CH664016A5

CH664016A5 - Vorrichtung zur elektrischen messung einer in einem waermeverbraucher verbrauchten waermemenge.

Info

Publication number: CH664016A5
Application number: CH543981A
Authority: CH
Inventors: Eugen Hoch
Original assignee: Spanner Pollux Gmbh
Priority date: 1980-08-26
Filing date: 1981-08-24
Publication date: 1988-01-29
Also published as: DK372481A; DK158165C; NL8103970A; NL191295C; SE450663B; DE3032091C2; BE890067A; GB2082780B; DK158165B; FR2489509B1; DE3032091A1; SE8104874L; GB2082780A; AT388456B; FR2489509A1; ATA369681A

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur elektrischen Messung einer in einem Wärmeverbraucher verbrauchten Wärmemenge, bei welcher Vorrichtung die Temperaturen eines Wärmemediums in der Zu- und Ableitung des Wärmeverbrauchers bzw. deren Temperaturdifferenz gemessen werden bzw. wird durch Vergleich von den Temperaturen proportionalen Spannungen bzw. der der Temperaturdifferenz proportionalen Spannung mit einer Referenzspannung, enthaltend einen Analogteil und einen Digitalteil, die von einer einzigen Batterie speisbar sind, wobei die wenigstens eine Messphase und eine Referenzphase umfassenden Messzyklen dann ausgelöst werden, wenn ein von einem Volumenzähler für das Wärmemedium erzeugter Impuls eintrifft, ferner enthaltend zwei temperaturempfindliche Messwiderstände, einen Analog-Digital-Wandler mit Integrator und Komparator und Schalter im Analogteil sowie Taktgenerator, Zähler und Steuerlogik im Digitalteil.

Derartige Wärmemengenzähler sind beispielsweise bekannt aus den DE-OS'en 2 816 611,2 801 938 und 2 710 782 oder der GB-PS 1 546 507. Bei allen diesen bekannten Schaltungen ist jedem der beiden Messwiderstände zur Messung der Vor- bzw. Rücklauftemperatur ein eigener Referenzwiderstand in Serie geschaltet, so dass sich eine Messbrückenschaltung ergibt. Zur Erzeugung der Referenzspannung sind weitere Spannungsteiler vorgesehen. Zur Weiterverarbeitung

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der Messspannung sind mit Widerständen beschaltete Differenzverstärker erforderlich. Die Fehler und Driften aller dieser Widerstände sowie der als Differenzverstärker, Integrator und Komparator geschalteten Operationsverstärker gehen direkt als Nullpunkts- bzw. Steilheitsfehler in das Messergebnis ein. Insbesondere die Langzeitdrift der elektronischen Bauelemente erzeugt Fehler von ganz erheblichen Ausmassen.

Erschwerend kommt hinzu, dass eine Messbrückenschaltung mit Widerständen systembedingte Messfehler erzeugt. Dies ist in der G B-PS 1 546 507 beschrieben. In dieser Literaturstelle wird deshalb vorgeschlagen, die beiden Referenzwiderstände durch zwei Konstantstromgeneratoren zu ersetzen. Da jeder Konstantstromgenerator jedoch wieder aus fehler- und driftbehafteten elektronischen Bauelementen besteht, lässt sich die theoretisch mögliche Verbesserung der Messung in der Praxis nicht erreichen.

Aus der AT-PS 349 239 ist eine Schaltungsanordnung zur digitalen Darstellung von mit nichtlinearen Sensoren erfass-ten Messgrössen bekannt. Ein Messwiderstand und ein Referenzwiderstand liegen in Serie, so dass sie vom selben Strom durchflössen werden. Die an Mess- und Referenzwiderstand entstehenden Spannungsabfälle werden mit Hilfe einer Dual-Slope-Schaltung digitalisiert. Durch die Parallelschaltung von Widerständen zum Integrationswiderstand wird die Steilheit der Integrationskurve der nichtlinearen Charakteristik des Messwiderstandes stufenweise angepasst. Zur Messung von Temperaturdifferenzen, wie es bei Vorrichtungen zur Messung des Wärmeverbrauchs erforderlich ist, macht diese Literaturstelle keine Angaben.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannten, eingangs beschriebenen Vorrichtungen zur elektrischen Messung des Wärmeverbrauchs dahingehend zu verbessern, dass durch die Minimalisierung der Fehler- und Driftquellen die Genauigkeit und Beständigkeit des Messergebnisses optimal wird.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1.

Damit ergeben sich die Vorteile, dass den beiden Messwiderständen zur Erfassung der Vor- und Rücklauftemperatur ein und derselbe Referenzwiderstand in Serie geschaltet ist und dass allein dieser Referenzwiderstand verantwortlich ist für die Genauigkeit und Stabilität des Messergebnisses. Das erfindungsgemäss erreichte Minimum an Fehlerquellen kann nicht mehr unterschritten werden, da wenigstens eine Referenzgrösse in allen Messschaltungen nötig ist. Änderungen der elektrischen Werte der übrigen Schaltungsbauelemente sowie das Absinken der Batteriespannung im Laufe der Jahre haben keinen Einfluss auf Genauigkeit und Beständigkeit des Messergebnisses.

Gemäss einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist ein als Impedanzwandler geschalteter Verstärker vorgesehen, dessen Ausgang die Nullpotentialschiene der Schaltung bildet. Die dadurch mögliche niederohmige Ankopp-lung der Nullpotentialschiene ist besonders dann von Vorteil, wenn die Dual-Slope-Schaltung mit einer Einrichtung zum selbsttätigen Offsetabgleich ausgerüstet ist, da dann der Offset-Speicherkondensator innerhalb kurzer Zeit aufgeladen werden kann.

Eine weitere Beschleunigung der Nullabgleichphase wird durch die zeitweise Parallelschaltung eines niederohmigen Widerstandes zum Integrationswiderstand erreicht. Die durch diese Massnahmen erreichbare Beschleunigung des Verfahrensablaufs ist eine der Voraussetzungen für einen sparsamen Batterieverbrauch.

Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ist Gegenstand des Patentanspruchs 6. Hierbei liegen die beiden Messwiderstände und der Referenzwiderstand ständig in Reihe

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und sind so immer vom selben Strom durchflössen. Die dabei entstehenden Spannungsabfälle werden in einer Sample-And-Hold-Schaltung in je einem Kondensator zwischengespeichert und anschliessend in der Dual-Slope-Schaltung zeitlich nacheinander zur Bildung des Messergebnisses ausgewertet. Für die Genauigkeit und zeitliche Stabilität des Messergebnisses ist auch hier allein der Referenzwiderstand verantwortlich.

Für eine Korrektur der Messergebnisse in Abhängigkeit von Dichte und Enthalpie des Wärmemediums sowie der Messwiderstandskennlinie ist gemäss einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 8 vorgesehen, während der Referenzphase einen von der Differenz der Messwiderstände abhängigen Korrekturstrom in den Integrationskondensator zu treiben. Die an den Messwiderständen abgegriffenen Spannungsabfälle dienen somit auch zur Bildung des Korrekturstroms.

Weitere Einzelheiten der Vorrichtung und durch dieselbe erzielten Vorteile ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen in Verbindung mit der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung. Es zeigen :

Fig. 1 ein erstes Schaltbeispiel einer Wärmemengen-Mess-vorrichtung,

Fig. 2 das zugehörige Spannungs-Zeit-Diagramm am Integratorausgang der Fig. 1,

Fig. 3 ein weiteres Schaltbeispiel einer Wärmemengen-Messvorrichtung,

Fig. 4 das zugehörige Spannungs-Zeit-Diagramm am Integratorausgang der Fig. 3,

Fig. 5 ein weiteres Schaltbeispiel einer Wärmemengen-Messvorrichtung,

Fig. 6 ein weiteres Schaltbeispiel einer Wärmemengen-Messvorrichtung, bei der sich alle Offsetgrössen gegenseitig kompensieren,

Fig. 7a und 7b die zugehörigen Spannungs-Zeit-Dia-gramme und

Fig. 8 ein letztes Schaltbeispiel einer Wärmemengen-Mess-vorrichtung unter Einsatz von Speicherkondensatoren.

Bei der Schaltungsanordung der Fig. 1 sind zwei Messwiderstände 1,2 vorgesehen, von denen der eine 2 im Vorlauf, der andere 1 im Rücklauf einer Heizungsanlage liegen kann. In Serie liegt ein Referenzwiderstand 3. Eine Schaltergruppe 101, 102, 111, 112 schaltet die Messwiderstände 1,2 abwechselnd an eine Zuleitung 64 zum Minuspol der Batteriespannung Ub. Weitere Schalter 103,113 sorgen für eine entsprechende Anschaltung des Referenzwiderstandes 3 an eine Zuleitung 63 zum Pluspol der Batteriespannung Ub bzw. an den Eingang des Analog-Digital-Wandlers.

An den Verbindungspunkt 61 zwischen dem Referenzwiderstand 3 und den Messwiderständen 1,2 ist der Eingang eines als Impedanzwandlers geschalteten Verstärkers 5 geschaltet. Der Ausgang des Impedanzwandlers 5 bildet die Nullpotentialschiene 62 der Messschaltung.

Der Analog-Digital-Wandler besteht aus einem Integrator 7 mit einem Integrationswiderstand 41 und einem Integrationskondensator 27 als Hauptkomponenten, einem Nullspannungsverstärker 8 mit einem über einen Widerstand 47 beschalteten Operationsverstärker und einem Komparator 9. An den Komparator 9 schliessen sich weitere, an sich bekannte Digital-Schaltmittel an, die das Messergebnis weiterverarbeiten, bis es schliesslich in einer Anzeige 17 angezeigt wird.

Für einen selbsttätigen Nullabgleich des Analog-Digital-Wandlers 7,8,9 ist ein Nullabgleichkondensator 49 vorgesehen, der während der Nullabgleichphase bei dann geschlos3

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senem Schalter 114 auf eine solche Spannung aufgeladen wird, dass unter Kompensation der Offsetspannungen aller Operationsverstärker am Ausgang des Nullspannungsverstärkers 8 die selbe Spannung anliegt, wie an der Nullpoten-tialschiene 62, d.h. Null.

Nach einer Nullkorrektur des Analog-Digital-Wandlers 7, 8,9 folgt nun zunächst eine Aufwärtsintegration der Messspannung am Messwiderstand 1, wobei die Steuerlogik 11 dafür sorgt, dass diese Aufwärtsintegration nach N Impulsen, die von einem Taktgenerator 12 geliefert werden, beendet wird. Anschliessend erfolgt eine Abwärtsintegration der Referenzspannung am temperaturunabhängigen Referenzwiderstand 3. Die Abwärtsintegration erfolgt also immer mit derselben Steigung endet nach m Impulsen, sobald die Spannung am Integrationskondensator 27 den Wert Null erreicht und der Komparator 9 die Steuerlogik 11 stoppt.

Die Impulse N bzw. ni werden in einen Messdauerzähler 13, beispielsweise einen Vorwärts-Rückwärtszähler, eingezählt. Nach einem vollständigen Integrationsvorgang verbleibt im Messdauerzähler eine bestimmte Impulszahl, die der Differenz der Widerstandswerte von Messwiderstand 1 und Referenzwiderstand 3 proportional ist.

Nach einer weiteren Nullabgleichphase erfolgt eine Auswärtsintegration des Spannungsabfalls am Messwiderstand 2 während einer Zeitspanne entsprechend N Impulsen und eine anschliessende Abwärtsintegration des Spannungsabfalls am Referenzwiderstand 3 während einer Zeitspanne von n: Impulsen. Die Impulsdifferenz m-ni ist ein Mass für die Widerstandsdifferenz R2-R1 und damit für die Temperaturdifferenz zwischen Vorlauf und Rücklauf.

Um die Nichtlinearitäten der Messwiderstände 1, 2 und die Abhängigkeit der Enthalpie und Dichte des Wärmeträgers von der Temperatur zu kompensieren, wird das Zählergebnis n:-ni korrigiert. Hierzu wird die Spannung am Ausgang 67 des Integrators 7 über einen Widerstand 43 abgegriffen und an einen Impedanzwandler 10, 14 gelegt. Wenn die Impulszahl n: gleich ist der Impulszahl ni, wird derSchalter 110 geschlossen, so dass über dem Widerstand 45 ein Korrekturstrom entsprechend der Differenz der Messwiderstandswerte in den Summationspunkt 66 des Integrators 7 getrieben wird. Dieser Korrekturstrom ist nicht konstant und ermöglicht eine nahezu vollständige Linearisierung der Beziehung zwischen der tatsächlichen Wärmemenge und dem Zählergebnis.

Während bei der Schaltung nach Fig. 1 während der Nullkorrektur gewisse Schwierigkeiten auftreten können, da der Verstärkerverband 7,8 zu Schwingungen neigt, und zur Unterdrückung dieser Schwingneigung der Null-Korrektur-kondensator 49 eine grosse Aufladezeit benötigt, sind diese Schwierigkeiten bei der Schaltungsanordung gemäss Fig. 3 vermeidbar. Diese Schaltungsanordnung hat weiterhin den Vorteil, dass die Steuerlogik 11 einfacher und sicherer aufgebaut werden kann. Bei dieser Schaltung entfällt der Null-Korrekturkondensator 49 und mit ihm die Widerstände 46, 47, 80 sowie die Schalter 113, 114. An deren Stelle treten Widerstände 29,30,31,32,33 sowie ein Schalter 107 neu hinzu.

Vor Beginn der Messung ist der Schalter 107 parallel zum Integrationskondensator 27 geschlossen, um Fehlschaltungen zu vermeiden.

Bei Beginn einer Messung, der durch das Eintreffen eines Impulses über den Mengenzählerkontakt 52 und den Widerstand 51 in der Steuerlogik 11 ausgelöst wird, wird der Messwiderstand 1 im Rücklauf über den Schalter 101 an die die Betriebsspannung-Ub führende Zuleitung62 gelegt. Der Schalter 107 wird geöffnet und der Schalter 111 geschlossen. Es findet eine Aufwärtsintegration der aus der Rücklauftemperatur resultierenden Messspannung statt. Wenn die Ausgangsspannung am Ausgang 67 des Integrators 7 nach der Zeit tMR (MR= Messspannung im Rücklauf) die Spannung, die am Summationspunkt 66 liegt erreicht (Fig. 4), die durch die Grösse der Widerstände 29,30,31 am Schwellenspannungsschalter 4 und die Spannung an der Potentialschiene 62 und der Zuleitung 63 gegeben ist, kippt die Spannung am Ausgang des Schwellenspannungsschalters 4 vom an der Zuleitung 64 liegenden Potential auf das an der Zuleitung 63 liegende Potential um und liefert einen Impuls an die Steuerlogik 11. Dadurch wird der Schalter 101 geöffnet und der Schalter 103 geschlossen. Die über dem Referenzwiderstand 3 abfallende Referenzspannung wird an den Integrator 7 gelegt, der nunmehr abwärts integriert. Nach der Zeit tREF geht die Spannung im Summationspunkt 66 durch Null, die Spannung am Ausgang des Komparators 9 kippt vom Potential an der Zuleitung 64 auf das Potential an der Zuleitung 63 und liefert wiederum einen Impuls an die Steuerlogik 11.

Nun wird wieder der Schalter 103 geöffnet und der Schalter 101 geschlossen. Die reguläre Aufwärtsintegration der aus der Rücklauftemeperatur resultierenden Messspannung über N Taktimpulse wird vorgenommen. Nach dem dabei von dem Messdauerzähler 13 an die Steuerlogik 11 abgegebenen Stoppimpuls wird derSchalter 101 geöffnet und der Schalter 103 geschlossen. Damit erfolgt die Abwärtsintegration der zur Rücklauftemperaturmessung gehörenden Referenzspannung die bis zum erneuten Kippen des Komparators 9 eine Anzahl von m Taktimpulsen ergibt. Diese m Impulse werden wieder in dem Speicher 14 gespeichert.

Jetzt werden die Schalter 101 und 103 geöffnet und die Schalter 112 und 102 geschlossen. Die aus der Vorlauftemperatur resultierende Spannung am Messwiderstand 2 wird aufwärts integriert. Wenn die Spannung am Summationspunkt 66 wieder die Spannung am Ausgang 67 des Integrators 7 erreicht, kippt der Schwellenspannungsschalter 4 und an seinem Ausgang entsteht ein Impuls vom Potential der Zuleitung 64 auf das Potential der Zuleitung 63, derauf die Steuerlogik 11 wirkt und diese zum Öffnen des Schalters 102 und Schliessen des Schalters 103 veranlasst. Hierdurch erfolgt wieder die Abwärtsintegration der Spannung am Summationspunkt 66 des Integrators 7, die beim Nulldurchgang (Potentialschiene 62) wieder das Kippen des Komparators 9 sowie die Beeinflussung der Steuerlogik 11 und das Ausschalten des Schalters 103 und Einschalten des Schalters 102 bewirkt.

Jetzt wird die der Vorlauftemperatur proportionale Messspannung aufwärts integriert. Nach N Taktimpulsen wird vom Messdauerzähler 13 ein Impuls an die Steuerlogik 11 abgegeben, der Schalter 102 geöffnet und derSchalter 103 geschlossen. Es folgt die Abwärtsintegration mit der zur Vorlauftemperaturmessung gehörenden Referenzspannung. Da der Wert des Messwiderstands 2 im Vorlauf grösser ist als der Wert des Messwiderstands 1 im Rücklauf, ist die Zahl der Taktimpulse m grösser als ni. Beim Überschreiten der im Speicher 14 gespeicherten Impulszahl m spricht der Vergleicher 15 an und beeinflusst die Steuerlogik 11 derart, dass die Taktimpulse m-ni in den Ergebniszähler 16 eingezählt werden. Bei jedem Überlauf des Ergebniszählers 16 wird die Anzeige 17 weitergezählt.

Bei den beschriebenen Anordnungen nach Fig. I und Fig. 3 sind die Integrationszeiten noch verhältnismässig lang. Es wäre wünschenswert, insbesondere bei Batteriebetrieb, bei dem an sich nur der Ergebniszähler 16 und der vom Mengenzählerkontakt 52 gesteuerte Empfangsteil in der Steuerlogik 11 dauernd eingeschaltet sein müssen, während der Analogteil und der restliche Digitalteil 11-12-13-14-15 über einen von der Steuerlogik 11 gesteuerten Schalter 115 anstelle der Leitungsverbindung 116 nach dem Schliessen des Mengen-zählerkontaktes 52 nur für die Messzeit eingeschaltet zu sein

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brauchen, die Integrationszeiten so kurz wie möglich zu machen. Dies wird mit einer in Fig. 5 gezeigten Weiterbildung der Erfindung ermöglicht.

Die Aufwärtsintegrationen dauern deshalb so lange, weil immer über den gesamten Widerstandswert integriert wird. Um zum Beispiel eine Differenz von 12 Ohm zwischen angenommenen 120 Ohm und 132 0zmals m-ni zu bilden, muss - wie schon bei der Beschreibung der Fig. 1/2 und Fig. 3/4 erläutert - die «tote», ni proportionale Zeit ni.t, die dem Widerstand 120 Ohm entspricht, zweimal durchlaufen werden. (x=zeitlicher Abstand zweier Impulse.) Wenn es gelingt, die Differenz nicht von Null bis zu den Messwerten, sondern umgekehrt vom höchsten zu erwartenden Wert bis zu den Messwerten zu messen, kann die Integrationszeit sehr viel kürzer werden.

Dieser Gedanke wird in der Schaltung der Fig. 5 verwirklicht. Die Messwiderstände 1 und 2 werden mit einem jeweils zugehörigen, durch einen Differenzverstärker 6 gesteuerten Widerstand 23 oder 24, zum Beispiel in Gestalt von Feldeffekttransistoren, nacheinander über die Schalter 102 oder 105 mit dem Referenzwiderstand 3 in Reihe geschaltet. Diese Messkette liegt an der Speisespannung Ub auf den Zuleitungen 63,64. Der Messkette ist der Spannungsteiler 21,22 parallelgeschaltet und ebenfalls an die Speisespannung Ub gelegt. Der Nullpotentialpunkt 61 liefert die Bezugsspannung Null, die über den als Spannungsfolger geschalteten Verstärker 5 auf die Nullpotentialschiene 62 übertragen wird. Der Differenzverstärker 6 liegt mit seinem nicht invertierenden Eingang direkt an der Nullpotentialschiene 62 und mit seinem invertierenden Eingang an dem Potentialpunkt 68, d.h. am Verbindungspunkt zwischen dem Referenzwiderstand 3 und den gesteuerten Widerständen 23,24, von denen bei einem Messvorgang jeweils einer zugeschaltet ist. Da der Differenzverstärker 6 eine hohe Verstärkung hat, zum Beispiel • 105 und da die erforderliche Steuerspannung an seinem Ausgang 69 zum Steuern der Widerstände 23,24 nur um einige 100 mV differieren wird, liegt der Fehlerzwischen den Spannungen an der Potentialschiene 62 und am Potentialpunkt 68 am invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 6 nur in der Grössenordnung von Bruchteilen von (iV bis einigen u.V. Bei den den Temperaturen proportionalen Spannungen über den Messwiderständen 1 oder 2 bzw. über den gesteuerten Widerständen 23,24 von mehrern mV pro K ergibt das nur Fehler in Bruchteilen von 10~3K.

Der Ablauf eines Messzyklus ist ähnlich dem, wie er anhand der Fig. 3 und 4 beschrieben ist.

Soll mit Temperaturen zwischen 20°C und 100°C gearbeitet werden und wird zum Beispiel das Verhältnis der Widerstände 21,22 so ausgelegt, dass noch 15°C (Bei R2 = 160 Ohm; R24 = Ohm)gemessen werden könnten, so erhält man bei dem oben genannten Beispiel nur Widerstandsdifferenzen von 160 — 120 = 40 Ohm bzw. 160 — 132 = 28 Ohm (gegenüber 120 bzw. 132 Ohm), so dass jetzt die Integrationszeit nur etwa 1/4 der Integrationszeit bei der Anordnung nach Fig. 3 beträgt. Der Spannungsteiler 21,22 ist nicht kritisch und verursacht keine Messfehler. Es muss nur gefordert werden, dass das Verhältnis R21/R22 während der Messphase stabil bleibt.

Fig. 6 zeigt eine Schaltung für ein stark abgekürztes Messverfahren, bei dem sämtliche Offsetgrössen herausfallen. Der Analog-Digital-Wandler ist hier ein Sägezahnwandler. Der Ablauf einer Messung wird anhand Fig. 6 und Fig. 7 erläutert.

Ein Mengenimpuls vom Schalter 52 schaltet über den Widerstand 51 die Steuerlogik 11 ein. Diese enthält hier die Empfangseinrichtung für die Schaltbefehle aus dem Komparator 9, die Ansteuermittel für die Schalter 301 bis 307 und 315 sowie einen Taktgenerator zur A/D-Wandlung. Schalter

315 legt den Analogteil an die Spannung + Ub. Über die Widerstände 21 und 22 erfolgt eine Spannungsteilung. Die Teilspannung 61 wird dem als Konstantstromquelle geschalteten Verstärker 5" zugeführt, dessen Strom über den Schalter 301, den Messwiderstand 1 und den Referenzwiderstand 3 nach — Ub fliesst.

Am Ausgang des Verstärkers 5 stellt sich die Spannung 62 ein, die als Bezugsspannung für den Integrator 7 dient. Die betreffenden Potentiale sind in Fig. 9a eingezeichnet.

Es folgt die Integration der Referenzspannung über den Widerstand 41 und den Kondensator 27. Die Ausgangsspannung 67 des Integrators 7 erreicht die Grösse der Spannung 69, die über einen Schalter 302 mit dem Komparator 9 verbunden ist, und der Komparator 9 kippt von — Ub nach + Ub. Dieses Signal wird der Steuerlogik 11 zugeführt, worauf Schalter 301 und 302 öffnen und Schalter 305 und 306 schliessen. Die Spannung über dem Referenzwiderstand 3 ändert sich dabei nicht, weil der Strom konstant bleibt. Über Schalter 306 wird jetzt die Spannung 70 dem Komparator 9 zugeführt. Gleichzeitig wird der Taktgenerator eingeschaltet und mit dem Ergebniszähler 16 verbunden. Ferner wird über Schalter 307 und Widerstand 45 die mittels der Widerstände 43 und 44 sowie des Verstärkers 10 gebildete Korrekturspannung zu dem Integrationssummationspunkt 66 geführt. Es erfolgt eine weitere Aufwärtsintegration, bis die Spannung 67 ebenso gross wird wie die Spannung 70. Der Komparator 9 kippt mit seinem Ausgang wieder von — Ub nach +Ub, und die Steuerlogik 11 schaltet alles ab.

Die Anzahl n von Taktimpulsen, die dem Ergebniszähler 16 zugeführt worden ist, ist proportional der Differenz der Werte der Widerstände 1 und 2, dividiert durch den Wert des Referenzwiderstandes 3.

In einer Abwandlung des beschriebenen Ablaufs können in der ersten Phase die Schalter 303 und 304 von der Steuerlogik 11 geschlossen und damit der Widerstand 53 dem Widerstand 41 parallel und Widerstand 54 mit dem Messwiderstand 1 in Reihe geschaltet werden. 54 verringert die Spannung 69 auf die Spannung 69 - A|i..

Der Komparator 9 kippt, wenn die Spannung 67 am Ausgang des Integrators 7 ebenfalls den Wert - A^t. erreicht. Das geschieht in der Zeit ty, die nur einen Bruchteil von tx ausmacht, weil die Integrationszeit bei geschlossenem Schalter 303 durch den Widerstand 53 verkürzt wird.

Beim erstmaligen Kippen des Komparators 9 öffnet die Steuerlogik 11 wieder die Schalter 303 und 304. Alles weitere geschieht wie schon vorstehend beschrieben und im Spannungs-Zeit-Diagramm der Fig. 7b dargestellt.

Fig. 8 zeigt eine Schaltung, bei der die beiden Messwiderstände 1,2 und der Referenzwiderstand 3 ständig in Reihe liegen und direkt zwischen die Zuleitung 63 zum Pluspol der Batteriespannung Ub und die Nullbezugspotentialschiene 62 der Messschaltung geschaltet sind. Parallel zu jedem der Widerstände 1,2,3 ist über Schalter 203...207 bzw. 208..211 ein Kondensator 211,222,223, nach Art einer Sample-And-Hold-Schaltung geschaltet. Die zu den Messwiderständen 1,2 parallelen Kondensatoren 221,222 sind so verschaltbar, dass direkt die Spannungsdifferenz gebildet wird.

Die Spannung der Nullpotentialschiene 62 ist mit Hilfe eines als Impedanzwandlers geschalteten Verstärkers 5 und eines Spannungsteilers aus den Widerständen 21,22 gegenüber der negativen Batteriespannung — Ub an der Zuleitung 64 angehoben. Diese Potentialverschiebung ist erforderlich, um zu verhindern, dass die Operationsverstärker 5', 7,9 in unzulässige Betriebszustände geraten.

Die Schaltung nach Fig. 8 arbeitet folgendermassen: Jeder Mengenimpuls aus dem Schalter 52 wird über den Widerstand 51 als Start-Impuls der Steuerlogik 11 zugeführt. Diese steuert den Schalter 115, der den Pluspol (+Ub) der Batterie-

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Spannung ub mit den Operationsverstärkern 5, 5', 7 und 9 im Analogteil verbindet.

Die Steuerlogik 11 steuert eine Reihe von Analogschaltern 201 bis 215. Sie enthält einen Taktgenerator und einen Messdauerzähler.

Ein Messzyklus erfolgt in drei Phasen.

Phase 1 : Die Schalter 201 bis 207 und 214 und 216 werden geschlossen. Schalter 201,201,216 bewirken den automatischen Nullabgleich. Der Schalter 214 verkürzt die Zeitkonstante des Integrators 7 für die Dauer des Nullabgleichs durch Parallelschaltung eines Widerstandes 241. Über die Schalter 203 bis 207 werden die Spannungsabfälle über den Widerständen 1, 2,3 in die Kondensatoren 221,222 und 223 geladen.

Phase 2: In dieser Phase wird die der Temperaturdifferenz proportionale Spannungsdifferenz und die zughörige Integrationsspannung gebildet. Die Schalter 201 bis 207 sowie 214 und 216 werden geöffnet und die Schalter 208 bis 210 sowie 215 geschlossen. Über 208 wird der negative Pol des Kondensators 222 an die Bezugspotentialschiene 62 gelegt. Der positive Pol des Kondensators 222 wird über den Schalter 209 mit dem positiven Pol des Kondensators 221 verbunden. Der negative Pol des Kondensators 221 ist über den Schalter 210 mit dem Eingang des Verstärkers 5' verbunden. Das Potential am Eingang von 5' ist negativ und der Differenz der Spannungen über den Messwiderständen 1,2 und damit der Differenz der beiden Messwiderstandswerte proportional.

Der Verstärker 5' bildet diese Differenzspannung an seinem Ausgang 1 :1 ab. Über den Integrationswiderstand 41 wird sie in den Integrationskondensator 227 integriert. Diese Integrationsspannung am Ende der Phase 2 ist somit der Messwiderstandsdifferenz proportional. -

Die Schalter 215 und 216 verhindern verfälschende Auswirkungen von eventuellen Kriechströmen auf die im Kondensator 225 gespeicherte Offsetabgleichspannung.

Phase 3 : In dieser Phase erfolgt die Integration der Refe-5 renzspannung. Gleichzeitig wird eine Korrektur des Integrationsstromes mit einem von der Widerstandsdifferenz der Messwiderstände 1,2 abhängigen Strom vorgenommen. Der Schalter 210 wird geöffnet und die Schalter 211,212,213 geschlossen. Schalter 208,209 und 215 bleiben geschlossen, io Die Spannung am Fusspunkt des Kondensators 221 bzw. am Schalter 212 bleibt erhalten. Der Ergebniszähler 16 wird mit dem Taktgenerator in der Steuerlogik 11 zusammengeschaltet. Die Referenzspannung über dem Kondensator 223 wird über den Schalter 211 dem Eingang des Verstärkers 5' 15 zugeführt und bewirkt im Integrationskondensator 227 die Abwärtsintegration.

Dem positiven Strom, der aus dem Integrationswiderstand 41 in den Integrationskondensator 227 getrieben wird, wird zusätzlich ein negativer Korrekturstrom über die Schalter 20 212 bzw. 213 sowie die Widerstände 245 bzw. 246 überlagert. Dadurch wird der Gesamtintegrationsstrom um so kleiner, je grösser die Messwiderstandswertedifferenz, d.h. je grösser die Temperaturdifferenz ist.

Wenn bei der Integration von Referenz- und Korrekturstrom die Spannung am Integrationskondensator 227 bzw. am Ausgang des Integrators 7 Null wird, kippt der Komparator 9 und gibt ein Stop-Signal in die Steuerlogik 11. Schaltet 115 trennt die Spannung +Ub wieder vom Analogteil ab und der Taktgenerator wird ausgeschaltet. Im Ergebniszähler 16 ist somit die Zahl der Takte in Phase 3 gespeichert.

Bei jedem Überlauf des Ergebniszählers 16 schaltet die Anzeige 17 um einen Schritt weiter.

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5 Blatt Zeichnungen

Claims

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1. Vorrichtung zur elektrischen Messung einer in einem Wärmeverbraucher verbrauchten Wärmemenge, bei welcher Vorrichtung die Temperaturen eines Wärmemediums in der Zu- und Ableitung des Wärmeverbrauchers bzw. deren Temperaturdifferenz gemessen werden bzw. wird durch Vergleich von den Temperaturen proportionalen Spannungen bzw. der der Temperaturdifferenz proportionalen Spannung mit einer Referenzspannung, enthaltend einen Analogteil und einen Digitalteil, die von einer einzigen Batterie speisbar sind, wobei die wenigstens eine Messphase und eine Referenzphase umfassenden Messzyklen dann ausgelöst werden, wenn ein von einem Volumenzähler für das Wärmemedium erzeugter Impuls eintrifft, ferner enthaltend zwei temperaturempfindliche Messwiderstände, einen Analog-Digital-Wandler mit Integrator und Komparator und Schalter im Analogteil sowie Taktgenerator, Zähler und Steuerlogik im Digitalteil, dadurch gekennzeichnet, dass beiden Messwiderständen (1,2) während der Messphase ein und derselbe Referenzwiderstand (3) in Serie geschaltet ist, so dass sie vom selben Strom durchflössen sind, dass die Spannungsabfälle an den Messwiderständen (1,2) und dem Referenzwiderstand (3) nacheinander über Schalter (101, 102,103)anden Eingang des Analog-Digital-Wandlers, der als Dual-Slope-Schaltung(7, 27,41,46,9) die Temperaturdifferenz aus dem Verhältnis der Widerstände zueinander, abgebildet als Verhältnis der Spannungsabfälle, ermittelt, geführt sind, und dass das Potential am Verbindungspunkt (61 ) zwischen dem Referenzwiderstand (3) und den Messwiderständen (1, 2) das Nullpotential der Schaltung in den Messphasen bildet.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein als Impedanzwandler geschalteter Verstärker (5) vorgesehen ist, dessen Ausgang die Nullpotentialschiene (62) der Schaltung bildet.

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PATENTANSPRÜCHE

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang des Verstärkers (5) an den Verbindungspunkt (61) von Mess-und Referenzwiderstand (1, 2; 3) geschaltet ist.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1,2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Dual-Slope-Schaltung (7, 27,41,46, 9) mit einer Einrichtung zum selbsttätigen Offset-abgleich ergänzt ist, bestehnd aus einem Offset-Speicherkondensator (49), einem Nullverstärker (8) mit zugehörigen Widerständen (47,48) und einem Schalter (114) zum Laden des Kondensators (49) in der Nullabgleichphase.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Messwiderstände (1,2) über Schalter (101, 102, III, 112) abwechselnd in Reihe zum Referenzwiderstand (3) und an den Eingang des A/D-Wandlers schaltbar sind.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Messwiderstände (1, 2) und der Referenzwiderstand (3) ständig miteinander in Reihe liegen, dass jedem dieser Widerstände (1,2; 3) ein Kondensator (221, 222, 223) zugeordnet ist, der nach Art einer Sample-And-Hold-Schaltung über Schalter (203.. .207) und (208.. .211) abwechselnd parallel zu den Widerständen (1,2, 3) geschaltet oder mit dem Nullpotential (62) bzw. der Eingangsstufe (5') des A/D-Wandlers verbunden wird, und dass während der Sample-Phase - wenn die Schalter (203.. .207) zwischen den Widerständen (1,2, 3) und den Kondensatoren (221,222, 223) geschlossen sind - und während der Nullabgleichphase die Eingangsstufe(5') des Integrators (7) über einen Schalter (201 ) an die Nullpotentialschiene (62) gelegt, der Nullabgleichszweig des Integrators (7) über die Schalter (202, 216) geschlossen und dem Integrationswiderstand (41) durch einen Schalter (214) ein Widerstand (241) parallel schaltbar ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die den Messwiderständen (1,2) zugeordneten Kondensatoren (221,222) bei Verbindung mit den Messwiderständen (1, 2) in Serie, bei Verbindung mit dem Nullpotential (62) und der Eingangsstufe (5') des A/D-Wandlers dagegen in Antiserie geschaltet sind derart, dass die so gebildete Spannung von entgegengesetzter Polarität ist zu der Spannung über dem dem Referenzwiderstand (3) zugeordneten Kondensator (223).

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Korrektur der Messergebnisse in Abhängigkeit von Dichte und Enthalpie des Wärmemediums sowie der Messwiderstandskennlinie wenigstens ein Widerstand (45 ; 245,246; 28) vorgesehen ist, der über wenigstens einen Schalter ( 110; 212,213;307; 108) zu-und abschaltbar ist und in der Referenzphase einen von der Differenz der Messwiderstände (1, 2) abhängigen Korrekturstrom in den Integrationskondensator (27,227) treibt.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass in der Dual-Slope-Schaltung zwischen Integrator (7) und Komparator (9) ein Schwellenspannungsschalter (4) geschaltet ist, der bei Überschreiten seiner Spannungsschwelle einen Impuls an die Steuerlogik (11) abgibt, die daraufhin über die Schalter (101, 103; 102, 112) anstelle der Messwiderstände (1,2) den Referenzwiderstand (3) an den Eingang des Integrators (7) legt.

10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass im Offsetabgleichszweig der Dual-Slope-Schaltung hinter dem den Offsetabgleichstrom führenden Schalter (202) ein weiterer Schalter (215), der während des Messvorgangs den Abgleichszweig an Nullpotential (62) legt, und ein dritter Schalter (216), der die Verbindung zum Offset-Speicherkondensator (225) auftrennt, angeordnet sind.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass zur Umkehr der Integrationsrichtung ein Differenzverstärker (6) mit steuerbaren Widerständen (23,24) im Messeingang vorgesehen ist.