CA2023481A1

CA2023481A1 - Multiple polarization microstrip antenna, namely elementary antenna for faceplate-type network

Info

Publication number: CA2023481A1
Application number: CA002023481A
Authority: CA
Inventors: Jean Bouko; Marcel Grosbois
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1989-08-18
Filing date: 1990-08-17
Publication date: 1997-10-12
Also published as: SE9002657D0; FR2751138A1; IT9067524A1; GB9017960D0; IT9067524A0; IT1277981B1

Abstract

L'invention concerne une antenne microruban, notamment une antenne élémentaire pour un réseau de type dalle, comportant, sur une face d'un substrat, un élément rayonnant (10) constitué de deux fentes orthogonales (11,12) disposées en croix et, sur la face opposée, des premiers moyens d'excitation comprenant deux voies déphasées d'un quart d'onde couplées à chacune des deux fentes respectives de l'élément rayonnant, de manière à faire rayonner celui-ci selon une polarisation circulaire. Selon l'invention, les premiers moyens d'excitation (20) comprennent un coupleur hybride 90.degree., symétrique et à large bande, dont les deux branches de sortie (22, 22') sont couplées aux deux fentes respectives de l'élément rayonnant et dont l'une au moins des branches d'entrée (21, 21') reçoit un signal à rayonner. On peut notamment appliquer sélectivement le signal à rayonner sur l'une ou l'autre des branches d'entrée du coupleur hybride 90.degree. en fonction du sens, droit ou gauche, choisi pour la polarisation circulaire. Très avantageusement, l'antenne de l'invention comprend également des seconds et troisièmes moyens d'excitation (40; 50) comportant chacun, sur la face opposée à celle portant l'élément rayonnant, une ligne directement couplée à l'une (11; 12) des fentes de l'élément rayonnant cruciforme, de manière à faire rayonner celui-ci selon une première ou une seconde polarisation rectiligne (typiquement, une polarisation rectiligne horizontale ou verticale), orientée perpendiculairement à la direction de la fente ainsi excitée.The invention relates to a microstrip antenna, in particular an elementary antenna for a slab-type array, comprising, on one face of a substrate, a radiating element (10) consisting of two orthogonal slots (11, 12) arranged in a cross and, on the opposite face, first excitation means comprising two channels shifted by a quarter wave coupled to each of the two respective slots of the radiating element, so as to radiate the latter according to a circular polarization. According to the invention, the first excitation means (20) comprise a hybrid coupler 90.degree., Symmetrical and broadband, the two output branches (22, 22 ') of which are coupled to the two respective slots of the radiating element and of which at least one of the input branches (21, 21 ') receives a signal to be radiated. In particular, it is possible to selectively apply the signal to be radiated to one or other of the input branches of the 90.degree hybrid coupler. depending on the direction, right or left, chosen for circular polarization. Very advantageously, the antenna of the invention also comprises second and third excitation means (40; 50) each comprising, on the face opposite to that carrying the radiating element, a line directly coupled to one (11 ; 12) slots of the cruciform radiating element, so as to radiate it according to a first or a second rectilinear polarization (typically, a rectilinear polarization horizontal or vertical), oriented perpendicular to the direction of the slot thus excited.

Description

. CA 02023481 1997-10-12 Antenne microrllban à polarisations multiples, not~mment antenne élémentaire pour réseau de type dalle La présente invention concerne une antenne microruban 6 à polarisations multiples, notamment une antenne élémentaire pour un réseau de type ~ dalle ~.
Les réseaux de type ~ dalle ~ sont des réseaux plans de très faible épaisseur formés d'une pluralité d'antennes élémentaires non saillantes s'étentl~nt à la surface de la dalle.
La technologie microruban ou ~ microstrip ~ se prête particulièrement bien à la réalisation de tels réseaux, qui sont alors essentiellement constitués d'un substrat métallisé sur ses deux faces portant des motifs conducteurs (microrubans) de géométrie appro-priée formés dans les métallisations des faces. Pour plus de détails sur les antennes à microrubans, ou pourra se référer not~mment à
l'ouvrage de I. J. Bahl et P. Bhartia intitulé Microstrip antennas, publié en 1980 chez Artech House.
Dans un certain nombre de circonstances, il peut être intéressant de prévoir une polarisation circulaire, not~mmçnt dans les applications radar, où l'on sait que la polarisation circulaire permet d'éliminer les échos produits par les obstacles à réflexion isotrope, tout particulièrement les échos de pluie (provoqués par les gouttelettes d'eau en suspension dans les nuages). En effet, l'onde émise selon une polarisation circulaire donnée, par exemple une polarisation circulaire droite, va être déphasée de 180~ par réflexion sur l'obstacle et va donc être renvoyée avec une polarisation inverse, circulaire à gauche dans cet exemple. Il sera aisé, au niveau du récepteur, de supprimer cette réflexion au moyen d'un élimin~teur d'inter-polarisation.
On connaît diverses techniques de polarisation circulaire d'antennes élémentaires réalisées en technologie microruban, mais qui présentent toutes l'inconvénient de n'autoriser qu'une bande passante très étroite autour de la fréquence centrale sur laquelle elles sont accordées.

En particulier, des tentatives ont déjà été faites pour ex-citer deux fentes orthogonales disposées symétriquement en forme de croix au moyen d'une ~lim~ntation par un coupleur du type ff té
Wilkinson ~, c'est-à-dire que les deux fentes sont ~limentées par 5 deux voies dont les longueurs respectives diffèrent d'un quart d'onde, comme cela est décrit notamment dans l'ouvrage de J. R. James, P. S. Hall et C. Wood intitulé Microstrip Antenna--Theory and Design, publié en 1981 chez Peter Pelegrinus Ltd, aux pages 262 et 263.
Cepen-l~nt, du fait que le déphasage résulte de la diffé-rence de chemin dans les deux voies d'~lim~ntation tdifférence d'un quart d'onde), un tel mode d'excitation est par nature dissymétrique et, surtout, sélectif en fréquence, puisque la condition de déphasage de 90~ n'est plus respectée dès que l'on s'écarte de la fréquence centrale pour laquelle on a calculé les longueurs des voies d'~limen-tation.
Un premier but de l'invention est de remédier à ces limi-tations, en proposant une structure d'antenne microruban à
polarisation circulaire pouvant être utilisée dans une large bande de fréquences, typiquement une bande dont la largeur est de l'ordre de 20 % de la fréquence centrale de fonctionnement.
Un second but de la présente invention est de proposer une structure d'antenne qui, toujours avec cette caractéristique large bande, autorise, outre la polarisation circulaire (à droite ou à
gauche), une polarisation rectiligne (linéaire) surajoutée à la polari-sation circulaire, typiqllement une polari~tio~ linéaire verticale et/ou horizontale.
Comme on le verra, l'~ntenne de la présente invention permet notamment, à partir d'un unique élément rayonnant et par simple commutation sélective de voies d'entrée du signal, d'obtenir à
volonté:
--une polarisation circulaire droite, --une polarisation circulaire gauche, --une polarisation rectiligne horizontale, et --une polarisation rectiligne verticale.

Cette caractéristique d'antenne à polarisations mutiples est particulièrement intéressante pour les antennes assurant simul-tanément deux fonctions, par exemple la fonction classique de surveillance--obtenue par une polarisation circulaire--et une fonction IFF (Identification Friend or Foe: identification ami ou ennemi)--obtenue par une polarisation rectiligne.
On verra en outre que, en cas de polarisation circulaire, la structure de l'invention procure une symétrie d'alimentation parfaite, ce qui n'était pas le cas de l'antenne à fentes en croix de l'art antérieur mentionnée plus haut.
L'antenne de la présente invention est une antenne microruban du même type que celle décrite dans l'ouvrage précité de James, Hall et Wood, à savoir une antenne comportant:
--sur une face d'un substrat, un élément rayonnant constitué de deux fentes orthogonales disposées en croix, et --sur la face opposée, des premiers moyens d'excitation comprenant deux voies déphasées d'un quart d'onde couplées à
chacune des deux fentes respect*es de l'élément rayonnant, de manière à faire rayonner celui-ci selon une polarisation circulaire.
Selon l'invention, les premiers moyens d'excitation comprennent un coupleur hybride 90~, symétrique et à large bande, dont les deux br~nches de sortie sont couplées aux deux fentes respectives de l'élément rayonn~nt et dont l'une au moins des branches d'entrée reçoit un signal à rayonner.
On peut not~qmment appliquer sélectivement le signal à
rayonner sur l'une ou l'autre des branches d'entrée du coupleur hybride 90~ en fonction du sens, droit ou gauche, choisi pour la pola-risation circulaire.
Très avantageusement, l'antenne de l'invention comprend également des seconds (ainsi que, de préférence, égale-ment des troisièmes) moyens d'excitation comportant, sur la face opposée à celle portant l'élément rayonnant, une ligne directement couplée à l'une des fentes (respectivement, à l'autre des fentes) de l'élément rayonnant cruciforme, de manière à faire rayonner celui-ci selon une première (respectivement, une seconde) polarisation recti-ligne, orientée perpendiculairement à la direction de la fente ainsi excitée.
De préférence, pour une fente donnée de l'élément rayon-nant, le point de couplage de ces seconds ou troisièmes moyens d'ex-5 citation est situé sur le côté opposé de celui du point de couplage despremiers moyens d'excitation.
Pour donner une forme plus compacte à l'ensemble, l'axe médian du coupleur hybride symétrique 90~ peut former un angle par rapport aux axes des fentes de l'élément rayonnant cruciforme.
On peut par ailleurs pr~voil en outre un directeur en forme d'élément passif disposé, dans la direction du rayonnement, devant l'élément rayonnant et à distance de celui-ci.

On va maintenant donner des exemples détaillés de réalisation de la présente invention, en référence aux figures annexées.
La figure 1 est une vue d'un premier mode de ré~ t;on 20 de l'antenne de l'invention, procurant une polarisation circulaire à
droite ou à gauche.
La figure 2 est une représentation isolée du coupleur hybride utilisé dans la structure de la figure 1.
La figure 3 est homologue de la figure 2, pour une 25 version de dimensions réduites du même coupleur hybride (les figures 2 et 3 étant à la même échelle).
La figure 4 illustre partiellement un réseau constitué à
partir d'antennes élémentaires telles que celles de la figure 1.
La figure 5 est homologue de la figure 1, pour un second 30 mode de réalisation de la présente invention procurant, outre les polarisations circulaires droite et gauche, une polarisation rectiligne horizontale et une polarisation rectili~ne verticale.

Sur la figure 1 on a représenté, vue de dessus (c'est-à-dire vu depuis un point en direction duquel rayonne l'antenne), l'an-tenne selon la présente invention, qui est constituée essentiellement d'un élément rayonnant cruciforme 10 formée de deux fentes ortho-gonales de même longueur 11 et 12 se croisant en leur centre.
Cet élément rayonnant cruciforme est réalisée par élimi-nation locale du cuivre de la mét~ tion de surface d'un substrat.
Le substrat et les mét~ tions peuvent être de tout type classique utilisé en technologie microruban, par exemple des métallisations de cuivre de 35 ~um d'épaisseur sur les deux face d'une plaque de verre-PTFE ou de verre-époxy d'épaisseur 1,6 mm et de constante diélec-trique ~ comprise entre 2,6 et 4 pour un coefficient de pertes tg compris entre 10-3 et 104.
Ces deux fentes définissent donc un élément rayonnant cruciforme comportant quatre bras 11a, 11b, 12a et 12b symétriques et tous de même longueur afin d'obtenir la meilleure circularité
possible de la polarisation; en effet, toute dissymétrie introduirait une ellipticité préjudiciable à une utilisation correcte des signaux émis ou reçus par l'antenne.
Sur l'autre face du substrat, on forme dans la métallisa-tion, également par gravure, un coupleur permettant, de manière en elle-même connue, d'exciter les deux fentes de l'élément rayonnant cruciforme avec un déph~ qge relatif de 90~ (quadrature).
De façon caractéristique de la présente invention, le coupleur 20 est un coupleur du type ~ coupleur hybride 3 dB ~, dit encore ~ anneau hybride 3 dB ~ ou ~ échelle 3 dB ~.
Ce coupleur hybride, en lui-même connu, a été repré-senté isolément figure 2. Il est essentiellement constitué de deux branches d'entrée 21 et 21' symétriques (du point de vue radioélec-trique) et deux branches de sortie, également symétriques 22 et 22'.
Ces quatre branches aboutissent à quatre segments 23, 24, 25 et 26 ayant chacun une longueur d'environ un quart d'onde (la longueur d'onde étant considérée dans le diélectrique du substrat, et non dans l'air). (~es segments 23 à 26 peuvent être rectilignes, comme illustré
figure 2--e_on parle généralement de ~ coupleur en échelle ~--ou -curvilignes--et l'on parle alors plutôt d' ~ anneau hybride ~--, ou même prendre des formes plus complexes, comme dans le cas de la figure 3 que l'on décrira en détail plus loin, les paramètres impor-tants étant la longueur et la largeur des lignes de tr~nRmi.~sion for-5 mées par ces segments.
Les dimensions des branches d'entrée 21 et 21', des branches de sortie 22 et 22' et des lignes 25 et 26 sont telles que ces éléments sont tous adaptés sur l'impédance caractéristique de l'an-tenne et de ses circuits associés, typiquement 50 Q. En revanche, on 10 donne aux lignes 23 et 24 une largeur supérieure, de manière à
créer une désadaptation d'impédance. Cette dés~ ptation est telle que les signaux appliqués sur l'une ou l'autre branche d'entrée 21 ou 21' vont se l,o~lver divisés et, du fait des retards introduits par les lignes quart d'onde 23 à 26, vont donner sur chacune des branches 15 de sortie 22 et 22' des signaux semhl~bles, de même amplitude mais déphasés de 90~.
Le choix d'un tel coupleur hybride 90~ présente un certain nombre d'avantages, not~mment le fait qu'il permet de m~intenir, à la différence des coupleurs tels que le té Wilkinson, un 20 déphasage de 90~ qll~Rimçnt constant sur une très large bande de fréquences, typiquement sur une largeur de bande de 20 %, avec un ROS peu affecté par les variations de fréquence dans cette bande;
autrement dit, ce coupleur hybride reste parfaitement adapté même si la fréquence varie autour de la fréquence centrale pour laquelle il 25 a été calculé.
Si l'on revient maintenant à la figure 1, on voit que l'on a combiné un tel coupleur hybride à l'élément rayonnant cruciforme 10 par couplage de chacune de ses branches de sortie 22, 22' à l'une des deux fentes 11, 12. L'emplacement exact du point de couplage 30 27, 27' sur la fente n'est pas critique, ni l'orientation de la branche de sortie 22 ou 22' par rapport à l'axe Dl ou D2 de la fente. Cepen-dant, pour gagner en compacité, on oriente de préférence le coupleur hybride par rapport à la fente de la manière illustrée figure 1, c'est-à-dire que l'axe de symétrie ~ du coupleur forme un angle par 35 rapport aux axes D1 et D2 des fentes, ~ pouvant not~mment, comme illustré, constituer une bissectrice de l'angle formé par D1 et D2. Les branches de sortie 22 et 22' du coupleur attaquent ainsi deux bras adjacents 12b et 11b, respectivement, par des signaux en quadra-ture. Pour réaliser une adaptation optimale, on prolonge les branches 22, 22' par un troncon respectif 28, 28' de longueur ~/4 (longueur considérée, ici encore, dans le diélectrique) permettant de faire revenir en phase au point de couplage l'énergie de fuite n'ayant pas été tr~n~mise directemçnt à la fente rayonn~nte. Ainsi, si l'on applique un signal sur la branche d'entrée 21 du coupleur hybride, on réalisera, du fait de l'alimentation symétrique équiamplitude mais en quadrature, une polarisation circulaire tournée vers la droite, tandis que, si l'on applique le signal sur la branche d'entrée 21' du coupleur hybride, on obtiendra une polarisation circulaire inverse, c'est-à-dire tournée vers la gauche.
Un tel type d'~nt,çnne élémentaire se prete particulière-ment bien à la constitution d'un réseau plan, comme on l'a illustré
schématiquement figure 4. Sur cette figure, on a illustré trois antennes élémentaires du réseau, qui peut en comprendre plusieurs ines ou plusieurs centaines. Chaque élément rayonnant cruci-forme 10 est associé à un coupleur hybride 20 qui lui est propre, les différents coupleurs étant ~limentés de façon appropriée, de manière en elle-même connue, par des circuits répartiteurs (qui n'ont pas été
représentés).
On voit que la configuration de l'ensemble élément rayonnant/coupleur hybride selon la présente invention permet d'avoir une disposition très compacte, not~mment si l'on excite les fentes en biais, comme on l'a exposé plus haut, ce qui permettra de rapprocher au m~imum les uns des autres les divers éléments rayonnants. Or on sait que, dans une antenne réseau, si l'on veut éviter l'apparition de lobes de réseau préjudiciables à une large couverture angulaire, il est nécessaire de rapprocher le plus possible les divers éléments rayonn~nts, idéalement avec un espacement non supérieur à une demi-longueur d'onde.
Avantageusement, on peut prévoir, de manière en elle-même connue, un ~ patch ~ ou pavé 30 faisant fonction de directeur ou élément rayonnant passif, formé d'une surface métallique de dimensions légèrement supérieure à celle des fentes et disposé
devant l'élément rayonnant cruciforme et à distance de celui-ci.
Un tel directeur a été suggéré en 30 sur la figure 4; les directeurs peuvent être de formes diverses, par exemple celle d'un carré dont les diagonales sont parallèles aux fentes (comme dans l'exemple illustré), d'un carré dont les côtés sont parallèles aux fentes, d'un cercle, etc.
Ces directeurs procurent, outre leur effet sur le diagramme de rayonnement de l'antenne élémentaire, un élargisse-ment de la largeur de bande de l'él~ment rayonnant, caractéristique particulièrement intéressante dans le cas présent.
Pour accroître encore la compacité de l'antenne, on peut replier les segments 23 à 26 du coupleur hybride 20, comme on l'a illustré figure 3, en gardant les mêmes longueurs et les mêmes largeurs, pour chacun des segments, que dans le cas de la figure 2.
Cette configuration permet en particulier de diminuer notablement l'entraxex des branches d'entrée et de sortie du coupleur.
La figure 5 montre un mode de réalisation perfectionné
de la présente invention, permettant de faire rayonner les fentes non seulement suivant des polarisations circulaires droite et gauche, mais également suivant des polarisations rectilignes, verticale ou horizontale.
Les polarisations circulaires sont obtenues de la même manière que dans le cas de la figure 1, les mêmes références numéri-ques ayant été utilisées pour désiEner des éléments identiques.
Pour réaliser les polarisations rectilignes, on tire parti du fait que l'élément rayonnant 10 n'est excité par le coupleur hybride 20 que par deux de ses quatre branches, à savoir les branches 11b et 12b sur l'exemple illustré. Les deux autre branches, 11a et 12a, sont alors utilisées pour réaliser une polarisation rectiligne au moyen de lignes microrubans respectives 40 et 50 ~limentant~ de préférence également en biais, les bras 11a et 12a des fentes 11 et 12.
Ainsi, la ligne 40, alimentée par son extrémité 41, va exciter la fente verticale (avec les conventions du dessin) 11 au point de couplage 47 et produire une polarisation horizontale; de la même façon, la ligne 50, alimentée par son extrémité 51, va exciter la fente horizontale 12 au point de couplage 57 et produire une polarisation verticale. Ces lignes 40 et 50 se terminent, au-delà des points de couplage 47 et 57, par des tronçons quart d'onde 48 et 58 dont le rôle est analogue à celui des tronçons quart d'onde 28 et 28' des voies d'~limentation en polarisation circulaire.
On voit ainsi que l'on pourra obtenir, avec un même élément rayonnant:
--un polarisation circulaire droite, si l'on applique le signal par la voie d'entrée 21, --un polarisation circulaire gauche, si l'on applique le signal par la voie d'entrée 21', --un polarisation rectiliEne horizontale, si l'on applique le signal par la voie d'entrée 41, et --un polarisation rect~ ne verticale, si l'on applique le signal par la voie d'entrée 51.
La sélection de polarisation souhaitée pourra s'obtenir facilement par commutation des différentes voies, par exemple au moyen de diodes PIN. . CA 02023481 1997-10-12 Multiple polarization microrllban antenna, not ~ mment elementary antenna for slab type network The present invention relates to a microstrip antenna 6 with multiple polarizations, in particular an elementary antenna for a ~ slab ~ type network.
Networks of the ~ slab ~ type are flat networks of very thin formed of a plurality of elementary antennas non-protruding are extended on the surface of the slab.
Microstrip technology or ~ microstrip ~ is suitable particularly well for the realization of such networks, which are then essentially made of a metallized substrate on both sides bearing conductive patterns (microstrips) of appropriate geometry required formed in the metallizations of the faces. For more details on microstrip antennas, or may refer not ~ mment to the work of IJ Bahl and P. Bhartia entitled Microstrip antennas, published in 1980 by Artech House.
In a number of circumstances, it may be interesting to provide a circular polarization, not ~ mmçnt in radar applications, where we know that circular polarization eliminates the echoes produced by obstacles to reflection isotropic, especially rain echoes (caused by water droplets suspended in the clouds). Indeed, the wave emitted according to a given circular polarization, for example a right circular polarization, will be 180 ~ phase shifted by reflection on the obstacle and will therefore be returned with reverse polarization, circular on the left in this example. It will be easy, at the level of receiver, to suppress this reflection by means of an eliminator of inter-polarization.
Various circular polarization techniques are known elementary antennas made in microstrip technology, but all of which have the disadvantage of allowing only one band very narrow bandwidth around the center frequency on which they are granted.

In particular, attempts have already been made to ex-quote two orthogonal slits arranged symmetrically in shape cross by means of a ~ lim ~ ntation by a coupler of the type ff tee Wilkinson ~, that is to say that the two slots are ~ powered by 5 two lanes whose respective lengths differ by a quarter wave, as described in particular in the book by JR James, PS Hall and C. Wood titled Microstrip Antenna--Theory and Design, published in 1981 by Peter Pelegrinus Ltd, in pages 262 and 263.
Cepen-l ~ nt, the fact that the phase shift results from the differ-rence of path in the two ~ lim ~ ntation tifference lanes quarter wave), such an excitation mode is asymmetrical in nature and, above all, frequency selective, since the phase shift condition from 90 ~ is no longer respected as soon as we deviate from the frequency power station for which the lengths of ~ limen-tation.
A first object of the invention is to remedy these limitations.
tations, by proposing a microstrip antenna structure to circular polarization can be used in a wide band of frequencies, typically a band whose width is of the order of 20% of the central operating frequency.
A second object of the present invention is to propose an antenna structure which, always with this characteristic broadband, allows, in addition to circular polarization (right or left), a rectilinear (linear) polarization superimposed on the polar-circular position, typically a vertical linear polari ~ tio ~
and / or horizontal.
As will be seen, the antenna of the present invention allows in particular, from a single radiating element and by simple selective switching of signal input channels, to obtain will:
--right circular polarization, --a left circular polarization, - horizontal rectilinear polarization, and - vertical rectilinear polarization.

This characteristic of multiple polarization antenna is particularly interesting for antennas ensuring simul-two functions, for example the classical function of monitoring - obtained by circular polarization - and a IFF (Identification Friend or Foe) function enemy) - obtained by rectilinear polarization.
We will also see that, in the case of circular polarization, the structure of the invention provides a feed symmetry perfect, which was not the case with the cross-slit antenna the prior art mentioned above.
The antenna of the present invention is an antenna microstrip of the same type as that described in the aforementioned work of James, Hall and Wood, namely an antenna comprising:
--on one side of a substrate, a radiating element consisting of two orthogonal slits arranged in a cross, and - on the opposite side, first means of excitation comprising two channels shifted by a quarter wave coupled to each of the two respect * es slots of the radiating element, so as to radiate it according to a circular polarization.
According to the invention, the first excitation means include a 90 ~, symmetrical and broadband hybrid coupler, whose two output br ~ nches are coupled to the two slots respective of the radiated element ~ nt and of which at least one of input branches receives a signal to be radiated.
We can not ~ qmment selectively apply the signal to radiate on one or other of the input branches of the coupler hybrid 90 ~ depending on the direction, right or left, chosen for the pola-circular risation.
Very advantageously, the antenna of the invention also includes seconds (as well as, preferably, ment of the third) excitation means comprising, on the face opposite to that carrying the radiating element, a line directly coupled to one of the slots (respectively, to the other of the slots) of the cruciform radiating element, so as to radiate it according to a first (respectively, a second) polarization recti-line, oriented perpendicular to the direction of the slit as well excited.
Preferably, for a given slot of the spoke element-nant, the coupling point of these second or third means of ex-5 quote is located on the opposite side from that of the coupling point of the first excitation means.
To give a more compact shape to the whole, the axis center of symmetrical hybrid coupler 90 ~ can form an angle relative to the axes of the slots of the cruciform radiating element.
We can also pr ~ veil a director in form of passive element arranged, in the direction of the radiation, in front of the radiating element and at a distance from it.

We will now give detailed examples of embodiment of the present invention, with reference to the figures attached.
Figure 1 is a view of a first mode of re ~ t;
20 of the antenna of the invention, providing circular polarization at right or left.
Figure 2 is an isolated representation of the coupler hybrid used in the structure of Figure 1.
Figure 3 is equivalent to Figure 2, for a 25 smaller version of the same hybrid coupler (the Figures 2 and 3 being on the same scale).
Figure 4 partially illustrates a network made up of starting from elementary antennas such as those of FIG. 1.
Figure 5 is equivalent to Figure 1, for a second 30 embodiment of the present invention providing, in addition to the right and left circular polarizations, rectilinear polarization horizontal and a vertical polarization.

In Figure 1 there is shown, top view (that is to say say seen from a point towards which the antenna radiates), the an-according to the present invention, which essentially consists of a cruciform radiating element 10 formed of two ortho-gonals of the same length 11 and 12 crossing at their center.
This cruciform radiating element is produced by eliminating local copper nation of the surface area of a substrate.
The substrate and the met ~ tions can be of any conventional type used in microstrip technology, for example metallizations of 35 ~ µm thick copper on both sides of a glass plate-PTFE or glass-epoxy 1.6 mm thick and dielectric constant trique ~ between 2.6 and 4 for a loss coefficient tg between 10-3 and 104.
These two slots therefore define a radiating element.
cruciform with four symmetrical arms 11a, 11b, 12a and 12b and all of the same length in order to obtain the best circularity possible polarization; indeed, any asymmetry would introduce ellipticity detrimental to correct use of signals transmitted or received by the antenna.
On the other side of the substrate, in the metallization-tion, also by etching, a coupler allowing, in a manner itself known, to excite the two slots of the radiating element cruciform with a relative dege ~ 90 ~ (quadrature).
Characteristically of the present invention, the coupler 20 is a coupler of the type ~ 3 dB hybrid coupler ~, called again ~ 3 dB hybrid ring ~ or ~ 3 dB scale ~.
This hybrid coupler, in itself known, has been shown felt in isolation in Figure 2. It basically consists of two symmetrical input branches 21 and 21 '(from the radio point of view plate) and two output branches, also symmetrical 22 and 22 '.
These four branches lead to four segments 23, 24, 25 and 26 each having a length of about a quarter wave (the length wave being considered in the dielectric of the substrate, and not in the air). (~ es segments 23 to 26 can be rectilinear, as illustrated Figure 2 - e_on generally speak of ~ ladder coupler ~ --or -curvilinear - and we speak then rather of ~ hybrid ring ~ -, or even take more complex forms, as in the case of the figure 3 which will be described in detail below, the important parameters tants being the length and width of the tr ~ nRmi lines. ~ sion for-5 led by these segments.
The dimensions of the input branches 21 and 21 ', of the output branches 22 and 22 'and lines 25 and 26 are such that these elements are all adapted to the characteristic impedance of the an-tenne and its associated circuits, typically 50 Q. On the other hand, 10 gives lines 23 and 24 a greater width, so that create an impedance mismatch. This designation is such that the signals applied to either input branch 21 or 21 'are going to be divided, and due to the delays introduced by the quarter-wave lines 23 to 26, will give on each of the branches 15 of output 22 and 22 'of semhl ~ bles signals, of the same amplitude but 90 ~ phase shifted.
The choice of such a 90 ~ hybrid coupler presents a a number of advantages, notably the fact that it allows m ~ intendent, unlike couplers such as the Wilkinson tee, a 20 phase shift of 90 ~ qll ~ Rimçnt constant over a very wide band of frequencies, typically over a bandwidth of 20%, with a ROS little affected by frequency variations in this band;
in other words, this hybrid coupler remains perfectly adapted even if the frequency varies around the center frequency for which it 25 has been calculated.
If we now return to Figure 1, we see that we have combined such a hybrid coupler with the cruciform radiating element 10 by coupling each of its output branches 22, 22 'to one of the two slots 11, 12. The exact location of the coupling point 30 27, 27 'on the slot is not critical, nor the orientation of the branch outlet 22 or 22 'relative to the axis Dl or D2 of the slot. However In order to gain compactness, the coupler is preferably oriented hybrid with respect to the slot as illustrated in FIG. 1, that is ie the axis of symmetry ~ of the coupler forms an angle by 35 in relation to the axes D1 and D2 of the slots, ~ which can notably be ~ like illustrated, constitute a bisector of the angle formed by D1 and D2. The output branches 22 and 22 'of the coupler thus attack two arms adjacent 12b and 11b, respectively, by quadra-ture. To achieve an optimal adaptation, we extend the branches 22, 22 'by a respective section 28, 28' in length ~ / 4 (length considered, again in the dielectric) allowing bring the leakage energy having no return to phase to the coupling point not been tr ~ n ~ put directly to the rayonnent slot ~ nte. So if we applies a signal to the input branch 21 of the hybrid coupler, we will realize, due to the symmetrical power supply equiamplitude but in quadrature, a circular polarization facing the right, while, if we apply the signal on the input branch 21 'of the hybrid coupler, we will get a circular polarization reverse, that is to say turned to the left.
Such a type of ~ nt, çnne elementary lends itself particular-lie well with the creation of a planar network, as illustrated schematically figure 4. In this figure, three illustrations have been illustrated elementary antennas of the network, which can include several ines or several hundred. Each crucial radiating element form 10 is associated with its own hybrid coupler 20, the different couplers being ~ appropriately powered, so in itself known, by distribution circuits (which have not been represented).
We see that the configuration of the element set radiating / hybrid coupler according to the present invention allows to have a very compact layout, not ~ mment if we excite the slits at an angle, as explained above, which will allow bring the various elements closer to each other radiant. We know that, in a network antenna, if we want avoid the appearance of network lobes detrimental to a wide angular coverage, it is necessary to bring as close as possible the various radiated elements, ideally with non-spacing greater than half a wavelength.
Advantageously, provision can be made, in such a way-even known, a ~ patch ~ or block 30 acting as director or passive radiating element, formed of a metallic surface of slightly larger than the slots and arranged in front of and at a distance from the cruciform radiating element.
Such a director has been suggested at 30 in Figure 4; the directors can be of various forms, for example that of a square whose diagonals are parallel to the slots (as in the example illustrated), of a square whose sides are parallel to the slots, circle, etc.
These directors provide, in addition to their effect on the radiation pattern of the elementary antenna, a widening ment of the bandwidth of the radiating element, characteristic particularly interesting in this case.
To further increase the compactness of the antenna, you can fold the segments 23 to 26 of the hybrid coupler 20, as we have illustrated in figure 3, keeping the same lengths and the same widths, for each of the segments, as in the case of Figure 2.
This configuration allows in particular to significantly decrease the center distance of the input and output branches of the coupler.
Figure 5 shows an improved embodiment of the present invention, making it possible to radiate the slots not only following right and left circular polarizations, but also according to rectilinear, vertical or horizontal.
Circular polarizations are obtained from the same so that in the case of FIG. 1, the same numerical references have been used to designate identical items.
To achieve rectilinear polarizations, we take advantage of the the radiating element 10 is not excited by the hybrid coupler 20 only by two of its four branches, namely branches 11b and 12b on the example illustrated. The other two branches, 11a and 12a, are then used to achieve rectilinear polarization by means of respective microstrip lines 40 and 50 ~ feeding ~ preferably also at an angle, the arms 11a and 12a of the slots 11 and 12.
Thus, line 40, supplied by its end 41, goes excite vertical slit (with drawing conventions) 11 at point coupling 47 and produce horizontal polarization; of the same way, the line 50, fed by its end 51, will excite the slit horizontal 12 at coupling point 57 and produce a polarization vertical. These lines 40 and 50 end, beyond the points of coupling 47 and 57, by quarter-wave sections 48 and 58 whose role is similar to that of the quarter-wave sections 28 and 28 'of the channels power supply in circular polarization.
We thus see that we can obtain, with the same radiating element:
--right circular polarization, if we apply the signal via input channel 21, - a left circular polarization, if we apply the signal via input channel 21 ', - a horizontal correct polarization, if one applies the signal via input channel 41, and --a rect ~ ne vertical polarization, if one applies the signal through input channel 51.
The desired polarization selection can be obtained easily by switching the different channels, for example at using PIN diodes.

Claims

1. A microstrip antenna, in particular an antenna elementary for a slab-type network, comprising:
~ on one face of a substrate, a radiating element (10) consisting of two orthogonal slots (11,12) arranged in a cross, and ~ on the opposite side, first means of excitation comprising two channels shifted by a quarter wave coupled to each of the two respective slots of the radiating element, so as to radiate it according to a circular polarization, characterized in that the first means of excitation (20) include a 90 °, symmetrical and wide hybrid coupler strip, the two output branches of which (22, 22 ') are coupled to the two respective slots of the radiating element and one of which at less of the input branches (21, 21 ') receives a signal to be radiated.

2. The antenna of claim 1, wherein selectively applies the signal to be radiated to one or other of the input branches of the 90 ° hybrid coupler depending on the direction, straight or left, chosen for circular polarization.

3. The antenna of claim 1, also comprising second excitation means (40) comprising, on the face opposite to that carrying the radiating element, a line directly coupled to one (11) of the cruciform radiating element slots, so as to radiate it according to a first polarization straight, oriented perpendicular to the direction of the slit so excited.

4. The antenna of claim 3, also comprising third excitation means (50) comprising, on the face opposite to that carrying the radiating element, a line directly coupled to the other (12) of the slots of the cruciform radiating element, so as to radiate it according to a second polarization straight, oriented perpendicular to the first.

5. The antenna of one of claims 3 or 4, in which, for a given slot (11; 12) of the radiating element, the coupling point (47; 57) of the second or third means excitation is located on the side (11a; 12a) opposite to that (11b;
12b) of the coupling point (27; 27 ') of the first means of excitement.

6. The antenna of one of claims 1 to 5, in which the median axis (.DELTA.) of the 90 ° symmetrical hybrid coupler forms an angle with respect to the axes (D1, D2) of the slots of the radiating element cruciform.

7. The antenna of one of claims 1 to 6, comprising furthermore a passive steering element (30) in the form of a block arranged, in the direction of the radiation, in front of the radiating element (10) and at a distance therefrom.