JP2009530916A - サブフィルタを用いたバイノーラル表現 - Google Patents
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Abstract
バイノーラル表現に必要な頭部伝達関数(HRTF)のような伝達関数をサブバンド領域フィルタ構造で効果的に実施する。一実施の形態では、振幅、非整数サンプルおよび位相修正フィルタは互いに縦列に並べられ、周波数サブバンドのオーディオ信号のスペクトル内容を代表するサブバンド信号に適用される。他のフィルタ構造も開示される。これらのフィルタ構造は種々の信号処理用途で有利に使うことができる。オーディオ用途でのいくつかの実施例には、信号バンド幅圧縮、音量均一化、室内音響修正、聴力障害を有する人へのリスニング補助が含まれる。
【選択図】図7
【選択図】図7
Description
本発明は、信号処理に関し、より具体的には精確で効率のよい伝達機能を提供する信号処理に関する。
伝達機能を実行するのに用いられる代表的な信号処理技術では、コンピュータ的に集約した高度のフィルタを用いることがよくある。バイノーラル表現は、2つだけのオーディオチャンネルを用いて典型的には音場の多くの音源の聴覚効果を合成するのに伝達機能を用いる実施例の一つである。バイノーラル表現は、1つ以上の入力信号から生ずる空間的キューを伴う2チャンネルの出力信号を生成し、入力信号はそれぞれ、リスナーの場所と相対的に特定された位置に関係付けられている。ヘッドフォンまたは音響スピーカのような適切な装置で再生されると、バイノーラル出力信号は、1つ以上の特定の位置から発生する入力音響信号により生ずる音場と同じ聴覚イメージを伝えるようになされる。
音源から耳や他のセンサへの経路に沿って出会うまさにその経路や物理的特徴は、特定の音の変更をもたらす。たとえば、広いオープンスペースや反射面などの環境的あるいは建築的特徴は、音波に影響し、反響音のようなさまざまな特性を与える。本開示では、人間であるリスナーの耳に到達する音波への音響的特徴や影響のより具体的な記述をする。
音源により生ずる音波は、各リスナーへの別々の音響的経路を通り、一般的に別々の変更の原因となる。その耳の位置や外耳、頭部、肩の形により、音波は異なった音響レベル、異なったスペクトル形状で異なった時間にそれぞれの耳へ到達する。これらの変更の集積した影響は、頭部伝達関数(HRTF)と呼ばれる。HRTFは個人により異なり、リスナーの位置との相対的な音源の場所によっても異なる。人間のリスナーはHRTFで変更されるように両耳で音響信号を処理し、音源の方向、距離、空間的広がりなどの音源の空間的特色を計ることができる。
バイノーラル表現プロセスは、一対のフィルタをそれぞれの入力信号に与えるのが普通で、その信号に対するHRTFの影響をシミュレートする。フィルタはそれぞれ人間の聴覚系における1つの耳にHRTFを実行する。入力信号に左耳のHRTFを適用して発生した信号は全てバイノーラル信号の左チャンネルを生成するのに合成され、入力信号に右耳のHRTFを適用して発生した信号は全てバイノーラル信号の右チャンネルを生成するのに合成される。
2チャンネルの信号は音響スピーカやヘッドフォンで再生するラジオやオーディオコンパクトディスクなどの種々のソースから得られるが、これらの信号の多くは、ごく僅かなバイノーラルキューしか搬送しない。そのような信号の再生は、空間的印象があったとしても、そのほとんどを搬送しない。この制限は、「頭内部の」聴覚イメージを作り出すヘッドフォンでの再生で特に顕著である。2チャンネル信号が十分なバイノーラルキューを搬送するならば、なお本書ではバイノーラルキューをバイノーラル信号と称するが、その信号の再生は、強烈な空間的印象を含むリスニング体験を作り出すことができる。
バイノーラル表現の一用途は、2チャンネルだけで再生される多チャンネルオーディオプログラムでリスニング体験を向上することである。DVDのビデオ番組やHDTV(高精細テレビ)放送に伴うような多チャンネルオーディオプログラムの高品質の再生は、普通は多チャンネルの増幅と音響スピーカを有する適切なリスニング場所を必要とする。一般的に、2チャンネル再生の空間的体感は、バイノーラル表現が使われないとかなり劣ったものとなる。
たとえば入力チャンネルが5つのシステムにバイノーラル表現を実行する代表例では、それぞれの入力信号に対する2つのフルバンドフィルタと、各出力チャンネルに1つのフィルタとを用い、各出力チャンネルのフィルタ出力を合成することで、バイノーラル出力信号が得られる。フィルタは典型的には有限インパルス応答フィルタ(FIR)ディジタルフィルタであり、入力信号を適切な離散時間インパルス応答に畳み込むことで実行される。HRTFを表すのに用いられるインパルス応答の長さは、フィルタを実行するのに必要な処理の計算の複雑さに直接影響する。高速畳み込み法などの技法は、所望のHRTFをシミュレートするための精度を保ちながら計算の複雑さを低減するのに用いることができることが知られているが、計算の複雑さをより低減して伝達機能を高品質にシミュレートすることができる技法に対する要求がある。
本発明の目的は、伝達機能を実行するフィルタの効率的な実施を提供することにある。
本発明の一局面によれば、サブバンド領域フィルタ構成はバイノーラル表現を含む様々な用途で用いるためのHRTFを実行する。ある実施では、フィルタ構成は、互いに縦列に配置された増幅フィルタ、非整数サンプル遅延フィルタ、位相補正フィルタを備える。
本発明の別局面によれば、サブバンド領域フィルタ構成は、信号の音量がサブバンドごとに調節される音量均一化、信号が再生されるスペースの音響特性によりサブバンドごとに信号が均一化されるスペース音響補正、および、リスナーの聴覚障害に応じてサブバンドごとに信号が均一化される補助リスニングを含む様々な用途で用いられる。
本発明は、チャンネル数に関わらず出力信号のチャンネルをいくつか生成する、処理方法やシステムで有利に用いてもよい。
本発明の実施により行われる処理技法は、アドバンストオーディオコーディング(AAC)やサラウンドチャンネル信号コーディング(MPEGサラウンド)のような他のコーディング技法と組み合わせることができる。サブバンド領域フィルタは、システムの計算の全体的複雑さを低減するのに用いることができ、構造を再構築し組み合わせるのに用いられてサブバンドあるいは多数のチャンネル内の冗長なフィルタを削除する。
本発明の種々の特徴とその好適な実施の形態は、以下の説明と添付の図面を参照することにより、よりよく理解できるであろう。以下の説明と図面の内容は、例示として説明するものであり、本発明の範囲に制限を示すものと理解してはならない。
本発明はオーディオ圧縮やオーディオコーディングを含む種々の用途で有利に用いることが出来る。オーディオコーディングは、オーディオ情報を記憶し伝達するのに必要なスペースやバンド幅の量を低減するのに用いられる。ある知覚的オーディオコーディング技法では、オーディオ信号をサブバンド信号に分解し、サブバンド信号をオーディオ信号の感覚的あるいは実体的品質を保持するようにエンコードする。このような技法のいくつかはドルビーデジタル(Dolby Digital:登録商標)、ドルビートゥルーHD(Dolby TrueHD:登録商標)、MPEG1レイヤー3(MP3)、MPEG4アドバンストオーディオコーディング(AAC)および高効率AAC(HE−AAC)として知られている。
他のコーディング技法も独立で、あるいは上記の知覚的コーディング技法と組み合わせて用いることが出来る。空間オーディオコーディング(SAC)と称される一技法は、個々の入力信号を、合成信号をアップミキシングすることで元の入力信号の複製を再現できるような方法で合成(コンポジット)信号に組合せあるいはダウンミキシングして多数オーディオチャンネルを圧縮するのに用いることが出来る。必要性によりこの種の処理は、アップミキシング処理のコントロールを助ける「サイド情報」あるいは「メタデータ」を生成することも出来る。典型的には、合成信号は、1つか2つのチャンネルを有し、完全な空間的な印象には欠けるものの許容できるリスニング体験を提供するために直接的に再生されるような方法で生成される。このプロセスの例としては、ドルビープロロジック(Dolby ProLogic)およびプロロジック2(ProLogic2)として知られる技法がある。これらの特別の方法ではメタデータを使わず、エンコード/ダウンミキシングプロセスの間に検出されるチャンネル間の位相関係を用いる。別の技法では、信号化/ダウンミキシングプロセスの間にメタデータを生成し、上述のようにアップミキシングプロセスの間に使用される。代表的なメタデータのパラメータは、チャンネルレベル差(CLD)、内部チャンネル時間差(ITD)あるいは内部位相時間差(IPD)、および内部チャンネルコヒーレンス(ICC)などを含む。メタデータパラメータは、すべての入力チャンネル信号にわたって多数のサブバンド用に概算されるのが一般的である。
空間コーディングシステム用のエンコーダとデコーダは図1aと図1bにそれぞれ示される。エンコーダは、Nチャンネル入力信号を時間周波数(T/F)領域でサブバンド信号に分解し、離散フーリエ変換(DFT)、修正離散コサイン変換(MDCT)あるいは1組の直交ミラーフィルタ(QMF)などの種々の技法のいずれかを用いて実行される適切な分析フィルタバンクを用いる。CLD、ITD、IPDおよび/またはICCの概算は、サブバンドそれぞれのサイド情報あるいはメタデータとして計算される。Nチャンネル入力信号に対応するMチャンネル合成信号が既に存在していなければ、このサイド情報を用いてオリジナルのNチャンネル入力信号をMチャンネル合成信号にダウンミキシングする。あるいは、既存のMチャンネル合成信号を同じフィルタバンクと同時に処理して、Nチャンネル入力信号のサイド情報をMチャンネル合成信号用のサイド情報に関して計算してもよい。サイド情報と合成信号とをエンコードし、エンコード出力信号にアセンブルする。デコーダがエンコード信号からMチャンネル合成信号とサイド情報を得る。合成信号はT/F領域に変換され、サイド情報は合成信号を対応するサブバンド信号にアップミキシングするのに用いられ、NチャンネルのT/F領域信号を生成する。適切な合成フィルタバンクをNチャンネルT/F領域信号に用いて、オリジナルのNチャンネル時間領域信号の概算を再生する。あるいは、アップミキシングプロセスを省略して、Mチャンネル合成信号を代わりに再生する。
図2は、デコードされたオーディオ信号がバイノーラルに表現される従来のコーディングシステムを図示する。このシステムでは、各出力チャンネル信号はそれぞれの合成フィルタバンクで生成される。左耳のHRTFと右耳のHRTFを実施するフィルタを各出力チャンネル信号に適用して、フィルタ出力信号は2チャンネルバイノーラル信号を生成するのに組み合わされる。あるいは、図3に示すように、HRTFを実施する1対のフィルタをT/F領域信号に適用して、1対のフィルタ信号を生成し、対に組み合わされて左耳および右耳のT/F領域信号を生成し、その後にそれぞれの合成フィルタバンクで時間領域信号に変換される。この代替の実施は、コンピュータ的に集約し、実行するのにかなりの計算リソースを必要とする合成フィルタの数をしばしば減少することができるので、好ましい。
図2や図3に示すように従来のシステムでHRTFを実施するのに用いるフィルタは、HRTFは多くの細かなスペクトラルの詳細を有するので、コンピュータ的に集約するが普通である。代表的なHRTFの応答を図4に示す。増幅応答での細かな詳細の精確な実施は、高次のフィルタを必要とし、コンピュータ的に集約される。本発明によるサブバンド領域のフィルタ構造は、高次のフィルタを必要とせずにHRTFを精確に実施することができる。
B.サブバンドフィルタ構造
1.概観
サブバンド領域フィルタ構造を図5に模式的に示す。各サブバンド信号Xk(n)は、サブバンドに対応するHRTFの一部分の近似を実施するフィルタSk(z)で処理される。図6に示す一実施の形態では、各サブバンド信号Xk(n)は、3つのフィルタの縦列を備える。フィルタAk(z)はサブバンド信号の振幅を変える。フィルタDk(z)は、本書で非整数サンプル遅延と呼ばれるサンプル時間の非整数を含んだ量だけサブバンド信号の群遅延を変える。フィルタPk(z)はサブバンド信号の位相を変える。
1.概観
サブバンド領域フィルタ構造を図5に模式的に示す。各サブバンド信号Xk(n)は、サブバンドに対応するHRTFの一部分の近似を実施するフィルタSk(z)で処理される。図6に示す一実施の形態では、各サブバンド信号Xk(n)は、3つのフィルタの縦列を備える。フィルタAk(z)はサブバンド信号の振幅を変える。フィルタDk(z)は、本書で非整数サンプル遅延と呼ばれるサンプル時間の非整数を含んだ量だけサブバンド信号の群遅延を変える。フィルタPk(z)はサブバンド信号の位相を変える。
振幅フィルタAk(z)は、サブバンド領域フィルタ構造の合成振幅応答が特定のサブバンド内で目標HRTFの振幅応答と等しいかほぼ等しいことを確かにするようになされる。
サブバンドの少なくともあるもの用に、遅延フィルタDk(z)は、特定のサブバンドの信号成分用の目標HRTFの遅れを精確に倣うようになされた非整数サンプル遅延フィルタである。好ましくは、遅延フィルタは、サブバンドの全周波数範囲にわたって一定の非整数サンプル遅延を提供する。
位相フィルタPk(z)は隣接するサブバンド用の位相フィルタの応答に連続的な位相応答を提供するようになされ、サブバンド信号が合成フィルタで合成されるときに望ましくない信号除去効果を避ける。
これらのフィルタについて、以下により詳細に説明する。
図7は、Nチャンネル入力と2チャンネル出力とを有するオーディオコーディングシステムの模式図で、本発明のサブバンド領域フィルタ構造を内蔵する。各入力チャンネル信号は分析フィルタバンクでサブバンド信号に分解され、エンコードされる。エンコードされたサブバンド信号はエンコード信号あるいはビットストリームに結合される。エンコードされた信号は次にサブバンド信号にデコードされる。各デコードされたサブバンド信号は適切なサブバンド領域フィルタ構造で処理され、ここで符号SnL,m(z)とSnR,m(z)は、チャンネルnのサブバンドm用のサブバンド領域フィルタ構造を示し、その出力は組み合わされてそれぞれLチャンネル、Rチャンネルの出力信号を形成する。Lチャンネル出力用のフィルタサブバンド信号は、Lチャンネル出力信号を生成する合成フィルタバンクで組み合わされ処理される。Rチャンネル出力用のフィルタサブバンド信号は、Rチャンネル出力信号を生成する合成フィルタバンクで組み合わされ処理される。
本発明のサブバンド領域フィルタ構造を用いてHRTFに加えて他のタイプの信号処理を実施してもよく、バイノーラル表現に加えて他の用途に用いてもよい。いくつかの例を前記した。
以下では、振幅フィルタ、遅延フィルタ、および位相フィルタを設計するのに用いる方法を説明する。所望によってはこれらのフィルタを設計するのに他の技法を用いてもよい。本発明にとって不可欠となるような特別な設計技法はない。さらに、これらのフィルタのどれでも、そのフィルタの応答特性を含むことにより他のフィルタの一部として実施されてもよい。
2.振幅フィルタ
上記のように、サブバンド領域フィルタ構造は、一組のサブバンド信号に適用され、そのフィルタした出力を図8の左側に示すように合成フィルタバンクの入力に与える。サブバンド領域構造は、その後の合成フィルタバンクの出力が図8の右側に示される目標時間領域フィルタから得られる出力に実質的に等しくなるように、設計される。この時間領域フィルタは合成フィルタバンクの出力に結合される。
上記のように、サブバンド領域フィルタ構造は、一組のサブバンド信号に適用され、そのフィルタした出力を図8の左側に示すように合成フィルタバンクの入力に与える。サブバンド領域構造は、その後の合成フィルタバンクの出力が図8の右側に示される目標時間領域フィルタから得られる出力に実質的に等しくなるように、設計される。この時間領域フィルタは合成フィルタバンクの出力に結合される。
図8の左側に示すシステムの出力Y(z)は、以下で表される。
ここで、M=サブバンドの総数、
X(z) = 分析フィルタバンクの入力信号
Hk(z) = サブバンドk用の分析フィルタバンクのインパルス応答
Gk(z) = サブバンドk用の合成フィルタバンクのインパルス応答
X(z) = 分析フィルタバンクの入力信号
Hk(z) = サブバンドk用の分析フィルタバンクのインパルス応答
Gk(z) = サブバンドk用の合成フィルタバンクのインパルス応答
式(4)に示す項zMは、図9に示す多数システム用の高貴な等価性から得られる。
その後の誘導を単純化するため、分析フィルタバンクは、HE−AACで用いられるような複素オーバーサンプルフィルターバンクかMPEGサラウンドコーディングシステム(Herreらの「MPEG空間オーディオコーディングのための参照モデル構造(The Reference Model Architecture for MPEG Spatial Audio Coding)」AES会議予講集6447、第118回会議、2005年5月参照)であると仮定され、アンチエイリアシング技法(Shimadaらの「MPEG4オーディオ標準のための低パワーSBRアルゴリズムとそのDSP実施(A Low Power SBR Algorithm for the MPEG-4 Audio Standard and its DSP Implementation)」AES会議予講集6048、第116回会議、2004年5月参照)を実施して、HAC (z)g(z)のエイリアシング項が無視できる程度とする。この過程にて、
HAC (z)g(z) = [T(z),0,・・・,0]T (5)
ここで、
HAC (z)g(z) = [T(z),0,・・・,0]T (5)
ここで、
その後の誘導を簡単にするため、さらに検討される式(9)の要素だけが大きなエネルギを有するものである。図10を参照すると、上手く設計されたフィルタバンクについて、サブバンドk、k+1だけがサブバンド境界近傍の周波数ωで大きなエネルギを有する。
ここで、
結果として、式(9)は以下の通りに簡略化される:
周波数ωにおける各サブバンド領域フィルタの周波数応答はz=exp(jω)を代入することで求められる。さらに、位相フィルタPk(z)は式(12)の第1項と第2項の周波数応答がほぼ等しくなるように設計される。結果として、これら2つのフィルタの合成振幅応答は、それらの振幅応答の合成と等しくなる。振幅フィルタAk(z)は、また実数係数線形位相FIRフィルタでなければならない。これらの必要性を振幅フィルタAk(z)が対称であるという観察と一緒に用い、フィルタF(z)の所望の応答の知識を有して、以下に示す方程を所与の周波数に対する振幅応答に対し書き下す。図11を参照すると、これらの方程式の構成を理解するのに役立つ。
ここで、
Δωを離散値
に減縮することにより上記の方程式を解くことが出来、ω=MΔωi、ω=π−MΔωiに対する振幅応答|Ak(ω)|が得られる。この応答は、パークス(Parks)らの「デジタルフィルタ設計(Digital Filter Design)」ジョン・ワイリー・アンド・サンズ(John Wiley & Sons)、ニューヨーク、1987年に記載されているような技法を用いて振幅フィルタAk(z)の設計に用いることが出来る。
この設計プロセスは次のようにまとめることが出来る。式(13)から(16)を解くことにより、k=1,・・・,Mに対する振幅応答|Ak(ω)|を得て、この応答を用いて線形位相FIRフィルタAk(z)を設計する。
3.遅延フィルタ
非整数サンプル遅延を提供するフィルタは、まとめた周波数に基き群遅延の細かなコントロールがチャンネル間位相差(IPD)、チャンネル間時間差(ITD)およびチャンネル間コヒーレンス差に関係するので、好ましい実施にて使用される。これらの差の全ては精確な空間効果を創造するのに重要である。非整数サンプル遅延は、サブバンド領域フィルタ構造がオリジナル信号のサンプリング間隔より長いサンプリング間隔を有する間引きサンプリング速度で操作されるので、マルチレートフィルタバンクとダウンサンプリングとを用いる実施でより好ましい。
非整数サンプル遅延を提供するフィルタは、まとめた周波数に基き群遅延の細かなコントロールがチャンネル間位相差(IPD)、チャンネル間時間差(ITD)およびチャンネル間コヒーレンス差に関係するので、好ましい実施にて使用される。これらの差の全ては精確な空間効果を創造するのに重要である。非整数サンプル遅延は、サブバンド領域フィルタ構造がオリジナル信号のサンプリング間隔より長いサンプリング間隔を有する間引きサンプリング速度で操作されるので、マルチレートフィルタバンクとダウンサンプリングとを用いる実施でより好ましい。
好ましくは、遅延フィルタはサブバンドの全バンド幅にわたってほぼ線形の位相を有するように設計される。結果として、遅延フィルタはサブバンドのバンド幅にわたってほぼ一定の群遅延を有する。このことによりサブバンド境界での郡遅延ひずみは大幅に削減される。この設計をするための好ましい方法は、群遅延ひずみを取り除こうとすることを避け、代わりにひずみをサブバンド用の合成フィルタの通過帯域外の周波数に変える。
バンド幅にしたがってサブバンド信号をダウンサンプルする実施では、各サブバンド信号に対するサンプリング速度FSsubbandは
ここで、M=サブバンドに対する間引き係数
FStime=オリジナル入力信号のサンプリング速度
FStime=オリジナル入力信号のサンプリング速度
理論的には、全周波数に対し一定の非整数サンプル遅延を提供する理想的な非整数サンプル遅延 (FD)フィルタは、無限周波数応答を必要とする。残念ながら、このことは実際的ではない。FDフィルタの実際的な設計では、ある周波数領域[−ω0,ω0]、ここで、ω0<π、にわたって精確な非整数サンプル遅延を提供する実数汎用FIRあるいはIIRフィルタを用いるのが普通である。ナイキスト周波数ω=π近くの周波数では遅延に大きな偏差がある。ナイキスト周波数は通常非常に高周波数で知覚的には重要ではないので、このことは全バンド幅FDフィルタでは通常問題ではない。残念ながら、サブバンド領域フィルタ構造のサブバンドFDフィルタのナイキスト周波数は、サブバンド領域の周波数に位置する。これらの周波数は充分に低周波数で、知覚的に関係する。このため、従来のFDフィルタは好ましくはない。
この問題を避ける一つの方法は、実数係数FDフィルタを複素サイン波信号で変調し、フィルタの一定遅延領域を変調後に所望の周波数領域をカバーするように変える。このことが、図10に例として図示されている。図12aは、実数係数6次FIR・FDフィルタを図示し、該フィルタは周波数領域[−π/2,π/2]にわたりほぼ一定の非整数サンプル遅延を有する。この遅延からの大きな偏差はナイキスト周波数π周辺で生ずる。図12bは同じフィルタの遅延を図示するが、複素サイン波信号s(n)=exp(jnπ/2)により変調される。結果としての群遅延はπ/2だけシフトされ、周波数領域[0,π]にわたり、ほとんど一定の非整数サンプル遅延を提供する。
好ましくは、FDフィルタはサブバンド合成フィルタ後に大きなエネルギを有する周波数領域にわたり一定の非整数サンプル遅延を持つのが良い。図10に図示されるように、サブバンドkに対する一定の非整数サンプル遅延は、周波数領域[(k−1)π,kπ]をカバーし、k=1,3,5、・・・に対する間引きサブバンド領域の周波数領域[0,π]に相当し、k=2,4,6、・・・に対する間引きサブバンド領域の周波数領域[−π,0]に相当する。したがって、好ましいFDフィルタは、プロトタイプのFDフィルタを周波数ω=π/2またはω=−π/2を有する複素サイン波で変調して得ることが出来る。
この設計プロセスは以下のように要約される。プロトタイプFDフィルタD’k(z)をインパルス応答h’k(n),n=0,・・・,Lk−1で設計し、ここで、Lkはフィルタの長さであり、インパルス応答h’k(n)を奇数のkに対しては複素サイン波s(n)=exp(jπ/2・n)で、偶数のkに対しては複素サイン波s(n)=exp(−jπ/2・n)で変調する。プロトタイプFDフィルタは、ラクソ(Laakso)らの「単位遅延の分解−部分遅延フィルタ設計のためのツール(Splitting the Unit Delay−Tools for Fractional Delay Filter Design)」IEEE信号処理マガジン、1996年1月30−60頁に開示されている種々の方法で得ることが出来る。
4.位相フィルタ
各サブバンドkに対する位相修正フィルタPk(z)=exp(jφk)は、フィルタHk(z)Sk(z)Gk(z)の全位相応答が全てのサブバンドの間の境界の周波数ω=kπ/M、k=1,・・・,M−1,で確実に揃えられるように設計される。各隣接サブバンドフィルタ間の位相応答を合わせることにより、合成フィルタバンクの予期しない信号の削除を防止できる。すなわち、サブバンド境界を越えた連続する位相応答は、サブバンドフィルタが隣接するサブバンドで生じた信号を誤って削除しあるいは減衰する信号をあるサブバンドで生じないようにする。このことは、サブバンドkのフィルタHk(z)Sk(z)Gk(z)の位相応答φk(ω)が次式を満たすように位相修正角φkを選定することで、なされる。
各サブバンドkに対する位相修正フィルタPk(z)=exp(jφk)は、フィルタHk(z)Sk(z)Gk(z)の全位相応答が全てのサブバンドの間の境界の周波数ω=kπ/M、k=1,・・・,M−1,で確実に揃えられるように設計される。各隣接サブバンドフィルタ間の位相応答を合わせることにより、合成フィルタバンクの予期しない信号の削除を防止できる。すなわち、サブバンド境界を越えた連続する位相応答は、サブバンドフィルタが隣接するサブバンドで生じた信号を誤って削除しあるいは減衰する信号をあるサブバンドで生じないようにする。このことは、サブバンドkのフィルタHk(z)Sk(z)Gk(z)の位相応答φk(ω)が次式を満たすように位相修正角φkを選定することで、なされる。
多くの用途で、サブバンド領域フィルタSk(z)に対する他の設計的考慮が、隣接サブバンド間の境界で同じような大きさの遅延をもたらす。この条件は、隣接サブバンドでのフィルタの位相応答をサブバンド間の境界で確実に一致させるのに通常充分である。
C.複雑さの低い変形
サブバンド領域フィルタ構造を実施するのに用いられる技法の計算の複雑さは、以下に説明する多くの方法で低減することが出来る。
サブバンド領域フィルタ構造を実施するのに用いられる技法の計算の複雑さは、以下に説明する多くの方法で低減することが出来る。
1.サブバンドフィルタの次数
比較的高周波数のサブバンドで用いるフィルタの計算の複雑さは、それらのサブバンドでの目標HRTF応答のスペクトルの詳細が粗いことのため、また、聴力がそれらのサブバンドの周波数で減じることのために、低減される。
比較的高周波数のサブバンドで用いるフィルタの計算の複雑さは、それらのサブバンドでの目標HRTF応答のスペクトルの詳細が粗いことのため、また、聴力がそれらのサブバンドの周波数で減じることのために、低減される。
ヒトの聴覚システムは異なる周波数の音を等しい感度で知覚しないことが知られている。サブバンド領域フィルの計算の複雑さはシミュレートするHRTFでの誤差が識別できないときには低減することができる。たとえば、低次の振幅フィルタAk(z)を、知覚される音質を悪化させることなく高周波数のサブバンドで用いることが出来る。実証テストでは、多くのHRTFの振幅応答が約2kHz以上の周波数のサブバンドに対し0次FIRフィルタで充分にモデル化されることが示された。これらのサブバンドに対して、振幅フィルタAk(z)は、単一の倍率として実施されてもよい。遅延フィルタDk(z)の計算の複雑さは、整数サンプル遅延フィルタを用いることにより比較的高周波数のサブバンドで低減することが出来る。非整数サンプル遅延は、ヒトの聴覚システムが高周波数でITDに対し鈍感であるので、約1.5kHz以上の周波数のサブバンドに対して整数サンプル遅延で置き換えることが出来る。整数サンプル遅延フィルタは、FDフィルタよりも実施するのにかなり安価である。
2.組合せコーディングプロセス
図3に示すようなオーディオデコーダの空間サイド情報を利用するのに用いるプロセスの計算の複雑さは、空間オーディオデコーディングおよびバイノーラル表現を実行するのに用いられる2つのプロセスを組み合わせて単純化することにより低減することができる。
図3に示すようなオーディオデコーダの空間サイド情報を利用するのに用いるプロセスの計算の複雑さは、空間オーディオデコーディングおよびバイノーラル表現を実行するのに用いられる2つのプロセスを組み合わせて単純化することにより低減することができる。
上記のように、典型的なサイド情報のパラメータには、チャンネルレベル差(CLD)、チャンネル間時間差(ITD)あるいはチャンネル間位相差(IPD)、およびチャンネル間コヒーレンス(ICC)が含まれる。実際には、CLDとICCがオリジナルの多チャンネルオーディオプログラムの精確な空間的イメージを再現するのにより重要である。
CLDおよびICCパラメータだけが使われると、図3に示される空間サイド情報利用は図13に示されるように実施される。この例では、オリジナルの多チャンネルオーディオプログラムは単一チャンネル信号にダウンミキシングされている。CLDのラベル付きブロックは、各出力チャンネル信号の適切な信号振幅を獲得するプロセスを表し、ICCのラベル付きブロックは、出力チャンネル信号間の適切な量の無相関を獲得するプロセスを表す。各CLDブロックのプロセスは、全広域バンド単一チャンネル信号に適用されるゲインによって実施され、あるいは、単一チャンネル信号のサブバンドに適用される別々のゲインのセットによって実施される。各ICCブロックのプロセスは、広域バンド単一チャンネル信号に適用される全域通過フィルタにより実施され、あるいは、単一チャンネル信号のサブバンドに適用される別々の全域通過フィルタのセットによって実施される。
所望により、デコーディングおよびバイノーラル表現プロセスの計算の複雑さは、CLDブロックのプロセスだけを用いることにより出力信号の品質を犠牲にすることとの引き換えにて、さらに低減することができる。図14は、どのようにこの単純化されたプロセスが図3に図示するシステムに組み込まれるのかを図解する。Rs、R、C、L、Ls(右側周囲、右、中央、左、左側周囲)チャンネル用の信号は振幅だけが互いに異なっている。
図14に示される処理する構成部品の構造は、すべてのプロセスが線形であるので、結果の精度に影響することなく、図15に示すように再構築される。図示のように、図14に示されるそれぞれ個々のHRTF用のフィルタ構造を実施するのに用いられるプロセスは、広域バンドゲイン係数により、あるいは、サブバンドゲイン係数のセットにより修正され、その後に各出力チャンネル用の合成HRTFを実施する、図15に示すようなフィルタ構造を形成するのに組み合わされる。用途によっては、CLDゲイン係数はエンコードされた信号と共に搬送され、周期的に修正される。この種の用途では、異なった合成HRTFに対する新しいフィルタ構造が、各ゲイン係数の変化と共に形成される。
このアプローチにより、デコーディングプロセスの計算の複雑さを低減できる。なぜならば、合成HRTFのためのサブバンド領域フィルタ構造を形成しそのフィルタをこれらの合成HRTFに適用するのに必要とされる計算資源の量は、図14に示される個々のHRTF用のフィルタ構造に適用されるのに必要な計算資源の量よりはるかに少ないからである。計算の複雑さのこの低減は、バイノーラル表現の品質の低下に対してバランスさせるのがよい。品質低下の主な原因はICCパラメータによる信号の無相関化に必要なプロセスの省略である。
3.組合せフィルタ
2つ以上のサブバンドに対するフィルタの計算の複雑さは、サブバンドに対するフィルタが共通の構成部品フィルタAk(z),Dk(z)あるいはPk(z)を有していれば、低減される。共通の構成部品フィルタはサブバンドの信号を組み合わせ、1回だけ共通の構成部品フィルタを用いることにより実施される。
2つ以上のサブバンドに対するフィルタの計算の複雑さは、サブバンドに対するフィルタが共通の構成部品フィルタAk(z),Dk(z)あるいはPk(z)を有していれば、低減される。共通の構成部品フィルタはサブバンドの信号を組み合わせ、1回だけ共通の構成部品フィルタを用いることにより実施される。
バイノーラル表現の例を図16に示す。この例では、音源1、2、3に対するHRTFは実質的にサブバンドkにおけるのと同じ遅延フィルタDk(z)を有し、音源4、5に対するHRTFは、実質的にサブバンドkにおけるのと同じ位相フィルタPk(z)に加え実質的に同じ遅延フィルタDk(z)を有する。サブバンドkにおける音源1、2、3のHRTF用の遅延フィルタは、サブバンド信号をダウンミキシングし1つの遅延フィルタDk(z)をダウンミキシングされた信号に適用することにより実施される。サブバンドkの音源4、5のHRTF用の遅延フィルタおよび位相フィルタは、サブバンド信号をダウンミキシングし1つの位相フィルタPk(z)と1つの遅延フィルタDk(z)とをダウンミキシングされた信号に適用することにより実施される。ダウンミキシングされフィルタされたサブバンド信号は、組み合わされ、上述のように合成フィルタバンクへ入力される。
構成部品フィルタがすべてのサブバンドおよびすべてのチャンネルあるいは音源に共通ならば、共通フィルタは時間領域で実施され、図17に図解する例で示されるように合成フィルタの出力に提供される。共通フィルタが遅延フィルタであれば、フィルタが整数サンプル遅延を提供するように設計することで、計算の複雑さをさらに低減することができる。
D.実施
本発明の種々の局面を組み入れた装置は、コンピュータで実行するソフトウェアや汎用コンピュータにあるようなものに類似するコンポーネントに接続されるデジタル信号プロセッサ(DSP)回路のような特定コンポーネントを含む他の装置などを含む種々の方法で実施される。図18は、本発明の局面を実施するのに用いられる装置70の模式的ブロック図である。DSP72は、計算資源を提供する。RAM73は、処理のためにDSP72で用いられるシステムランダムアクセスメモリ(RAM)である。ROM74は、装置70を操作するのに必要なプログラムを記憶し、本発明の種々の局面を実行するリードオンリーメモリ(ROM)のような永久的ストーレッジの形態を示す。I/Oコントロール75は、通信チャンネル76、77を用いて信号を受信し伝達するインターフェース回路を示す。図示の実施の形態では、すべての主要なシステム構成部品はバス71に連結され、バス71は1つ以上の物理的あるいは論理的バスを示すが、バス構築は本発明の実施には必須ではない。
本発明の種々の局面を組み入れた装置は、コンピュータで実行するソフトウェアや汎用コンピュータにあるようなものに類似するコンポーネントに接続されるデジタル信号プロセッサ(DSP)回路のような特定コンポーネントを含む他の装置などを含む種々の方法で実施される。図18は、本発明の局面を実施するのに用いられる装置70の模式的ブロック図である。DSP72は、計算資源を提供する。RAM73は、処理のためにDSP72で用いられるシステムランダムアクセスメモリ(RAM)である。ROM74は、装置70を操作するのに必要なプログラムを記憶し、本発明の種々の局面を実行するリードオンリーメモリ(ROM)のような永久的ストーレッジの形態を示す。I/Oコントロール75は、通信チャンネル76、77を用いて信号を受信し伝達するインターフェース回路を示す。図示の実施の形態では、すべての主要なシステム構成部品はバス71に連結され、バス71は1つ以上の物理的あるいは論理的バスを示すが、バス構築は本発明の実施には必須ではない。
汎用コンピュータシステムで実施される実施の形態では、キーボードやマウスおよびディスプレイなどの装置とインターフェースするために、また磁気テープやディスクあるいは光媒体などの記憶媒体を有する記憶装置78を制御するために追加の構成部品が含まれる。記憶媒体は、オペレーティングシステム、ユティリティおよびアプリケーション用の命令プログラムを記録するのに用いられ、また、本発明の種々の局面を実施するプログラムを含んでもよい。
本発明の種々の局面を実行するのに必要な機能は、離散化論理部品、集積回路1つ以上のASICおよび/またはプログラム制御プロセッサを含む広範な方法で実施される構成部品で実行される。これらの構成部品が実施される方法は、本発明にとってあまり重要ではない。
本発明のソフトウェアの実施は、ベースバンドあるいは超音速から紫外線周波数を含むスペクトル全域にわたる変調通信経路などの種々の機械読取可能媒体により、あるいは、磁気テープやディスク、光カードやディスクおよび紙を含む媒体上の検出可能なマーキングを含む基本的にいかなる記録技術による情報を搬送する記憶媒体により、搬送されてもよい。
Claims (17)
- 入力信号で代表される入力情報を処理する方法であって:
入力情報を受け取り、該入力情報から入力信号の複数のサブバンド信号を獲得する工程と;
振幅、遅延および位相修正フィルタを対応するサブバンド信号に適用して個々のフィルタされた信号を生成する工程であって、各個々のフィルターされた信号は、対応するサブバンド信号に関して振幅を変えられ、時間を遅れさせられ、位相を修正され、また、前記遅延フィルタの少なくともあるものは非整数サンプル遅延フィルタである、工程と;
前記フィルタされた信号に合成フィルタバンクを適用して出力信号を生成する工程とを備える;
方法。 - 前記非整数サンプル遅延フィルタは、複素サイン波で実数の係数を有するプロトタイプの非整数サンプル遅延フィルタのインパルス応答を変調することで得られる;
請求項1に記載の方法。 - 前記遅延フィルタの少なくともあるものは、整数サンプル遅延フィルタである;
請求項1または2に記載の方法。 - 個々の遅延フィルタは有限インパルス応答(FIR)フィルタで群遅延を伴って実施され、該群遅延は前記個々の遅延フィルタによりフィルタされた個々のサブバンド信号のバンド幅を含む周波数領域にわたって一定の値からずれており、前記個々のサブバンド信号のバンド幅内でのずれ量はそのバンド幅の外側のずれ量より小さい;
請求項1ないし3のいずれか1項に記載の方法。 - 合成フィルタバンクは、マルチレートフィルタバンクである;
請求項1ないし4のいずれか1項に記載の方法。 - 前記個々のフィルタされた信号の2つ以上が、共通のフィルタにより時間で遅れ、あるいは、位相で修正される;
請求項1ないし5のいずれか1項に記載の方法。 - サブバンドゲイン係数で複数のフィルタを修正する工程と;
修正されたフィルタを組合せる工程であって、前記サブバンド信号に適用される遅延および位相修正フィルタを含む合成フィルタ構造を形成する、工程とを備える;
請求項1ないし6のいずれか1項に記載の方法。 - 前記サブバンドゲイン係数を前記入力情報から獲得する工程を備える;
請求項7に記載の方法。 - 入力信号で代表される入力情報を処理する装置であって:
入力情報を受け取り、該入力情報から入力信号の複数のサブバンド信号を獲得する手段と;
振幅、遅延および位相修正フィルタを対応するサブバンド信号に適用して個々のフィルタされた信号を生成する手段であって、各個々のフィルターされた信号は、対応するサブバンド信号に関して振幅を変えられ、時間を遅れさせられ、位相を修正され、また、前記遅延フィルタの少なくともあるものは非整数サンプル遅延フィルタである、手段と;
前記フィルタされた信号に合成フィルタバンクを適用して出力信号を生成する手段とを備える;
装置。 - 前記非整数サンプル遅延フィルタは、複素サイン波で実数の係数を有するプロトタイプの非整数サンプル遅延フィルタのインパルス応答を変調することで得られる;
請求項9に記載の装置。 - 前記非遅延フィルタの少なくともあるものは、整数サンプル遅延フィルタである;
請求項9または10に記載の装置。 - 個々の遅延フィルタは有限インパルス応答(FIR)フィルタで群遅延を伴って実施され、該群遅延は前記個々の遅延フィルタによりフィルタされた個々のサブバンド信号のバンド幅を含む周波数領域にわたって一定の値からずれており、前記個々のサブバンド信号のバンド幅内でのずれ量はそのバンド幅の外側のずれ量より小さい;
請求項9ないし11のいずれか1項に記載の装置。 - 前記合成フィルタバンクは、マルチレートフィルタバンクである;
請求項9ないし12のいずれか1項に記載の装置。 - 前記個々のフィルタされた信号の2つ以上が、共通のフィルタにより時間で遅れ、あるいは、位相で修正される;
請求項9ないし13のいずれか1項に記載の装置。 - サブバンドゲイン係数で複数のフィルタを修正する手段と;
修正されたフィルタを組合せる手段であって、前記サブバンド信号に適用される遅延および位相修正フィルタを含む合成フィルタ構造を形成する、手段とを備える;
請求項9ないし14のいずれか1項に記載の装置。 - 前記サブバンドゲイン係数を前記入力情報から獲得する手段を備える;
請求項15に記載の装置。 - 請求項1ないし8のいずれか1項に記載の方法を実施する装置により実行可能な命令プログラムを搬送する媒体。
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