignal, das einem Spannungsregler (AVR) 22 zugeführt wird, der den Erreger 24 für den Generator 10 steuert.

Bei relativ niedrigen Schwingungsfrequenzen des Leistungssystems zwischen 0,1 und 2,0 Hz weisen der Spannungsregler 22, der Erreger 24 und der Generator 10 eine Phasennacheilung auf. Der Stabilisator 16 hat die Funktion, für eine Phasenvoreilung zu sorgen, um diese Phasennacheilung zu kompensieren. Der Turbinengenerator 10 kann auch mechanische Torsionsresonanzen aufweisen, deren Dämpfung ebenfalls durch die Wirkung des Stabilisators vermindert werden kann. Da die vorherrschende Frequenz die Grundfrequenz des Systems, d.h. 50 bzw. 60 Hz, ist, liefert der Stabilisator auch eine kleine Verstärkung bei der Grundfrequenz, um das Grundfrequenzrauschen zu minimieren. Es sind verschiedene Implementationen eines Leistungssystem-Stabilisators bekannt und in der Technik eingesetzt worden.

Ein digitaler Leistungssystem-Stabilisator gemäss der Erfindung ist in Fig. 2 in Blockform dargestellt. Danach wird der Stabilisator 16 u.a. von einem analogen Wandler 26 gebildet, der beispielsweise ein kontinuierlicher Frequenzwandler sein kann, der ein analoges Gleichspannungs-Ausgangssignal mit einer Amplitude proportional zur Abweichung der Frequenz von der Grundfrequenz des Leistungssystems (beispielsweise 60 Hz) erzeugt. Das durch den Wandler 26 erzeugte analoge Signal wird in ein digitales Signal umgewandelt durch einen Analog/Digital-Wandler 28, um durch zwei digitale Filter 30 und 32 verarbeitet zu werden, die auf entsprechende Weise Amplitudenform- und Phasenformschaltungen bilden. Die Ausgangsgrösse des Phasenformfilters 32 wird als nächstes einem Ausgangsbegrenzer 34 zugeführt, der den Bereich der Ausgangssignale begrenzt, so dass der digitale Stabilisator 16 nicht den normalen Reglerbetrieb während eines Grosssignalbetriebs übersteuern bzw. überlagern kann. Das begrenzte digitale Signal wird dann zurückgewandelt in ein analoges Signal durch einen Digital/Analog-Wandler 36, dessen Ausgangssignal dann durch einen Verstärker 38 gepuffert wird, wo es dann einer Summierstelle (nicht gezeigt) des Spannungsreglers 22 (siehe Fig. 1) zugeführt wird.

Die Erfindung ist auf die Amplitudenform-Filterschaltung 30 gerichtet, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist. Wie vorstehend bereits in bezug auf ein analoges Filter ausgeführt wurde, wird ein dualer Voreilungs-/ Nacheilungs-Filterabschnitt mit einstellbaren Parametern als das Hauptkompensationselement für ein schmales Frequenzband zwischen 0,1 und 2,0 Hz gebildet. In diesem Band führt die erforderliche Phasen-Charakteristik zu einer steigenden Verstärkungs-Charakteristik, wenn die Frequenz zunimmt. Gleichzeitig muss das Filter eine hohe Dämpfung in dem Frequenzband von etwa 13,5 Hz bis etwa 45 Hz aufweisen, um die mechanischen Torsionsresonanzen des Generators zu unterdrücken, und demzufolge ist ein Torsionsfilterabschnitt enthalten, um einen scharfen Abfall in der Verstärkung zu erreichen. Um diese Dämpfung in dem Sperrband zu erzielen, ist ein Torsionsfilterabschnitt hinzugefügt, aber dieser hat die Neigung, zu einer signifikanten zusätzlichen Phasennacheilung bei 2 Hz beizutragen, die einen Teil der gewünschten Phasenvoreilung zunichte macht. Ein Kerb- bzw. Sperrfilterabschnitt ist auch enthalten, um diese Signale zu dämpfen, die in dem Steuerkreis bei der Grundfrequenz der Wechselspannung auftritt.

Nach der Erkenntnis, dass eine übliche Transformation von der bekannten analogen Filterkonfiguration, die die vorgenannten Erfordernisse erfüllt, auf eine digitale Implementation eine unerwünschte Phasennacheilung in dem Stabilisator des Leistungssystems einführt, weist das erfindungsgemässe Filter einen digitalen Aufbau auf, der die vorgenannten Erfordernisse erfüllt und trotzdem für eine erforderliche Verkleinerung der Phasennacheilung sorgt.

Das digitale Filter gemäss der Erfindung weist ein Software-implementiertes Filter auf, das eine Übertragungsgesamtfunktion F(z) aufweist und aus vier Abschnitten oder Teilen gebildet ist. Diese Übertragungsfunktion wird wie folgt ausgedrückt:

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K. (z.) X N.0(z) . x N, (z) x N. (z)

F<2)=—! ? 5 ±- (1)

D1 (z) x D2(z) x D3(z) x D4(z)

P1 (z) xF2(z) x F3(z) X F4(z) (2)

wobei Ni und Di Koeffizienten für den Zähler bzw. Nenner sind, Fi(z) eine Voreilungs-/Nacheilungs-Charakteristik ist, Fa(z) eine grobe Torsionsfilter-Charakteristik ist, F3(z) eine Charakteristik darstellt, die die Flankensteilheit oder Steigung (Neigung) der F2(z)-Charakteristik in dem Sperrbereich verbessert, und F4(z) eine Gleichspannungs-Verstärkungs-Charakteristik von im wesentlichen Null für die Elimination eines Gleichspannungs-Signal-Offset und auch eine scheinbare Netzfrequenzkerbe bildet, deren Mittenfrequenz eine Netzfrequenz ist.

Wenn man den ersten Abschnitt Fi(z) betrachtet, weist er einen üblichen dualen Voreilungs-/Nachei-lungs-Filterabschnitt auf, der einstellbare Parameter aufweist, um die primären Voreilungscharakteristi-ken in dem Bandpassbereich zwischen 0,1 Hz und 2,0 Hz zu erreichen. Da die Übertragungsfunktion einer Voreilungsschaltung als I + st ausgedrückt werden kann, wobei s der Operator einer Laplace-Trans-formation ist und wobei t die Zeitkonstante ist, die eine Knickpunktfrequenz angibt, kann die Form, d.h. die Übertragungsfunktion F(z), von einem gewünschten analogen Voreilungs-/Nacheilungs-Filter für diesen Anwendungsfall wie folgt geschrieben werden:

(1 + st») (.1 + st.)

F(z) = ± à (3)

(1 + St3) (1 + st5)

Erfahrungen mit bisherigen analogen Filtergestaltungen für einen Leistungssystemstabilisator haben zu empfohlenen Anfangseinstellungen für die Zeitkonstanten des Voreilungs-/Nacheilungs-Abschnit-tes geführt. Die vorgeschlagene Arbeitsmitte für diese Zeitkonstanten wurden mit h, t4 = 0,25 Sek. (Voreilung) und t3, te = 0,025 Sek. (Nacheilung) gefunden.

Der nächste Schritt beinhaltet eine Umwandlung der analogen Filterspezifikationen, die durch Gleichung (3) definiert ist, in eine digitale Implementation. Das bevorzugte Verfahren für diese Umwandlung bildet das bilineare Transformationsverfahren, das in einem Lehrbuch mit dem Titel «Digital Filters: Ana-lysis and Design», von Andreas Antoniou, McGraw-Hill Publishing Co. (1979), beschrieben ist, und das nötigenfalls zu Hilfe genommen werden kann, um eine zusätzliche Information über diesen Filtertyp zu erhalten.

Da das bilineare Transformationsverfahren erfordert, dass die Knick- bzw. Eckfrequenzen für das Analogfilter vor der Umwandlung vorgewölbt sind, hat ein nachfolgendes Vorwölbverfahren zur Folge, dass geänderte Zeitkonstanten von fe, t4 = 0,25 Sek. (Voreilung) und t3, te = 0,024067 Sek. (Nacheilung) gebildet werden. Es sei darauf hingewiesen, dass die ersten zwei Zeitkonstanten \z und t4 keine Änderung erfahren haben.

Es kann gezeigt werden, dass das digitale Äquivalent des analogen Filters, das durch die Übertragungsfunktion der Gleichung (3) spezifiziert ist, wie folgt ausgedrückt werden kann:

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a0z + a.z + a_

F1 (z) = Z 1 ° (4)

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b2z + b^z + bQ

Bei Anwendung des bilinearen Transformationsverfahrens, wie es in der vorstehend genannten Druckschrift angegeben ist, auf Gleichung (4), ergeben sich die folgenden Werte für die Koeffizienten:

a2 = 63,57171, ai = 118,94, ao = 55,63381 b2 = 1, bi = 0,97124, b0 = 0,235827.

Diese Filtercharakteristik ist in Fig. 3 durch das Bezugszeichen Fi(z) dargestellt. Danach besteht ein Voreilungsabschnitt mit einer relativ kleinen Verstärkung und mit einem Frequenzknickpunkt in dem Bereich von 7 Hz, wo die Kurve dann auf einen Nacheilungsabschnitt mit einer relativ grossen Verstärkung ansteigt.

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Als nächstes wird ein digitaler Bandsperrfilterabschnitt F2(z) mit einem Tiefpassabschnitt unterhalb 2,0 Hz implementiert, der, wie in Fig. 3 gezeigt ist, eine untere Sperrfrequenz in dem Bereich von 7 Hz hat, um einen Sperrbereich zu beginnen. Da ein Filter niederer Ordnung erforderlich ist, um die bei 2,0 Hz eingeführte Phasennacheilung zu minimieren, wird ein geeignetes Filter zweiter Ordnung für den F2(z)-Abschnitt unter Verwendung eines Verfahrens aufgebaut, das als das Syntheseverfahren elliptischer Filter bezeichnet wird, das ebenfalls in der vorgenannten Druckschrift von Antoniou beschrieben ist. Somit entsteht die folgende Übergangsfunktion:

K^z2 + + aQ)

F2(z) = (5)

h2z2 + blZ + bQ

wobei

K = 0,03976

a2 = 2,988, ai = 3,441, ao = 2,99 b2 = 1, bi —1.0578, bo = 0,47797 ist.

Danach wird ein Abschnitt F3(z) aufgebaut, der zu F2(z) hinzugefügt wird und ein konjugiert-komple-xes Polpaar und ein konjugiert-komplexes Nullpaar aufweist, um für eine tiefe Kerbe (Einschnitt) bei etwa 14 Hz zu sorgen. Die Wirkung dieses Abschnitts besteht darin, die Sperrsteigung oder Flankensteilheit stark zu vergrössern, die durch den elliptischen Abschnitt F2(z) ausgebildet wird, während ein Beitrag zu einer viel kleineren Phasennacheilung gemacht wird, als diese in einem äquivalenten elliptischen Abschnitt höherer Ordnung alleine auftreten würde. Die für F3(z) verwendete Form ist diejenige eines Biquadrats zweiter Ordnung, dessen digitale Darstellung wie folgt ausgedrückt werden kann:

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a0z + a.z + a. 2 1 o

F3(z) = —3 —— (6)

wobei:

b2z + blZ + bQ

a2 = 0,6236, ai = -0,126595, ao = 0,5875,

b2 = 1, bi = 0,7027, bo = 0,6921 ist.

Diese zwei Abschnitte sind auch in dem unteren Abschnitt von Fig. 3 durch die Bezugszeichen F2(z) und F3(z) dargestellt.

Der vierte Abschnitt F4(z) ist so aufgebaut, dass er eine Verstärkung Null bei Gleichspannung aufweist, damit kein unerwünschter Offset den digitalen Stabilisator stört. Der vierte Abschnitt F4(z) wird zu den Abschnitten F2(z) und F3(z) hinzugefügt, wie es in Fig. 3 gezeigt ist. Dies wird mit einem üblichen Filter mit der Verstärkung Null bei Gleichspannung implementiert: es enthält jedoch nun auch die Selektion der Probenentnahme- bzw. Samplingfrequenz. Da die Frequenzabhängigkeit implizite für eine Fal-tungs- oder Aliasingwirkung der Filtercharakteristik bei der Samplingfrequenz in einem digitalen Filter sorgt, ist es normalerweise unerwünscht und erfordert typisch eine spezielle analoge Filterung, um die negativen Effekte des Aliasing zu vermeiden. Insbesondere wird jedoch eine Samplingfrequenz so gewählt, dass sie die Netzfrequenz, d.h. 50 oder 60 Hz, ist und verdreht in der Wirkung einen Nachteil in einen Vorteil, indem eine tiefe Frequenzsperrkerbe bei 60 Hz erzeugt wird aufgrund des gefalteten Bildes unterhalb 60 Hz, das als ein Filter wirkt, das für die erforderliche Dämpfung der 60 Hz Streusignale in dem System sorgt. Durch richtige Selektion der Lage der Filterkoeffizienten von F4(z) wird die Kerbe bei 60 Hz beliebig tief und schmal gemacht. Bei der vorliegenden Einrichtung wird die Samplingfreqenz von einem nicht gezeigten Oszillator abgeleitet, der mit der Netzfrequenz phasenverriegelt ist. Dies sorgt für einen zusätzlichen Vorteil, da die Kerbe bei 60 Hz automatisch der Netzfrequenz folgt und auf der scheinbaren Signalfrequenz zentriert bleibt. Der digitale Filterabschnitt F4(z) ist so aufgebaut, dass er eine Zeitkonstante von 0,1 Radian und die folgende Übergangsfunktion hat:

z + a

F4(z) = ° (7)

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wobei ao = -1,0, bo = 0,99833 ist.

Ein zusammengesetzter Filterabschnitt Fc(z) wird als nächstes erzeugt aus der Kombination von F2(z), F3(z) und F4(z), der in Fig. 4 gezeigt ist und der sowohl eine Torsions- als auch eine verwaschene Charakteristik enthält. Der entstehende Übergang von FC(z) wird:

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a^z + a^z + a^z + a2z + a^z + aQ

Fc(z) = (8)

bgZ^ + b^z^ + + + k-|Z +

wobei as = 0,074093, a* = -0,003816, a3 = 0,05634,

a2 =-0,061293, ai = 0,004517, ao = -0,06984,

b5 = 1,0, b4 = -2,7587, b3 = 3,6711,

b2 = -2,9783, bi = 1,3971, bo = -0,33027 ist.

In dem eingangs genannten Computerprogrammlisting (dieser Bestandteil der Anmeldung ist möglicherweise nicht in der Offenlegungsschrift enthalten) ist ein digitales Filter gemäss der Erfindung aus zwei Stufen aufgebaut, wie es vorstehend beschrieben ist, dabei ist aber der Torsionssperrfilterabschnitt zuerst berechnet, daran schliesst sich eine Berechnung des Voreilungs-/Nacheilungs-Filterabschnitts an. Vorbestimmte Filterkoeffizienten sind in einem Feld von Konstanten (FCON-ARR) gespeichert, und ein Feld von Variablen ( FVAR-ARR) ist für eine lokale Speicherung vorgesehen. Mehrere Subroutinen (RELAY-OFF), (SET-ALARM), (RELAY-ON), (SCAN-OPIN) und (CK-AD-COMPL) stehen nicht mit der tatsächlichen Filterberechnung in Verbindung, werden aber verwendet, um das Gesamtprodukt aufzubauen. Zusätzlich sind die Initialisierung, das Abtasten der Phasengeneratorspannungen, die Diagnose und Ereignisabtastung zusätzliche vorgesehene Funktionen, die den richtigen Betrieb der Einrichtung sicherstellen.

Der Filteralgorithmus startet mit einer A/D-Umwandlung des Filtereingangssignals, das nach erfolgreichem Abschluss auf Sättigung untersucht wird. Wenn ein Sättigungszustand besteht, wird das Ausgangssignal auf seinem alten Wert gelassen und es wird keine Berechnung durchgeführt, um einen unnötigen Aufbau von irgendwelchen Filterzuständen zu vermeiden. Wenn das Torsionssperrfilter gesperrt ist (TOR-DIS in FCON-ARR ist auf wahr gesetzt), wird ein Hochpass-Filterabschnitt berechnet.

Wenn jedoch der Torsionssperrfilterabschnitt berechnet werden soll, wird die folgende Differenzgleichung errechnet:

Y(N) = TXO*X(N) + TX1*X(N-1) + TX2*X(N-2) +

TX3*X(N-3) + TX4*X(N-4) + TX5*X(N-5) +

TY1*Y(N-1) + TY2*Y(N-2) + TY3*Y(N-3) +

TY4*Y(N-4) + TY5*Y(N-5), (9)

wobei X(N) das Eingangsstromsampel zur ersten Stufe und Y(N) das Ausgangsstromsampel der ersten Stufe bezeichnet. Die Koeffizienten sind in dem Konstantenfeld (FCON-ARR) zu finden. Um irgendeine gesonderte Phasennacheilung aufgrund der Berechnungsverzögerungszeit zu vermeiden, wird die Differenzgleichung (9) verkürzt auf:

Y(N) = TXO*X(N) + T(N-1 ) (10)

wobei T(N-1) bei jeder Abtastung im voraus berechnet wird zur Vorbereitung für die nächste Abtastung.

In entsprechender Weise wird die Vorei!ungs-/Nacheilungs-Doppelstufe des Filters berechnet, indem die folgende Differenzgleichung verwendet wird:

Z(N) = A*Y(N) + B*Y(N-1 ) + C*Y(N-2) - D*Z(N-1 ) - E*Z(N-2) (11 )

wobei Y(N) das Eingangssampel bezeichnet und Z(N) das Ausgangssampel ist. Aus Geschwindigkeitsgründen wird die vorstehende Gleichung verkürzt auf:

Z(N) = A*Y(N) + L(N-1) (12)

worin L(N-1) in der vorhergehenden Abtastung berechnet wurde.

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Das Ausgangssampel Z(N) wird kontinuierlich hinsichtlich Sättigung überwacht und jede diagnostische Testung wird berücksichtigt. Weiterhin wird das Ausgangssignal festgehalten, bevor eine nachfolgende Digital/Analog-Umwandlung eingeleitet wird. Danach wird eine Filternachberechnung gemacht und eine Zeitverschiebung der Filterzustände in Vorbereitung für die nächste Abtastung durchgeführt.

Der übrige Teil des Programms beschäftigt sich mit der Betrachtung mehr analoger Punkte, wobei ein Digital/Analog-Reserveausgangskanal verwendet und ein Sinuswellen-Modulationssignal für gewisse diagnostische Testzustände verwendet wird.

Das Computerprogramm, das die Erfindung implementiert, ist in Assembler-Sprache geschrieben, um auf einem Mikroprozessor Intel 286 zu laufen. Es ist ein interrupt-gesteuertes Programm, das mit der Netzfrequenz synchronisiert ist. Die Parameter für die Voreilungs-/Nacheilungs-Stufe sind durch den Benutzer veränderbar, und es wird ein getrenntes Software-Modul verwendet, um das Filterkonstantenfeld zu verändern, um neue Einstellungen zu reflektieren.

Claims

Patentansprüche

1. Verfahren zum digitalen Filtern von Signalen in einem Leistungssystemstabilisator, der in einer elektrischen Energieerzeugungseinrichtung verwendet wird, zur Verhinderung vorübergehender elektrischer Energie-Oszillationen und mechanischer Oszillationen innerhalb eines Frequenzbereichs, welcher eine Funktion dieser Einrichtung ist, gekennzeichnet durch:

(a) Liefern eines analogen Signals proportional zu Änderungen der Netzfrequenz der Energieerzeugungseinrichtung,

(b) Umwandeln des analogen Signals in ein digitales Signal,

(c) Bilden eines vielstufigen digitalen Filters mit einer Phasenvoreilungs-Charakteristik bezüglich der Energie-Oszillationen, einer Torsionssperrcharakteristik bezüglich der mechanischen Resonanzen der Einrichtung einer Phasennacheilcharakteristik, welche die Torsionssperrcharakteristik verstärkt, einer im wesentlichen Null betragende Gleichspannungs-Verstärkungscharakteristik und einer Kerbfiltercharakteristik im Bereich der Netzfrequenz,

(d) Leiten des digitalen Signals durch das digitale Filter,

(e) Umwandeln des gefilterten digitalen Signals zurück in ein analoges Signal und

(f) Zuführen des gefilterten Analogsignals zur Schaltungsanordnung, die die Energieerzeugungseinrichtung regelt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, das die Phasen-Voreilungscharakteristik in einem Bereich vorbestimmter Frequenzen der Energieoszillationen gebildet wird und die Phasennacheilung aus diesem Bereich wenigstens bis zur Netzfrequenz gebildet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der vorbestimmte Frequenzbereich in dem Bereich zwischen 0,1 und 2,0 Hz liegt.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Torsionssperrcharakteristik, für eine Netzfrequenz von 60 Hz, eine Frequenz zwischen 13,5 und 45 Hz enthält.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter eine Tiefpasszone aufweist, welche im Frequenzbereich von 0,1 Hz und 2,0 Hz liegt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter innerhalb der Tiefpasszone eine Phasenvoreilung bildet.

7. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass im Schritt (c) ein Kerbfilter gebildet wird, mit einer Mittenfrequenz, welche mit der Netzfrequenz verriegelt ist und dieser nachfolgt.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittenfrequenz 60 Hz beträgt für eine Netzfrequenz von 60 Hz.

9. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasen-VoreiIungs-/Nacheilungs-Charakteristik in einer Stufe des digitalen Filters gebildet wird und der Rest der Charakteristiken als eine zusammengesetzte Charakteristik in einer anderen Stufe des digitalen Filters gebildet wird.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasen-Voreilungs-/Nach-eilungs-Charakteristik selektiv variabel ist.

11. Verfahren nach Anspruch '1, dadurch gekennzeichnet, dass das digitale Filter gemäss Schritt (c) eine Übergangsfunktion

F(z) = Fi(z) x F2(z) x Fa(z) x F4(z)

hat, wobei Ft(z) die Phasen-Voreilungs-/Nacheilungs-Charakteristik, F2(z) und F3(z) die Torsionssperrcharakteristik und F4(z) die Kerbfiltercharakteristik bei der Netzfrequenz bilden und z die Frequenz in komplexer Darstellung bezeichnet.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass Fi(z) die folgende Übertragungsfunktion hat:

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a z2 + a z + a F (z) =

b2z2 + bxz + b0

wobei a2 = 63,57171, ai = 118,94, ao = 55,63381,

b2 = 1, bi = -0,97124, b0 = 0,235827 ist.

13. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass F2(z) die folgende Übertragungsfunktion hat:

F2(z)

K(a2z2 + a-^z + a )

b2z2 + bxz + b0

wobei

K = 0,03976,

a2 = 2,988, ai = 3,441, ao = 2,99,

b2 = 1, bi = -1,0578, bo = 0,47797 ist.

14. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass F3(z) die folgende Übertragungsfunktion hat:

f3(z) =

a2z2 + axz + aQ

b2z2 + bxz + bQ

wobei a2 = 0,6236, ai = —0,126595, ao = 0,5875,

b2 = 1, bi = 0,7027, bo = 0,6921 ist.

15. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass F,t(z) die folgende Übertragungsfunktion hat:

z + a0

F4(z) =

z +

0

wobei ao = -1,0, b = -0,99833 ist.

16. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass Fi(z) die folgende Übertragungsfunktion hat:

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CH 680 889 A5

Fx(2) =

a2z2 + axz + aQ

b2z2 + b^z + bQ

wobei a2 = 63,57171, ai = 118,94, ao = 55,63381,

b2 = 1, b2 = -0,97124, bo = 0,235827

und zusätzlich F2(z), F3(z) und F4(z) zu einer zusammengesetzten Übertragungsfunktion Fe(z) verknüpft werden, wobei

5 4 3 2

a_z + a.z + a_z + a.z + a. z + an 5 4 3 2 1 0

Fc(z) =

bcz5 + b.z4 + b_z3 + b z2 + b z + b 5 4 3 2 1 0

worin a5 = 0,074093, a4 = -0,003816, a3 = 0,05634, a2 = -0,061293, ai = 0,004517, a0 = -0,06984, b5 = 1,0, b4 = -2,7587, b3 = 3,6711, b2 = -2,9783, bi = 1,3971, bo = -0,33027.

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