(54) Título: DISPOSITIVO PARA GERAR UM SINAL DE ÁUDIO DE SAÍDA COM BASE EM UM SINAL DE AÚDIO DE ENTRADA, MÉTODO PARA PROVER UM SINAL DE ÁUDIO DE SAÍDA COM BASE EM UM SINAL DE ÁUDIO DE ENTRADA E APARELHO PARA FORNECER UM SINAL DE ÁUDIO DE SAÍDA (51) Int.CI.: G10L 19/00; H04S 1/00; H04S 5/00 (52) CPC: G10L 19/00,H04S 1/007,H04S 2420/03,H04S 5/00 (30) Prioridade Unionista: 17/04/2003 EP 03076134.0, 29/04/2003 EP 03076280.1 (73) Titular(es): KONINKLIJKE PHILIPS N.V.
(72) Inventor(es): ERIK G. P. SCHUIJERS; MARC W. T. KLEIN MIDDELINK; LEON M. VAN DE KERKHOF “DISPOSITIVO PARA GERAR UM SINAL DE ÁUDIO DE SAÍDA COM BASE EM UM SINAL DE ÁUDIO DE ENTRADA, MÉTODO PARA PROVER UM SINAL DE ÁUDIO DE SAÍDA COM BASE EM UM SINAL DE ÁUDIO DE ENTRADA E APARELHO PARA FORNECER UM SINAL
DE ÁUDIO DE SAÍDA”
A invenção refere-se à geração de um sinal de áudio de saída baseado sobre um sinal de áudio de entrada, e particularmente a um aparelho para fornecer um sinal de áudio de saída.
Erik Schuijers, Werner Oomen, Bert den Brinker e Jeroen 10 Breebart, no artigo Advances on Parametric Coding for High-Quality Áudio, preprint 5852, CXIV Convention AES, Amsterdã, Países Baixos, em 22-25 de Março de 2003 apresentam um esquema de codificação paramétrica usando uma eficiente representação paramétrica para a imagem estéreo. Dois sinais de entrada são misturados em um mono sinal de áudio. Indicações espaciais perceptivamente relevantes são explicitamente modeladas. O sinal produto da mistura é codificado usando um codificador mono paramétrico. Os parâmetros estéreo — Diferença de Intensidade de Canal (HD), a Diferença de Tempo Intercanal (TTD e a Correlação Cruzada Intercanal (CCI) são quantizadas, codificadas e multiplexadas em um fluxo de bits juntamente com o mono sinal de áudio quantizado e codificado. No lado decodificador o fluxo de bits é desmultiplexado em parâmetros de mono sinal codificado e estéreo. O sinal de áudio monofônico codificado é decodificado de modo a obter um sinal de áudio monofônico decodificado m' (ver a fig. 1). A partir do sinal de domínio temporal mono, um sinal descorrelacionado é calculado usando um filtro D 10 produzindo descorrelacionamento perceptual ideal. Tanto o sinal de domínio temporal mono m' como o sinal descorrelacionado d são transformados para o domínio de freqüência. A seguir o sinal estéreo de domínio de freqüência é processado com os parâmetros HD, ITD e ICC por desmultiplicação, modificações de fase e mixagem, respectivamente, em uma
Petição 870170078590, de 16/10/2017, pág. 11/31 unidade de processamento de parâmetro 11 de maneira a obter o par estéreo decodificado 1' e r'. As representações de domínio de freqüência resultantes são transformadas de retorno ao domínio temporal.
No MPEG-4 (ISO/IEC 14496-3.2002) Proposed Draft 5 Amendment (PDAM) 2, Seção 5.4.6, um sinal descorrelacionado deste tipo é obtido por convolução/filtração do sinal mono com uma resposta de impulso pré-definida.
O pedido de patente EP não pré-publicado 0207/863.5 descreve o uso de um filtro passa-tudo, e.g., um filtro em pente, compreendendo um retardo subordinado à freqüência para derivar um sinal descorrelacionado deste tipo. Às altas freqüências, um retardo relativamente pequeno é usado, resultando em uma definição de frequência grosseira. Às baixas freqüências, um grande retardo resulta em um espaçamento denso do filtro em pente. A filtração pode ser combinada com um filtro limitador de banda, desse modo aplicando a descorrelação a uma ou mais bandas de frequência.
Um dos objetivos da invenção é vantajosamente gerar um sinal de áudio de saída na base de um sinal de áudio de entrada. Para este fim, a invenção apresenta um dispositivo, um método e um Dispositivo como definidos nas reivindicações independentes. Modalidades vantajosas são definidas nas reivindicações subordinadas.
De acordo com um primeiro aspecto da invenção, um sinal de áudio de saída é gerado baseado sobre um sinal de áudio de entrada, o sinal de áudio de entrada compreendendo uma pluralidade de sinais de sub-banda de entrada, em que pelo menos parte dos sinais de sub-banda de entrada é retardada para obter uma pluralidade de sinais de sub-banda retardados, em que pelo menos um sinal de sub-banda de entrada é retardado mais que um outro sinal de sub-banda de entrada adicional de freqüência mais alta, e em que o sinal de áudio de saída é derivado de uma combinação do sinal de áudio
Petição 870170078590, de 16/10/2017, pág. 12/31 de entrada e da pluralidade de sinais de sub-banda retardados. Proporcionando um retardo subordinado à freqüência no domínio de sub-banda, estéreo paramétrico pode vantajosamente ser implementado especialmente naqueles decodifícadores de áudio onde o decodifícador de núcleo já inclui um banco de filtro de sub-banda. Bancos de filtro são comumente usados no contexto de codificação de áudio, e.g., MPEG-1/2 Layer I, II e III todos fazem uso de um filtro de sub-banda criticamente amostrado de 32 bandas. A pluralidade de sinais de sub-banda retardados pode ser usada como um domínio de subbanda equivalente do sinal descorrelacionado conforme descrito acima. Sob circunstâncias ideais a correlação entre a pluralidade de sinais de sub-banda retardados e o sinal de áudio de entrada é zero. Todavia, em modalidades práticas, a correlação pode ser de até 40% para qualidade de áudio aceitável, até 10% para áudio de média à alta qualidade e de até 2% a 3% para alta qualidade de áudio.
Em uma modalidade da invenção o sinal de áudio de saída inclui uma pluralidade de sinais de sub-banda de saída. Combinar os sinais de sub-banda retardados e sinais de sub-banda de entrada no domínio de subbanda de maneira a obter a pluralidade de sinais de sub-banda de saída é então relativamente fácil de implementar. Em modalidades práticas, um sinal de áudio de saida de domínio temporal é sintetizado a partir da pluralidade de sinais de sub-banda de saída em um banco filtro de sub-banda de síntese.
De maneira a obter uma implementação eficiente uma pluralidade de unidades de retardo é prevista, em que o número de unidades de retardo é menor que o número de sinais de sub-banda de entrada, e em que os sinais de sub-banda de entrada são subdivididos em grupos através da pluralidade de retardos.
A qualidade de áudio ideal é obtida em modalidades onde os retardos na pluralidade de unidades de retardo são monotonicamente crescentes de alta freqüência para baixa frequência.
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Em uma modalidade vantajosa da invenção, um banco de filtro complexo é usado, que é efetivamente sobreamostrado por um fator de dois porque para cada amostra de entrada real uma amostra de saída complexa é gerada que consiste efetivamente em dois valores; um real e um complexo.
Isto elimina os grandes componentes de introdução de erro dos quais se ressente o banco de filtro criticamente amostrado de MPEG1 e MPEG2.
Em uma modalidade eficiente de gerar o sinal de áudio de saída, um banco de Filtro Espelho em Quadratura (QMF) é usado. Um banco filtro deste tipo é conhecido de — Per Ekstrand, Bandwidth extension of audio signals by spectral band replication, Proc. 1st IEEE Benelux Workshop on Model based Processing and Coding of Audio (MPCA-2002), pp. 53-58, Leuwen, Bélgica, 15 de novembro de 2002. A fig. 2 mostra um diagrama em blocos de um banco de filtro de análise e síntese QMF complexo dessa natureza. O banco de análise 30 divide o sinal em N sub bandas de valor complexo, que são sucessivamente amostradas internamente por um fator de N. Uma resposta de freqüência estilizada é mostrada na fíg.3. O banco de filtro QMF de síntese 31 toma os N sinais de sub-banda complexos como entrada e gera um sinal de saída PCM de valor real. De acordo com uma percepção da invenção, quando um banco filtro QMF complexo é usado, um sinal descorrelacionado pode ser criado que está perceptivamente muito próximo da situação ideal. Para um banco filtro QMF complexo deste tipo, implementações existem que são mais eficientes que a convolução usada em MPEG-4 PDAM 2, Seção 5.4.6; uma convolução deste tipo é relativamente dispendiosa com respeito à carga computacional e uso de memória. Como uma vantagem adicional, usar um banco filtro QMF complexo também permite uma combinação eficiente de estéreo paramétrico e Replicação de Banda Espectral (SBR). A idéia em que fundamenta SBR é que as frequências mais altas podem ser reconstruídas a partir das frequências mais baixas usando somente muito pouca informação auxiliar. Na prática esta
Petição 870170078590, de 16/10/2017, pág. 14/31 reconstrução é efetuada por intermédio de um banco de Filtro Espelho em Quadratura (QMF) complexo. Para chegar eficientemente a um sinal descorrelacionado no domínio de sub-banda, modalidades da invenção utilizam um retardo subordinado à freqüência (ou índice de sub-banda) no domínio de sub-banda. Devido ao banco filtro QMF complexo não ser criticamente amostrado não necessitam ser tomadas quaisquer medidas extras de maneira a compensar a introdução de erro. Outrossim, como o retardo é pequeno, o uso de RAM total desta modalidade é baixo. Observe-se que no decodificador SBR conforme exposto por Ekstrand, o banco QMF de análise consiste de somente 32 bandas, ao passo que o banco QMF de síntese consiste de 64 bandas, como o decodificador de núcleo opera à metade da frequência de amostragem comparado com o inteiro decodificador de áudio. No correspondente codificador, todavia, um banco QMF de análise de 64 bandas é usado para cobrir a inteira gama de freqüências.
O uso de um sinal retardado de número inteiro de amostras de sub-banda como sinal descorrelacionado ocasiona truncamento no domínio temporal, isto é, a colocação do sinal no tempo não é preservada. Isso pode ocasionar artefatos em torno de transientes, isto é, naqueles casos onde a alteração da intensidade do sinal está acima de um valor limiar predeterminado. A intensidade do sinal pode ser medida em amplitude, potência, etc. em uma modalidade vantajosa da invenção, artefatos em torno de transientes são mitigadas derivando um sinal descorrelacionado nas cercanias de uma transiente utilizando retardos fracionários em vez de retardos inteiros. Um retardo fracionário é um retardo menor em tempo entre duas amostras sub-banda subsequentes e pode ser facilmente implementado utilizando uma rotação de fase. Uma transição de retardos parciais para retardos inteiros, e vice versa, pode resultar em descontinuação no sinal descorrelacionado. Para preservar as ditas descontinuidades, uma modalidade vantajosa da invenção prevê uma fusão de transmissão para retornar do uso do
Petição 870170078590, de 16/10/2017, pág. 15/31 sinal descorrelacionado parcialmente retardado para o sinal descorrelacionado de retardo inteiro.
Estes e outros aspectos da invenção se evidenciarão de e serão elucidados com referência às modalidades que passamos a descrever;
Nos desenhos:
A fig. 1 mostra um diagrama em blocos do decodificador estéreo paramétrico;
A fig. 2 mostra um diagrama em blocos de uma análise QMF de um complexo de N bandas (esquerda) e de banco filtro de síntese (direita);
A fig. 3 mostra uma resposta de freqüência estilizada dos bancos filtro QMF de N bandas da fig. 2;
A fig. 4 mostra um espectrograma de uma resposta de impulso usada na Seção 5.4.6 do MPEG-4 PDAM 2, para gerar o sinal descorrelacionado, em que o eixo-x designa (amostras) de tempo e o eixo-y designa a frequência normalizada;
A fig. 5 mostra um diagrama em blocos mostrando um dispositivo de acordo com uma modalidade da invenção;
A fig. 6 mostra um retardo expresso em amostras de sub-banda em função do índice de sub-banda de acordo com uma modalidade da invenção;
A fig. 7 mostra um vantajoso decodificador de áudio de acordo com uma modalidade da invenção, que combina estéreo paramétrico com replicação de banda espectral; e
A fig. 8 mostra a ocorrência de um pós-eco após uma 25 transiente, causado por mixagem com um sinal descorrelacionado de retardo inteiro;
A fig. 9 mostra um exemplo de coeficientes de mixagem, um valor de 1 indicando que é usado um sinal descorrelacionado de retardo inteiro, e um valor de 0 indicando que é usado um sinal descorrelacionado de
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A fig. 10 mostra um sinal de áudio de saída resultante ao utilizar o fator de mixagem da fig. 9; e
A fig. 11 mostra o decodificador de áudio da fig. 7, em que 5 uma outra unidade de retardo tendo retardos fracionários é usada.
Os desenhos somente mostram aqueles elementos que são necessários para compreender a invenção.
A seguir, uma modalidade vantajosa da invenção é descrita para gerar um sinal de áudio de saída estéreo baseado sobre um sinal mono de áudio de entrada utilizando estéreo paramétrico. O sinal áudio de entrada inclui uma pluralidade de sinais de sub-banda de entrada. A pluralidade de sinais de sub-banda de entrada é retardada em uma pluralidade de unidades de retardo prestando maior retardo para sub-bandas de freqüência mais baixa do que para sub-bandas de freqüência mais alta. Os sinais de sub-banda retardados servem como uma versão de domínio de sub-banda do sinal descorrelacionado necessário na geração do sinal de saída estéreo.
No MPEG-4 PDAM 2, Seção 5.4.6, o sinal descorrelacionado é obtido calculando primeiramente uma característica de fase φ que para uma freqüência de amostragem, f8 de 44,1 kHz é igual:
φ = π^-ύ+φο (Ί) em que 90 tem um valor de π/2, K é igual a 256 e k=0...256.
A partir desta função de resposta de fase uma resposta de impulso filtro é então calculada usando o FFT inverso. Assemelha-se a um retardo linear. Este retardo pode ser aproximado por:
à = K.-.f 2) π J 7 onde d é o retardo em amostras e f a freqüência em radianos.
De preferência, os sinais de sub-banda de entrada são obtidos em um banco filtro de análise QMF, que pode estar presente em um codificador remoto, porém que também pode estar presente no decodificador.
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À medida que as saídas de um banco filtro QMF complexo são sucessivamente amostradas por um fator de N não é possível mapear exatamente um retardo de domínio temporal desejado para um retardo para um retardo dentro de cada sub-banda. Uma aproximação de maneira perceptível satisfatória pode ser obtida utilizando versões arredondas da função de retardo (2) como acima descrito. A título de exemplo, o retardo dentro de cada sub-banda para N=64 sub-bandas é mostrado na fig. 6. Para esta implementação específica somente 136 valores complexos têm de ser armazenados de maneira a formar o sinal descorrelacionado. Observe-se que para as freqüências mais altas ainda um retardo de uma única amostra de subbanda é empregado, embora a função de retardo acima descreva um valor de 0 à metade da freqüência de amostragem, o retardo de uma única amostra de subbanda assegura que o sinal seja descorrelacionado ao máximo.
A fig. 5 mostra um diagrama em blocos de um dispositivo 50 de acordo com uma modalidade da invenção para gerar a pluralidade de sinais de sub-banda retardados. O dispositivo 50 é colocado em algum ponto entre o banco de filtro de análise QMF 30 e o banco de filtro de síntese QMF 31 e compreende uma pluralidade de unidades de retardo 501, 502, 503 e 504. A unidade de retardo 501 provê um retardo de uma unidade para todas sub20 bandas. Um grupo de sub-bandas de frequência mais alta, e.g. bandas 40-64 é fornecido sem retardo adicional ao banco de filtro QMF de síntese 31. O grupo de sub-bandas de frequência relativamente baixa, e. bandas 0-40 é adicionalmente retardado na unidade de retardo 502. Parte deste grupo, e.g. bandas 0-24, é adicionalmente retardado na unidade de retardo 503 e na unidade de retardo 504 (a última somente para sub-bandas 0-8). Assim efetivamente uma quantidade típica de 4 grupos de diferente retardo é criada, tendo retardos de 1,2,3 ou 4 unidades de retardo respectivamente. O retardo expresso em amostras de sub-banda em função do índice de sub-banda é mostrado na figura 6. O banco de filtro de análise QMF 30 está usualmente
Petição 870170078590, de 16/10/2017, pág. 18/31 presente em um codificador de áudio, ainda que para SBR um banco de filtro QWMF de análise de M bandas menor seja também usado no decodificador.
A fig. 7 mostra um decodificador de áudio vantajoso 700 de acordo com uma modalidade da invenção que combina um instrumento estéreo paramétrico e SBR. Um desmultiplexador de fluxo de bits 70 recebe o fluxo de bits codificado e deriva os parâmetros SBR, os parâmetros estéreo e o sinal de áudio codificado de núcleo. O sinal de áudio codificado de núcleo é decodificado usando um decodificador de núcleo 71, que pode e.g. ser um Standard MPEG-1 Layer III (mp3) ou um decodificador AAC. Tipicamente um decodificador dessa natureza opera à metade da freqüência de amostragem de saída (f/2). O sinal de áudio decodificado de núcleo resultante é alimentado a um banco de filtro QMF complexo de M sub-bandas 72. Este banco de filtro 72 emite M amostradas complexas por M amostras de entrada real e é assim efetivamente sobreamostrado por um fator de 2, conforme anteriormente explanado. Em um gerador de Alta Frequência (HF) 73, sub-bandas de freqüência mais alta N-M, que não são cobertas pelo sinal de áudio decodificado de núcleo, são geradas pela replicação (de determinadas partes da) das M sub-bandas. A saída do gerador de alta frequência 73 é combinada com as M sub-bandas mais baixas em N sinais de sub-banda complexos.
Subsequentemente, um ajustador de envolvente 74 ajusta os sinais de subbanda de alta frequência replicada à envolvente desejada e uma unidade de adicionar componentes adicionais 75 adiciona componentes senoidais e de ruído adicionais conforme indicado pelos parâmetros SBR. O total de N sinais de sub-banda é fornecido a uma unidade de retardo 76, que pode ser igual ao dispositivo 50 mostrado na fig. 5, de maneira a gerar os sinais de sub-banda retardados. Os N sinais de sub-banda retardados e os N sinais de sub-banda de entrada são processados na unidade combinadora 77 na dependência de parâmetros estéreo tal como o parâmetro ICC de modo a derivar N sinais de sub-banda de saída para um primeiro canal de saída e N sinais de sub-banda
Petição 870170078590, de 16/10/2017, pág. 19/31 de saída para um segundo canal de saída. Os N sinais de sub-banda de saída para o primeiro canal de saída são alimentados através do filtro de síntese QMF complexo de N bandas 78 para formar os primeiros sinais de saída PCM para esquerdo L. Os N sinais de sub-banda de saída para o segundo canal de saída são alimentados através do filtro de síntese QMF complexo de N bandas 79 para formar os primeiros sinais de saída PCM para direito R. Nas modalidades práticas, N=64 e M=32.
A abordagem apresentada acima é apropriada para sinais estacionários. Todavia, para sinais não-estacionários, isto é, sinais do tipo transiente, problemas ocorrem com a utilização desta abordagem. Isto é ilustrado na fig. 8 que mostra o resultado de um canal de um sinal castanets como obtido usando o sinal descorrelacionado retardado inteiro das figs. 5 e 6 como base para derivar o sinal de áudio de saída. Tipicamente, em um sinal com fortes transientes, e.g. castanets, a correlação entre canal esquerdo e direito imediatamente após uma transiente é relativamente baixa, pois o sinal consiste essencialmente de reverberação. O sinal descorrelacionado é assim mesclado de forma bastante proeminente. Isto resulta em um claro eco posterior imediatamente após o transiente castanets. Ainda que, devido ao pós-mascaramento no domínio temporal, este não seja percebido como um segundo transiente, ainda causa uma coloração indesejada do som. Em uma modalidade vantajosa da invenção, este artefato é mitigado pela formação do sinal descorrelacionado nas cercanias de um transiente utilizando um retardo fracional. Um retardo parcial deste tipo pode ser implementado eficientemente usando rotações de fase. Em uma outra modalidade, de maneira a prevenir descontinuidades no sinal descorrelacionado total, o sinal descorrelacionado parcialmente retardado ou objeto de rotação em fase é (lentamente) fundido encadeado através do tempo com o sinal descorrelacionado retardado por inteiro.
Assim, é proposto usar uma versão parcialmente retardada ou
Petição 870170078590, de 16/10/2017, pág. 20/31 girada em fase do sinal original em vez do retardo inteiro subordinado à frequência, a partir da posição transiente. Devido às propriedades pósmascaramento temporais do sistema auditivo humano não é muito crítico como este sinal descorrelacionado tem de ser calculado. Como tal, o sinal descorrelacionado pode, e.g. ser obtido aplicando uma comutação de fase de 90° em cada sub-banda do sinal original.
De maneira a prevenir descontinuidades no sinal descorrelacionado resultantes da posição transiente, uma fusão encadeada de preferência é aplicada entre o sinal retardado por inteiro e o sinal objeto de rotação em fase. Esta fusão encadeada pode ser efetuada como:
dhíbrido[n] m[ nldrelítrd(.[nl + (/~mlnldrolaçãolnl) onde n é um índice de amostra (sub-banda), m[n] é uma mixagem ou fator de fusão encadeada, dretardo[n] é o sinal descorrelacionado (sub-banda) formado pelo retardo inteiro subordinado à frequência, dmtação[n] é o sinal de sub-banda descorrelacionado formado pelo retardo parcial ou rotação de fase e dhíbrido[n] é um sinal descorrelacionado híbrido resultante. O fator de mixagem m[n] torna-se zero ao início do transiente. Permanece então zero por um período de tempo tipicamente correspondente à cerca de 20 ms (aproximadamente 12 ms pela extensão do retardo e 8 ms pela extensão do transiente). A introdução gradual com aumento de intensidade de zero a um tipicamente está em torno de 10-20 ms. O fator de mixagem m[n] pode, porém não está limitado a ser linear ou de emenda linear. Observe-se que este fator de mixagem m[n] também pode ser subordinado à frequência. Como o retardo é tipicamente mais curto para as frequências mais altas, é perceptivamente preferível ter uma fusão encadeada mais breve para as frequências mais altas do que para as frequências mais baixas.
A fig. 11 mostra o decodificador de áudio da fig. 7, em que uma unidade de retardo parcial 110 tendo retardos parciais é usada para
Petição 870170078590, de 16/10/2017, pág. 21/31 derivar sinais de sub-banda parcialmente retardados. A unidade de retardo 76 produz sinais de sub-banda retardados subordinados à frequência. Na prática, a unidade de retardo parcial 110 pode operar em paralelo com a unidade de retardos 76, embora também seja possível desativar a unidade de retardo adicional 110 quando a unidade de retardos 76 está em operação e vice-versa. De preferência, a comutação é efetuada entre os sinais de sub-banda parcialmente retardados e os sinais de sub-banda retardados subordinados à freqüência em uma unidade comutadora 111. A unidade comutadora 111 de preferência realiza uma operação de fusão encadeada como explanado acima, embora comutação dura também seja possível. A operação de fusão encadeada está subordinada à detecção de transientes. A detecção de transientes de preferência é realizada no detector de transientes 113. Alternativamente, é possível em um codificador incluir um indicador de comutação no fluxo de bits de áudio codificado. Então o desmultiplexador de fluxo de bits 70 deriva o indicador de comutação do fluxo de bits e fornece este indicador de comutação à unidade de comutação 111, em que a comutação é então realizada na dependência do indicador de comutação.
Deve ser observado que as modalidades acima ilustradas ilustram mais exatamente do que limitam a invenção, e que aqueles versados na técnica estarão capacitados a construir muitas modalidades alternativas sem se afastar do âmbito das reivindicações apensas. Nas reivindicações, quaisquer sinais de referência colocados entre parênteses não devem ser interpretados como limitativos de acordo com a reivindicação. A palavra 'compreendendo' não exclui a presença de outros elementos ou etapas além daquelas relacionadas em uma reivindicação. A invenção pode ser implementada por intermédio de hardware compreendendo vários elementos distintos, e por intermédio de um computador apropriadamente programado. Em uma reivindicação de dispositivo enumerando vários meios, vários destes meios podem ser incorporados por um e o mesmo item de hardware. O mero
Petição 870170078590, de 16/10/2017, pág. 22/31 fato de que determinadas medidas são enumeradas em reivindicações subordinadas mutuamente diferentes não indica que uma combinação destas medidas não possa ser vantajosamente utilizada.
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