BR102013012331B1 - Aparelho e método para transmitir e receber dados do usuário sobre uma fibra óptica plástica e circuito integrado - Google Patents

Abstract

aparelho e método para transmitir e receber dados do usuário sobre uma fibra óptica plástica e circuito integrado. a presente invenção refere-se à transmissão e recepção de dados sobre uma fibra óptica plástica. em particular, a presente invenção provê transmissão e recepção sobre a fibra óptica plástica de uma estrutura do molde particularmente adequada. a estrutura do molde inclui uma sequência de sincronização e partes dos dados do usuário alternando com as partes alternadas do sinal de referência e as partes dos dados de controle. o comprimento das partes dos dados do usuário pode ser igual, o comprimento da sequência de sincronização e os dados de controle e as partes do sinal de referência também podem ser iguais. as distâncias entre a sequência de sincronização e as partes do sinal de referência e as partes dos dados de controle são vantajosamente iguais. a alternação de dados e de informações adicionais evita a latência da decodificação dos dados enquanto mantém a taxa necessária para as informações adicionais.

Description

A presente invenção refere-se a uma transmissão de .5 ciados, sobre uma fibra óptica plástica. Em particular, a presente invenção refere-se a um método e um aparelho para transmitir e receber dados sobre uma fibra óptica plástica utilizando uma estrutura particular do molde.

HISTÓRICO DA INVENÇÃO

Sistemas de comunicação atuais utilizam vários tipos de interfaces de rádio e cabo. Os mais confiáveis são as Fibras Ópticas de Vidro, que também permitem altas taxas de transmissão. Por outro lado, os cabos de cobre ainda fazem parte das linhas de telefone, que também são utilizados para 1'5 transmissão de dados. Especialmente nas últimas décadas, a comunicação sem fio tem se desenvolvido rapidamente. Todos estes meios de transporte de dados têm suas próprias características e são adequados para implantação em diferentes cenários e arquiteturas.

Fibras Ópticas de Vidro (GOF) são utilizadas hoje em dia especialmente para a comunicação que requer uma alta largura de banda e atenuação muito baixa. Visto que as Fibras Ópticas de Vidro têm diâmetros muito pequenos e aberturas numéricas baixas (NA) sua instalação requer ferramentas 25 especiais de conectores eletrônicos caros e operadores de instalação qualificados.

Outra possibilidade é a implantação de Fibras Ópticas Plásticas (POF), por exemplo, à base de poli-metil- metacrilato (PMMA) , com um diâmetro de núcleo maior 30 (aproximadamente 1 mm) e uma abertura numérica alta (NA de , aproximadamente, 0,3 a 0,5). Quanto menos cara e mais utilizada a fibra óptica plástica for uma SI-POF com uma abertura numérica de 0,5. Entretanto, há também uma SI-POF corn uma baixa abertura numérica de 0,3 permitindo maiores taxas de Dados, bem. como PMMA GI-POF com um produto de comprimento de largura de banda perto de 1 GHz x 100 metros. PMMA tem várias janelas de atenuação que permitem, a POF ser 5 utilizada com diferentes fontes de luz visíveis de díodos emissores de luz (LED) de azul para vermelho ou Díodos de Lasers vermelhos (LD).

Na comparação com GOF, as fibras ópticas plásticas têm uma vantagem de .uma instalação muito fácil. Elas podem 10 ser implementadas pelos trabalhadores de instalação não profissionais ou profissionais utilizando ferramentas básicas como tesouras ou cortadores de e conectores de plástico de baixo custo. É resistente ao desalinhamento e fortes vibrações para ser instalada em ambientes industriais e 15 automotivos sem perda de capacidade de comunicação. As conexões de POF também têm tolerância muito maior ao pó residual sobre a superfície terminal do que GOF, devido ao maior diâmetro central.

Visto que a transmissão sobre a POF é óptica, 20 fibras ópticas plásticas são completamente imunes a ruídos elétricos. Assim., a fiação de cobre existente não interferirá çom os dados que passam pelas fibras ópticas plásticas para que possa ser instalada próxima aos cabos elétricos. Os conectores de fibra óptica plástica e optoeletrônicas para 25 POF são partes de consumo principalmente de baixo custo que permitam aos operadores, de instalação economizar custos de ' instalação e cabo, teste e tempo de manutenção. Fibras ópticas plásticas têm sido amplamente empregadas, em particular, para as redes de informação e entretenimento em 30 carros e agora podem ser vistas como um padrão global para redes de alta velocidade de carro on-board como os Transportes de Sistemas Orientados por Mídia (MOST).

A figura 1 ilustra um exemplo de um sistema para transmissão e recepção de dados sobre a EOF. A transmissão sobre as fibras ópticas plásticas tem como base uma modulação de intensidade da luz com detecção direta. 0 sinal a ser transmitido é gerado a partir de um circuito digital 110 para 5. codificação e modulação das informações do fluxo de dados do usuário e passa por uma extremidade frontal análoga (AFE) do transmissor (Tx) 120 para conversão de dados digitais em um sinal eletrônico para controlar o elemento emissor de luz 130. Após - esta conversão do sinal elétrico era um sinal 10 óptico, o último é então inserido na fibra óptica 150. Os conversores ópticos elétricos utilizados para as fibras ópticas plásticas sãó tipicamente diodos emissores de luz (LED) caracterizados pelas propriedades como um comprimento de onda máximo, uma largura do comprimento de onda ou 15 lançamento da distribuição modal. A resposta de LED em termos de conversão elétrica em óptica é não linear. Assim, o LED introduz a distorção harmônica na forma de compressão dinâmica sobre o sinal de comunicação. Além disso, a. resposta não linear tem uma alta dependência com a temperatura.

Durante a transmissão do sinal através das fibras ópticas plásticas 150, a luz é afetada pela atenuação grave, bem como a distorção, principalmente, devido à dispersão modal. A dispersão modal é causada por diferentes modos de propagação de luz na fibra em caminhos diferentes e com 25 diferentes velocidades e atenuações, resultando em tempos de chegada diferentes â do receptor. O sinal óptico também é afetado por um chamado acoplamento de modo onde a energia de modos de ordem superior é transferida aos modos de ordem inferior e vice-versa. Em consequência, um impulso óptico é 30 ampliado que leva a largura de banda menor do sinal.

Em um receptor, o sinal óptico da fibra óptica plástica 150 è convertido na intensidade elétrica por meios de um conversor optoelétrico 170 como um fotodiodo. Então, o sinal elétrico é processado pela extremidade frontal análoga (AFE) 180. Em particular, é amplificado, inter alia, põr um amplificador de transimpedância (TIA) e conectado a um receptor digital 190. O TIA é tipicamente a fonte de ruído 5 mais importante que limita a sensibilidade do sinal do sistema de comunicação. Por causa da POF presente um alto fator de atenuação com o comprimento, o fotodiodo e TIA devem ser desenhados para poder operar com uma faixa multo alta da entrada da potência óptica, com fonte de tensão limitada.

Isto é permitido pela implementação do Controle de Ganho Automático (AGC). que controla a transimpedância como uma função da corrente média do fotodiodo.. Vários parâmetros, como distorção harmônica, largura de banda e grupo de atraso, bem como a entrada referida como ruído e ruído da tremulação 15 do TIA depende da transimpedância variável, assim, o receptor digital deve poder rastrear todos estes parâmetros variáveis para otimamente decodificar os dados de comunicação.

Referente à tecnologia de transmissão de dados, a GOF foi com sucesso utilizando uma modulação de não retorno a 20 zero (NRZ) .. Em particular, os atuais sistemas de comunicação de fibra de vidro utilizam principalmente codificação de linha de NRZ 8b/10b ou NRZI 4b/5b que requer uma taxa baud de 1,25 GHz e 125 MHz para as soluções de 1 Gbps e 100 Mbps, respectivamente. Assim, as soluções atuais de fibra óptica 25 plástica também adotaram a modulação de NRZ para comunicações de dados. Entretanto, as fibras ópticas plásticas têm uma resposta de frequência e tempo diferente da das fibras de vidro e também consideravelmente atenuação mais alta. Como um meio de comunicação, as fibras ópticas plásticas mostram uma 30 dispersão muito elevada restrita devido ao seu importante modo diferencial de atraso e atenuação de modo diferencial. Os fotodiodós com área maior necessários para o acoplamento com uma fibra têm tipicamente uma largura de banda limitada.

Era vista de uma resposta de frequência da fibra óptica plástica , as soluções que suportam 100 ou 150 Mbps são possíveis até ca. 30 metros com orçamento do link suficiente para a instalação, mas 1 Gbps não parece ser viável sem uma 5 tecnologia mais avançada.

A figura 2A mostra uma variação da largura de banda óptica da POF (eixo y, em MHz) como uma função do comprimento da fibra (eixo x, em metros) . A figura 2B mostra a variação, do produto largura de banda-comprimento (eixo y, em MHclOOm) 10 como uma função do comprimento da fibra. Aqui, a fibra é uma SI-POF com uma abertura numérica NA de 0,5 (em particular, modelo Mitsubishi Eska-GH4001) , e a fonte de luz é um RCLED com condição de lançamento FWHN NA de 0,31,comprimento de onda máximo: de 658 nanômetros e um comprimento de onda FWHN 15 de 21 nanômetros. Como pode ser visto da figura 1, uma resposta plana adequada para uma taxa baud desejada de 1,25 GHz é possível apenas nos primeiros metros da fibra óptica plástica. Para uma fonte de luz a laser, a largura de banda óptica como uma função de comprimento é muito semelhante.

Desta forma,, o engarrafamento da largura de banda é produzido por fibras ópticas plásticas independentemente em quão rápida a fonte de luz está, pois o fator de limitação é, em particular, a dispersão modal pelo acoplamento do modo na fibra.

Como pode ser visto das características descritas acima sobre a fibra óptica plástica e as optoeletrônicas, ~ suas características de temperatura e não lineares variantes de tempo representam vários desafios para otimização de transmissão de dados sobre este meio. Técnicas como a pré— 30: codificação Tomlinson Hara.shima, equalização adaptativa, codificação adaptativa e modulação ajudam a melhorar a transmissão. Entretanto, a fim de eficientemente empregá-las, informações adicionais devem ser transmitidas com os dados sobre a fibra óptica plástica.

IEEE padrão 8 02.3u é conhecido como Ethernet rápida. A Ethernet rápida pode ser transmitida de acordo com 100BASE-FX sobre a fibra ópticar que pode ser uma fibra de 5 modo único (SMF) ou uma fibra com vários modos (MMF). A Ethernet rápida provê transmissão com taxa de 100 Mbps na camada física. Esta emprega PCS e PMA (cf. IEEE 802.3 Cláusula 24, PMD: IEEE 802.3 Cláusula 26). 100BASE-FX não provê uma estrutura física do molde que permitiria transmitir 10 os sinais necessários Para a equalização adaptativa, codificação e modulação. A camada física tem como base o código do bloco de linha 4b5b com modulação NRZI (não retorno a zero- invertido) . O código 4b5b é um código limitado da tiragem que mapeia grupos de quatro bits em grupos de cinco 15 bits. As palavras de 5-bit são predefinidas em um dicionário e escolhidas para garantir a presença de pelo menos duas transições por bloco de 5 bits. Os códigos binários 1 da modulação NRZI com uma transição e binário 0 sem transição de üm sinal. A combinação de NRZI e 4b5b provê um número 20 suficiente de transições de relógio por tempo, tornando fácil a recuperação do tempo. Códigos livres da codificação 4b5b são utilizados para sinalização de falha e de colisão entre os parceiros de link. 0 tempo de operação do bit é ainda limitado, de modo que © desequilíbrio de DC seja restringido. - 25 Além disso, a codificação de NRZI produz pré-ênfase de alta frequência, que auxilia a reagir à resposta de passa-baixo do canal de comunicação. A codificação de linha 4b5b resulta em 25% da largura de banda extra necessária.

Outro padrão é IEEE 802.3z (lOOOBASE-X), que provê 30 Ethernet de 1 Gbps as fibras ópticas (SMF e MMF) . Semelhantemente ao acima, PCS e PMA são utilizadas (cf. IEEE 802.3 Cláusula 36, PMDs: Cláusula 38, para ondas longas (10003ASE-LX) e curtas (lasers (1000BASE-SX)). Não provê uma estrutura do, molde para técnicas avançadas de modulação e equalização. Este padrão emprega a codificação de linha 8bl0b com modulação NRZ, A codificação 8bl0b provê bom equilíbrio de DC e o periodo de execução limitado torna mais fácil a 5 recuperação de tempo no receptor. Os códigos livres da codificação 8bl0b são utilizados para sinalização, detecção de carregador, detecção de colisão etc. Entretanto,. uma largura de banda extra em 25% é necessária devido à codificação de linha. 0 uso deste padrão para IGbps sobre a 10 POF provê um desempenho muito limitado, sendo possível apenas na fibra mais curta (poucos metros).

Os padrões utilizados para a rápida transmissão de sinais sobre outra mídia como IEEE 802.3ab, 1000BASE-T (Ethernet de 1 Gbps sobre 4 pares de cobre torcido Classe D com impedância nominal 10.0 ohm IE'C 11:801:1995) não são adequados para a fibra óptica plástica desde que a fibra óptica plástica tenha características substancialmente diferentes, embora possam incluir um molde e símbolos diferenciados para treinamento e transmissão normal de dados.

A fibra óptica plástica é um meio no qual as optoeletrônicas. tipicamente apresentam distorções harmônicas de ordens pares e ímpares devido às limitações de tecnologia de submícron. Em geral, o LED é uma fonte de luz de baixo custo, com largura de banda limitada e alta não linearidade na conversão de ’ < .25 corrente elétrica em potência óptica. POF é linear para a potência típica injetada, que é limitada devido às restrições ~ de segurança aos olhos. A Transimpedância do Fotodiodo e do Amplificador é altamente dependente da largura de banda e ruído no ganho. Devem Operar em uma faixa dinâmica muito 3C ampla (fibras curtas e longas), assim há limites tecnológicos para prover uma resposta linear. Tipicamente haverá distorção harmônica de ordem. ímpar produzida por estes dispositivos que requer compensação. Adicionalmente, a distorção harmônica em dispositivos optoeletrõnicos tem. uma grande dependência com a temperatura. Isto impõe a exigência de rastreamento continuo da resposta do canal não linear.

SUMÃRIO DA INVENÇÃO

Em vista das características mencionadas acima da fibra óptica plástica, o objetivo da presente invenção é prover uma estrutura do molde de comunicação eficiente para o sistema de transmissão adaptativa com base nas fibras ópticas plásticas.

Este é obtido pelas características das reivindicações independentes.

Outras realizações vantajosas são apresentadas nas reivindicações dependentes.

É uma abordagem particular da presente invenção prover uma estrutura do molde que começa com uma sequência de sincronização e na qual os dados do usuário regularmente alternam com o sinal adicional, a saber com o sinal de referência e informações de controle,

De acordo com um aspecto da presente invenção um método é provido para transmitir dados do. usuário sobre uma fibra óptica plástica. O. método inclui as etapas a seguir; gerar uma sequência de sincronização, um sinal de referência r ' e um sinal de controle; formar um molde um molde que começa com a sequência de sincronização gerada e incluindo uma ,j, _ ’25 pluralidade de partes para transmitir os dados do usuário, uma pluralidade de partes do sinal de referência, e uma pluralidade de partes dos dados de controle, em que uma parte para transmitir os dados do usuário está localizada entre cada duas da sequência de sincronização, de uma parte do 1 p sinal de referência e de uma parte dos dados de controle, e J transmitir o molde gerado sobre uma fibra óptica plástica,

De acordo com outro aspecto da presente invenção, ; um método é provido para receber dados utilizados sobre uma fibra óptica plástica. O método inclui as etapas: receber sobre um sinal de fibra óptica plástica; detectar no sinal recebido uma sequência de sincronização indicando o início de um molde; extrair do molde uma pluralidade de partes de um 5 sinal de referência e dados de controle, em que uma parte para transmitir os dados do usuário está localizada entre cada duas da sequência de sincronização, de uma parte do sinal de referência ~e de uma parte- dos dados de controle.

Se os dados do usuário foram transmitidos, o método 10 ainda inclui uma etapa de extração e decodificaçâo dos dados do usuário com base nos sinais de referência extraídos e dados de controle.

De acordo com outro aspecto da presente invenção, um aparelho é provido para transmitir dados do usuário sobre 15 uma fibra óptica plástica. O aparelho inclui a gerador for gerar a sequência de sincronização, um sinal de referência e a sinal de controle; um montador do molde para formar um molde começando com a sequência de sincronização gerada e incluindo uma pluralidade de partes para transmitir os dados 20 do usuário, uma pluralidade de partes do sinal de referência, e uma pluralidade de partes dos dados de controle, em que uma parte para transmitir os dados do usuário está localizada entre cada duas, da sequência de sincronização, de uma parte do sinal de referência e de uma parte dos dados de controle, 25 e o transmissor para transmitir o molde sobre uma fibra óptica plástica.

De acordo com outro aspecto da presente invenção, um aparelho é provido para receber dados utilizados sobre uma fibra óptica plástica. 0 aparelho inclui um receptor para 30 receber sobre um sinal de fibra óptica plástica; um sincronizador para detectar no sinal recebido uma sequência de sincronização indicando inicio de um molde; um detector de sinal para extrair do molde uma pluralidade de partes de um sinal de referência, em que uma parte para receber os dados do usuário está localizada entre cada duas da sequência de sincronização, de uma parte do sinal de referência e dè uma parte dos dados de controle.

No caso em que os dados do usuário foram transmitidos, um decodificador de dados incluído no aparelho pode ser adaptado para extrair e decodificar os dados do usuário com base nos sinais de referência extraídos e dados de controle. ' “

É observado que a parte para transmitir os dados do usuário pode, mas não necessariamente, incluir os dados reais do usuário. Isto é dado pela disponibilidade dos dados do usuário. Por exemplo, no modo de baixa potência, os dados do usuário não são transmitidos.

A substituição das partes dos dados do usuário, partes do sinal de referência e informações de controle provê a vantagem de evitar a latência na transmissão de dados no transmissor e correspondentemente na recepção e decodificação de dados no receptor. Ao mesmo tempo, mais informações 20 adicionais podem ser transmitidas na pluralidade de partes, permitindo empregar as técnicas de equalizaçâo adaptativa e codificação e modulação.

Empregar a fibra óptica plástica provê muitas vantagens# Em particular, com relação ao meio de transmissão ‘-25 sem fio e eletrônico, POF são resistentes contra interferência eletromagnética. Em comparação Com a fibra óptica de vidro, POF permite instalação mais fácil, é menos cara e provê robustez mais alta com relação às conexões. A presente invenção explora as vantagens da POF e provê um 30 sistema adaptativo que permite uma comunicação com alta taxa de dados sobre a POF.

A fibra óptica plástica aqui é qualquer fibra óptica comercialmente disponível feita de plástico. A presente invenção refere-se a um processamento digital a ser realizado no transmissor antes do sinal ser convertido em valores análogos para controlar um elemento emissor de luz para gerar o sinal óptico injetado na POF e/ou no receptor 5 após o sinal óptico ser detectado por um elemento fotoelétrico.

Vantajosamente.,, a distância em termos de prazo entre cada duas da sequência de sincronização, de uma parte do sinal de referência e de uma parte dos dados de controle é 10 igual. Isto provê a vantagem de uma estrutura do molde regular que é particularmente útil para recuperação de tempo e ainda para um modo de baixa potência de acordo com uma realização da presente invenção descrita abaixo.

De modo alternativo ou adicional, preferivelmente o 15 comprimento em termos de prazo da sequência de sincronização, uma parte do sinal de referência e uma parte dos dados de controle é igual. Isto também contribui com uma regularidade do molde e uma implementação mais fácil. O prazo aqui pode I ser o prazo do simbolo (taxa do símbolo), como contraste ao 20 número de bits que dependendo modulação empregada e pode diferir dentro do molde e entre os diferentes moldes.

Preferivelmente, entre cada duas partes do sinal de referência há uma parte dos dados de controle. Isto suporta o sinal de referência distribuído e a estrutura das informações ’’25 de controle.

De acordo com uma realização da presente invenção, um modo de baixa potência é provido, no qual os intervalos designados para transmissão de dados poder ser transmitida com quase nenhuma potência ou nenhuma potência quando nenhum 30 dado do usuário está disponível. Em particular, no modo de baixa potência, o método para transmitir os dados sobre a POF pode incluir uma etapa de transmissão de baixa potência incluindo transmitir substancialmente sem potência dentro das partes dos dados do usuário do molde enquanto ainda transmite a sequência de sincronização, o sinal de referência e as informações de controle com uma potência não zero predeterminada. Correspondentemente, no modo de baixa potência, o método para receber os dados sobre a POF pode incluir uma etapa de recepção de baixa potência incluindo respectivamente receber substancialmente nenhuma potência dentro.das,partes dos dados do usuário do molde, e receber a sequência de sincronização, o sinal de " referência e as _ 10 informações de controle com uma potência não zero.

C modo de baixa potência provê uma grande economia de energia quando nenhum dado está disponível para a transmissão, nenhuma transmissão é realizada. A economia também é provida no lado do receptor desde que o receptor não 15 tenha que realizar a recepção, durante os. intervalos de dados se não for necessário. O termo "substancialmente" nenhuma potência refere-se ao fato de que ainda alguma potência restante pode estar presente em uma parte dos dados do usuário. Por exemplo, para a transmissão no modo dormir e 20 despertar do modo dormir depois, ou antes, da transmissão da parte das informações adicionais, ligando e desligando a potência pode levar um tempo.

Vantajosamente, a aplicação da transmissão e/ou recepção do modo de baixa potência pode ser indicada dentro 25 das informações de controle. A sinalização pode ser realizada dentro do cabeçalho distribuído em pedaços em todo o molde e ~ pode aplicar no próximo molde ou nos próximos moldes. De modo alternativo, as informações de controle podem sinalizar a aplicação do modo de baixa potência (transmissão de nenhum 30 dado sem. potência), para as seguintes partes dos dados do usuário até qué uma sinalização ao contrário seja recebida. Entretanto, a presente invenção não está limitada e um sinalização também pode ser realizada de qualquer outra forma, ou não implementada. Por exemplo, o receptor pode detectar se a potência óptica é transmitida em um número de símbolos e se não, pode desligar a recepção para o(s) período.(s) ''dormir". preferivelmente, a sequência de sincronização é uma sequência predefinida de simbolos modulada por uma modulação de amplitude por pulso de 2 níveis. Isto permite uma transmissão robusta da sequência de sincronização e sua detecção com baixa complexidade. - - -

A sequência de sincronização e/ou cada parte do sinal de referência e/ou cada parte dos dados de controle começa e termina com ura sinal zero de um comprimento predefinido. Esta parte do sinal zero serve para evitar a interferência intra-símbolo. Quando a sequência de sincronização e as partes do sinal de referência e dados de controle são separadas entre si sempre com as partes dos dados do usuário, as partes dos dados do usuário não precisam de qualquer separação de sinal zero. Vantajosamente, o comprimento do sinal zero é adaptado para acomodar as partes 20 essenciais das derivações do canal (resposta).

Preferivelmente, o sinal de referência é uma sequência de simbolos predeterminados modulados por uma modulação de amplitude por pulso com nível M com M sendo um número inteiro maior do que 2. Empregar modulação de alto '25 nivel em um sinal de referência permite uma estimativa de características de canal mais fino e uma melhor adaptação de equalização. Isto é útil para a estimativa e equalização do canal não linear. A estimativa e equalização do canal não linear permite aumento da taxa de transmissão sobre a POF, 30 que tem características preferivelmente não lineares.

Vantajosamente, os dados de controle são modulados por uma modulação de amplitude por pulso de 2 níveis, codificada com uma codificação de correção de erro futura e incluída umà verificação de redundância cíclica. Isto garante que os dados de controle sejam robustamente transmitidos e decodificados corretamente com a probabilidade mais alta do que dos dados do usuário,

Preferivelmente, o método de transmissão ainda compreende uma etapa da pré-codificação Tomlinson-Harashima aplicada aos símbolos modulados. Entretanto, outras -abordagens de. equalização também são possíveis para a presente invenção. Por exemplo, ao invés da pré-codifreação', ’ 10 um Equalizador de Avanço pode ser aplicado no receptor, isto pode ser mais adequado para os sistemas, nos quais um canal de retorno do receptor ao transmissor é difícil de implementar. É observado que estes são apenas exemplos e a presente invenção também pode trabalhar quaisquer outras 15 técnicas de equalização,.

Vantajosamente, a pré-codificação Tomlinson-Harashima é aplicada às partes dos dados do usuário, mas não nas partes dos dados de controle e nas partes do sinal de referência. Isto é permitido em particular provendo o sinal 20 zero no início e/ou no final das partes de sincronização, referência e controle.

Preferivelmente, antes da transmissão, o sinal é escalado para garantir que OMA. é aproximadamente o mesmo por todo o molde. O parâmetro k0 pode ser configurável. O fator -25 de escala pode, por exemplo, depender do número de níveis de PAM utilizados, e se THP está ativo òu não. Vantajosamente, constelações de todas as partes do molde são normalizadas em uma faixa arbitrária [-2kü, 2k0) após a escala, em que k0 é a ordem máxima de PAM suportada pelas partes de dados (a ser escaladas) correspondentes. O fator de escala, pode assim diferir para os dados de sincronização, referências, controle, e carga útil. De acordo com uma realização preferida da presente invenção, um circuito integrado é provido, implementando qualquer uma das abordagens descritas acima .

Vantajosamente, um sistema é provido para transmitir dados digitais sobre a fibra óptica plástica. O 5 sistema compreende um transmissor conforme descrito acima para incorporar os dados do usuário e as informações * adicionais em uma estrutura do molde, conversor eletro-óptico , para converter o sinal codificado em sinal óptico e para injetar o sinal*- óptico na POF, um elemento de . detecção 10 optoelétrica para transformar um sinal óptico recebido da POF em um sinal elétrico, e um receptor conforme descrito acima para extrair dados do usuário da estrutura do molde e decodificá-los.

Os objetivos e características acima e outros da 15 presente invenção se tornarão mais evidentes a partir da descrição a seguir e da realização preferida dada com. os desenhos anexos nos quais:

A figura 1 é um desenho esquemático que ilustra um exemplo de um sistema para transmissão e recepção de dados 20 sobre a POF;

A figura 2A é um gráfico que ilustra uma largura de banda óptica de uma fibra óptica plástica como uma função de seu comprimento;

A figura 2B é um gráfico que ilustra um produto * - 2 5 entre a largura de banda óptica e o comprimento como uma função de comprimento;

A figura 3A é um diagrama em blocos que ilustra a funcionalidade da pré-codificação Tomlinson-Harashima;

A figura 3B é um diagrama em blocos que ilustra os 30 blocos funcionais da codificação e modulação vantajosamente aplicadas para a transmissão sobre a POF;

A figura 3C é um diagrama em blocos que ilustra blocos funcionais da decodificação vantajosamente aplicada para transmissão sobre a POF;

A figura 4 é um gráfico que ilustra o desempenho da transmissão da pré-codificação Tomlinson-Harashima;

A figura 5 é um desenho esquemático que ilustra um 5 exemplo de uma estrutura do molde em um modo normal de acordo com uma realização da presente invenção;

A figura 6 é um desenho esquemático que ilustra um exemplo de um sinal transmitido dentro da sincronização, partes do piloto e cabeçalho fisico de um molde; .

A figura 7 é um desenho esquemático que ilustra um exemplo de uma estrutura do molde em um modo de baixa potência de acordo com uma realização da presente invenção;

A figura 8 é um gráfico que ilustra o desempenho de uma estrutura do molde exemplar de acordo com, a presente 15 invenção com as abordagens bem conhecidas em termos de consumo de energia como uma função da carga de tráfego quando a estrutura do molde do modo de baixa potência é aplicada à transmissão;

A figura 9 é um diagrama em blocos que ilustra um 20 exemplo de um gerador da sequência de sincronização;

A figura 10 é um desenho esquemático que ilustra um sinal correspondente â sequência de sincronização gerada;

A. figura 11 é um diagrama em blocos que ilustra um exemplo de um gerador de sinal de referência;

A figura 12 é um desenho, esquemático que ilustra um sinal correspondente à parte do sinal de referência gerada;

A figura 13 é um diagrama em blocos que ilustra o processamento das informações de controle (cabeçalho fisico);

A figura 14 é um diagrama em blocos, que ilustra um 30 exemplo de uma implementação da geração da verificação de redundância cíclica além do cabeçalho fisico;

A figura 15 é um diagrama em blocos que ilustra um exemplo de uma implementação de um código BCH para utilizar na codificação do cabeçalho físico;

A figura 16A é um diagrama em blocos que ilustra um exemplo de uma implementação de uma modulação do cabeçalho físico;

A figura 16B é um diagrama em blocos que ilustra um exemplo de uma implementação de uma escala de potência do cabeçalho físico;

A figura 17 é um desenho esquemático que ilustra um sinal correspondente à parte dos dados de controle gerada;

A figura ISA é uma tabela que ilustra um exemplo dos parâmetros da escala de potência para diferentes configurações de transmissão, nas partes dos dados do usuário;

A figura 18B é um diagrama em blocos que ilustra um 15 exemplo de uma implementação da escala de potência após a pré-codificação Tomlinson-Harashima., nas partes dos dados do usuário;

A figura 19 é um fluxograma que ilustra os métodos de acordo cora uma realização da presente invenção; e

A figura 20 é um diagrama em blocos que ilustra aparelhos de acordo com uma realização da presente invenção.

DESCRIÇÃO DETALHADA

O problema subjacente da presente invenção tem como base uma observação que as técnicas tipicamente utilizadas 25 para fibra óptica de vidro não são suficientes para atingir uma transmissão eficiente de dados sobre uma fibra óptica plástica. Devido a uma diferença entre as características dos canais da fibra óptica plástica comparadas com as das fibras ópticas de vidro, canais de cobre ou sem fio, as técnicas 30 desenvolvidas, e empregadas para, tais canais também não são diretamente aplicáveis às fibras ópticas plásticas. É um dos objetivos da presente invenção permitir uma comunicação de dados altamente de forma espectral eficiente sobre a POF.

Um dos critérios gerais para desenhar um sistema de comunicações é aumentar a capacidade do canal. A capacidade do canal evidente pode ser calculada de acordo, com a teoria das informações que utilizam o limite Shannon na taxa 5 definida como informações mútuas máximas de uma variável aleatória na entrada e na saida do canal. Entretanto, na prática é difícil atingir tais evidências teóricas. Isto é causado inter alia pelos elementos reais empregados, que no geral não têm características ideais. Outro - fator importante 10 ao. desenhar um sistema de comunicações é sua eficiência em termos de complexidade de implementação, que tem impacto direto nos custos do produto bem como na sua latência.

Ao desenhar um sistema de comunicação que emprega, fibras ópticas plásticas é então necessário considerar as 15 limitações tanto dos elementos elétricos quanto dos elementos ópticos necessários para o processamento do sinal. Considerando todos os elementos que afetam o sinal transmitido como acionador de corrente, elementos emissores de luz, própria POF, fotodiodos, amplificadores de 2 0 transimpedância etc. , o canal. de comunicação deve ser considerado como não linear. A fonte principal da não linearidade é a característica da conversão de intensidade elétrica à potência óptica do LED. Por outro lado, as fibras ópticas plásticas são canais de comunicação limitados à 25 potência máxima. Esta característica torna a POF diferente de outros tipos de canais utilizados' para comunicações como canais de cobre e sem fio nos quais o sinal de transmissão é forçado a realizar uma determinada densidade espectral da potência e/ou potência média. O limite máximo é causado pelo 30 fato de que o sinal óptico não pode ser negativo e que a intensidade elétrica é limitada nos emissores de luz como LED ou díodo a laser para estender a vida útil do dispositivo.

Tipicamente, os sistemas de comunicações são desenhados buscando uma troca entre a largura de banda e o índice de sinal para ruído (SNR). O objetivo da otimização é atingir as evidências de capacidade conhecidas da teoria.As técnicas digitais principais tendo impacto na abordagem do 5 limite de capacidade são modulação, compensação da interferência intra-símbolor codificação e estrutura do molde. Estas técnicas devem ser desenhadas com relação às características do canal de comunicação e possivelmente entre si. Em particular, a instalação de uma modulação e 10 codificação adaptativa bem como equalização; adaptativa pode melhorar a eficiência do sistema.

Fator de crista (também chamado índice do máximo à média) é um índice de uma amplitude máxima da forma de onda dividida pela raiz média quadrática da forma de onda. Para 15 sistemas ópticos, uma modulação é apropriada reduzindo o fator de crista e aumentando a variância do sinal óptico para uma dada amplitude de modulação óptica (OMA) injetada na POF. As técnicas de modulação que permitem isso são a Modulação da amplitude de pulso M-ária (M-PAM) e a diferença M-PAM. A 20 modulação de amplitude por pulso atribui a cada um dos níveis M uma altura do sinal particular (amplitude do sinal):. Assumindo uma constelação média zero antes da conversão eletro-óptica, o fator de crista é reduzido e a energia média do símbolo é mínima para uma determinada distância mínima da ' 25 constelação, vários níveis do sinal são uniformemente distribuídos. O número de níveis da modulação de amplitude por pulso pode ser definido como uma função da largura de banda, taxa de bit necessária e/ou codificação. A fim de desenhar a modulação corretamente, um orçamento da potência 30 do link do canal da fibra óptica plástica deve ser analisado. Para aumentar o orçamento da potência do. link, existe um valor ideal para o número de níveis e o sinal largura de banda para uma taxa de transmissão desejada conforme será mostrado posteriormente. Um sistema de comunicações de alta eficiência espectral é necessário para aumentar o orçamento da potência do link. Com base nesta exigência, a equalização, codificação e modulação do canal precisam ser desenhadas com 5 relação aa canal, e uma estrutura do molde apropriada é necessária para eficientemente transmitir os dados e as informações adicionais necessárias.

Como uma consequência do alargamento do sinal no meio de transmissão, aqui POF, os dados próximos que carregam 10 simbolos sobrepõem quando recebidos, o que torna difícil de detectar e decodificá-los corretamente. Este efeito ê chamado interferência intra-simbolo. A fim de recuperar tais simbolos, as técnicas de equalização são tipicamente empregadas. Há muitas abordagens de equalização no lado do 15 receptor disponível na técnica anterior incluindo equalizador MKSE, zero força, Equalizador de Avanço, equalizador de retorno de decisão etc.

A fim de eficientemente desenhar um sistema de comunicação, com base nos modelos Volterra que podem sér 20 obtidos para o canal particular por meios da análise de suas características medidas, as partes linear e não linear das características do canal podem ser separadas. Para a parte linear do canal, a maximização do orçamento da potência do link de acordo com a teoria das informações pode ser 25 realizada. Além disso, a equalização pode ser desenhada Independentemente para a parte linear e não linear do canal. No lado do transmissor e/ou do receptor, um elemento de linearização (uma estrutura de filtro não linear) pode ser empregado para prover um canal linear longe suficiente onde 30 as técnicas de equalização bem conhecidas podem ser utilizadas.

Por exemplo, uma Equalização de Avanço (FFE) é uma técnica de equalização empregada no receptor que corrige a forma de onda recebida com base nas informações sobre a própria forma de onda, em particular sobre a forma de onda atual e a forma de onda associada com os símbolos de comunicação previamente recebidos. A equalização é realizada 5 na forma de: onda (níveis de tensão) antes de quaisquer decis'δes nos bits recebidos serem atingidas. Outra técnica bem conhecida é a Equalização de Retorno de Decisão (DFE). A , DFE calcula um valor de correção que adapta os limites de decisão. para ■ detectar símbolos de modulação 10 multi dimensionais. Assim, a DFE resulta na mudança do limite com base em quais novas decisões são feitas (mais detalhes da DFE e da equalização podem ser encontrados em <J. G. Proakis, Digital Communications, 4a Edição, McGraw-Hill Book Co., New Ybrke 2001, incorporado aqui por referência). Uma desvantagem 15 da DFE é a propagação de erro, resultante dos erros de decisão na saída do dispositivo de decisão que causa a estimativa incorreta da interferência intra-símbolo (ISI) pós-cursor. A propagação de erro pode ser evitada utilizando a pré-codificação^ do transmissor.

A pré-codificação permite mover a anulação da ISI pós-cursor ao transmissor onde os símbolos dos dados estão disponíveis. Além disso, um filtro de retorno é empregado para pré-codificar o sinal utilizando uma resposta de impulso do canal da corrente. A resposta de impulso é tipicamente *• 25 estimada no receptor utilizando técnicas dó filtro adaptativo e’ retorno ao transmissor. Há muitas variações diferentes dos pré-codificadores (cf., por exemplo, G. D. Forney e G.

Ungerboeck "Modulation and coding for linear Gaussian channels", IEEE Trans, on Information Theory, vol. 44, no. 6, 30 Oct. 1998, pp. 2384-2415, que está incorporada aqui por referência). Uma das técnicas de pré-codificação, a saber, pré-codificador Tomlinson-Harashima (THP) , é de interesse particular. A pré-codificação Tomlinson-Harashima (para mais detalhes veja, por exemplo, R. D. Wessel, J. M, Cioffi, "Achievable rates for: Tomlinson-Harashima Precoding", IEEE Trans, on Inf. Theory, vol. 44, no. 2, Mar. 1998, pp. 824831, que também está aqui incorporada por referência) é 5 considerada como um esquema de pré-codificação notável especialmente devido a sua capacidade de eficientemente cancelar a interferência conhecida no lado do transmissor.

Desta forma, as taxas de informação obtidas pelo THP são superiores ás obtidas pelos- esquemas convencionais de' pré- 10 codificação linear.

A figura 3 ilustra um emprego conhecido de THP com uma modulação M-PAM. 0 pré-codificador Tomlinson-Harashima move o filtro de retorno 330 de uma estrutura de DFE ao transmissor e o combina com um operador do módulo 310 a fim 15 de reduzir os símbolos compensados da ISI pós-cursor à região Voronoi da pré-codificação da constelação M-PAM correspondente. 0 filtro de avanço 340 permanece no receptor para compensar a ISI do cursor e pré-cursor e limpar o. ruido. Então, um operador do módulo 320 análogo ao operador do 20 módulo do lado do transmissor 310 é necessário recuperar os símbolos transmitidos:. 0 THP pode abranger o desempenho da DFE ideal sem propagação de erro, para modulações média e alta espectralmente eficientes.

Entretanto, a equalização do THP apresenta quatro - 25 perdas de capacidade inerente: a perda de pré-codificação, a. -perda do fator de crista, a perda do módulo e a perda de forma, da qual apenas as duas primeiras são relevantes para aplicação alvo na POF. Estas perdas são causadas principalmente pela aplicação do operador do módulo e 30 dependem do número de níveis de modulação conforme mostrado abaixo.

O operador do módulo com o filtro de retorno no transmissor converte uma distribuição uniforme discreta dos simbolos M-PAM em uma distribuição uniforme contínua que se estende à região Voronoi completa da constelação original (assumindo que a dispersão de energia do filtro de retorno é grande suficiente para realizar completamente a região

Voronoi correspondente na pré-codificação). Isto resulta em um aumento de energia do sinal de transmissão, que precisa ser compensado pelo transmissor a fim de inserir a mesma potência média à POF. Desta forma, o aumento de energia leva no receptor em. uma perda da SNR disponível, que é chamada perda de pré-codificação. A perda de pré-codificação pode ser estimada como uma função do número de níveis de modulação M como:

Por exemplo, para PAM com 2 níveis (2-PAM), a perda 15 de pré-codificação é aproximadamente 1,25 dB, Para constelações maiores, a perda de pré-codificação reduz à zero,

A tradução da constelação discreta M-PAM à região Voronoi contínua realizada pelo THP também resulta em um 20 aumento do fator de crista. O fator de crista de uma modulação M-PAM depende de M e varia entre 0 dB para 2PAM e a assintóptica 4,77 dB para alto número arbitrário de níveis de modulação, Um sinal pré-codifiçado do THP tem um fator de crista constante de 4,7 7 dB, assumindo que toda a região. Voronoi está preenchida. A perda do fator de crista é uma diferença entre o fator de crista na entrada e na saída e é definida como:

Como POF é o canal limitado à potência máxima, a perda do fator de crista ainda representa o desempenho reduzido.

A figura 4 mostra a perda de desempenho (em dB) de uma transmissão com THP considerando tanto a perda de pré- codificação quanto a perda do fator de crista como uma. função do número de níveis de modulação M=2fc. A curva 420 representa a perda devido ao fator de crista da modulação M- PÃM que seria complet.amente equalizada pelo receptor (equalizador de retorno de decisão ou equalizador de avanço). Para 2-PAM (k=l) não há perda, visto que o fator de crista de 2-PAM é 0 dB. A curva 430 mostra a perda de transmissão para THP (a perda de pré-codificação mais a perda do fator de crista) qué se torna de forma assintóptica a mesma que a perda do fator de crista para altos números de níveis de modulação. Finalmente, a curva 410 ilustra a vantagem de MPAM com relação à THP como uma função de M. Visto que o fator de crista paro THP é constante e igual para todos os valores de M, a saber, 4,77 dB, pode ser visto que uma perda extra devido à pré-codificação ao invés da faixa pequena de M até 4A perda de desempenho é insignificante para M igual ou mais alta do que 4 (correspondente a k k 2). Quando M é suficientemente alto, os símbolos pré-codifiçados são independentes e as variáveis aleatórias uniformemente distribuídas. Isto implica que as estatísticas dos símbolos pré-codificados são muito semelhantes às estatísticas dossímbolos dos dados originais e o espectro dos símbolos pré- codificados é branco. Além disso, visto que a pré-codificação é empregada no lado do transmissor, não há problema para aplicar uma codificação da modulação mais complicada como modulação codificada por grade ou codificação do grupo lateral, que requer adiar as decisões e não pode ser, desta forma, bem combinada com uma DFE no receptor.

Entretanto, o THP empregado no transmissor requer um retorno do receptor a fim de obter resposta do canal de corrente. Ao invés desta pequena desvantagem da implementação, o THP ainda permanece adequado para a parte prevalecente das aplicações apresentadas da POP, Por exemplo, 5 o THP é adequado para qualquer topologia em estrela, topologia de corrente de margarida ou topologia de árvore, Na topologia em estrela, cada nó é conectado à rede através de um interruptor de pacote por meios de uma POF dupla tendo duas fibras para as duas respectivas direções., Na topologia 10 de corrente de margarida, alguns nós têm a capacidade de comutação do pacote e mais do; que uma interface dupla. Um nó é conectado à rede e, ao mesmo, tempo, trabalha como uma ponte entre os diferentes domínios de rede com os quais está interconectado. A topologia de árvore é uma evolução da 15 topologia de corrente de margarida, na qual alguns nós têm mais do que duas interfaces de POF duplas. Estas três topologias são no geral adequadas para qualquer tipo de aplicações do sensor com base em video ou distribuição de mídia, especialmente pata as aplicações de rede local, 20 plantas industriais e aplicações automotivas, em particular, interconectandõ as câmeras e telas.

Entretanto, as aplicações automotivas atuais com base na POF também utilizam uma topologia de um anel físico sobre uma POF simples. Certamente, vários nós são conectados * , 25 serialmente ou são conectados a uma unidade central. Tal ...... topologia não é necessariamente ideal para aplicações de um sensor. Além disso, a implementação de um canal de retorno para cada par de nós pelo anel comum é difícil de implementar, e spec ia Imente para um. número mais alto de nós 30 envolvido. Para tais topologias, desta forma, as técnicas de equalização que não sejam as do THP podem ser mais convenientes. Por exemplo, uma Equalização de Avanço (FFE), que não requer retorno do receptor ao transmissor, Quando a topologia do anel fisico é necessária, FFE pode operar melhor do que a DFE devido a um M-PAM com alta eficiência espectral, ao invés da perda do desempenho devido ao aumento de ruído. A saber, a DFE pode sofrer de propagação de erro considerável 5 em tal sistema.

A fim de atingir uma instalação eficiente da modulação, codificação, pré-codificação e estrutura do molde, é importante, que estas técnicas sejam desenhadas entre si.

Em particular^. a presente . invenção refere-se- à 10 estrutura do molde para transmissão de dados do usuário sobre a fibra óptica plástica. A estrutura do molde permite acomodar os dados do usuário e sinal adicional para as finalidades de sincronização, controle de link e em particular técnicas adaptativas como codificação e modulação 15 e equalização.

Nos sistemas de comunicação, os dados do usuário são transportados sobre um meio fisico como fio de cobre, fibra óptica, canal sem fio etc. em uma estrutura bem definida para permitir a interpretação correspondente dos 20 dados no transmissor e no receptor. Em particular, os dados são ordenados no domínio de tempo na chamada estrutura do molde. A estrutura do molde define como os dados são transmitidos sobre um meio físico incluindo a localização e ordem dos dados no domínio de tempo. Para permitir a - 25 sincronização do receptor e detecção dos dados no momento -apropriado, as sequências de sincronização estão incluídas entre os dados do usuário. Uma parte dos dados do usuário, a estrutura do molde tipicamente inclui partes dedicadas aos dados de controle. Os dados de controle podem ser incluídos 30 para controlar a conexão, controle de dados de um acesso de vários usuários, provendo sinais piloto predefinidos utilizados para a estimativa de qualidade do canal e equalização etc. a estrutura do molde empregada em um sistema tem um impacto na eficiência da transmissão e seu desenho deve seguir as características do meio fisico.

A transmissão pode ser realizada em diferentes modos de operação. Em um modo normal de operação, a 5 transmissão do molde está ativa durante todo o tempo mesmo quando nenhum dado é transmitido. Se nenhum dado do usuário estiver disponível para transmissão, a informação inativa é enviada. Isto resulta na transmissão com um determinado nível de potência mesmo quando: não é necessário. A fim de permitir 10 a economia de energia, um modo de baixa potência pode ser provido. Em um. modo com potência mais baixa, os dados do usuário são transmitidos apenas na carga útil da estrutura do molde se disponível. Certamente, a transmissão e a recepção dos dados podem ser desligadas durante as fases inativas a 15 fim de reduzir o consumo de energia. Por exemplo, o padrão Ethernet IEEE 8Ó2.3az chamado de Ethernet cpm energia eficiente provê tal funcionalidade. Outro meio para melhorar a eficiência da transmissão e recepção de dados sobre um meio físico é a escala de potência que é aplicada, em diferentes 20 partes da estrutura do molde de acordo com as restrições do meio: físico e características de transmissão.

A fim de desenhar uma estrutura do molde apropriada para fibras ópticas plásticas, a estrutura dõ molde deve direcionar as limitações da largura de banda, possivelmente ** 25 variando as características de transmissão e fontes de ruído ■ de todos os elementos.eletrônicos e/ou ópticos formando uma parte do canal de comunicação. Isto inclui a própria fibra, a optoeletrônica, e as ópticas. As exigências para tal estrutura do molde são ainda mais altas em. um sistema de 30 comunicação que requer atingir níveis de alto desempenho correspondentes à transmissão multi-gigabit sobre a. fibra óptica plástica. Em particular, o esquema de codificação e modulação adaptativa com alta eficiência espectral deve ser utilizado para aumentar o orçamento do link da potência óptica. A resposta não. linear causada pelos elementos optoeletrônicos na passagem de transmissão deve ser compensada. Além disso, a fim de equalizer a interferência 5 intra-simbolo, a equalização de avanço ou a equalização de retorno de decisão ou uma pré-codificação no lado do transmissor deve ser aplicada. O símbolo sincronização deve ser vantajosamente desenhado para permitir a recuperação de tempo coin baixa intensidade, a identificação do símbolo entre 10 os símbolos transmitidos e a detecção da fase para realizar a amostragem eficiente. Para adaptar a transmissão e a recepção às características possivelmente variáveis do canal, um subcanal lógico robusto (canal de controle) deve ser utilizado para a -configuração adaptativa de modo que o 15 sistema possa modificar dinamicamente os coeficientes de pré- codificação, a taxa de dados, para transmitir os anúncios do: status do link, negociar as capacidades de transmissão física durante a configuração do link etc. Estas informações pertencem aos dados dé controle.

A figura 5 mostra um exemplo de uma estrutura dõ molde para um modo de potência normal de acordo com uma realização da presente invenção. O molde inclui: - Sinal de referência (pilotos) para sincronização do molde, recuperação de tempo, estimativa do canal não ’ * 25 linear e adaptação de equalização, - Cabeçalho, físico para inicialização do link, negociação de capacidades, sincronização dos dados do usuário, pré-codificação adaptativa e taxa de bit adaptativo, e - Blocos de dados de cãrga útil, que incluem correção de erro de avanço com alto ganho de codificação (EEC) , modulação e pré-codificação..

Em particular, um molde j inclui uma parte de sincronização SI no início do molde. A parte SI inclui uma sequência de símbolos para sincronização do molde e recuperação de tempo. Como pode ser visto na figura 5, o molde j + 1 seguindo o molde j também começa com a parte de sincronização SI. A parte de sincronização SI é seguida por um bloco de dados de carga útil (parte dos dados do usuário) que inclui várias palavras código CW0, CWi, CW2 e CW3 de um código de correção correspondente. Os dados do usuário no bioco de dados são preferivelmente codificados com uma 10 correção de erro de avanço com esquema de alto ganho de codificação e modulação. Por exemplo, o esquema de codificação do grupo lateral multinível (MLCC) provido no pedido de patente europeu no. 11002046.8 (e incorporado aqui por referência) é preferivelmente adaptado. Este esquema 15 transmite dados sobre uma POF codificada por um código do grupo lateral de três níveis. 0 primeiro nível inclui codificação BCH, o segundo nível inclui a codificação BCH com uma taxa de código mais alta do. que o primeiro nível, e todos os três níveis incluem o respectivo mapeamento em uma 20 constelação e transformação treliça dos símbolos mapeados. Os níveis são então adicionados e os símbolos codificados resultantes são mapeados em uma modulação de tempo-domínio. O segundo nível provê dois códigos BCHs selecionáveis com substancialmente a mesma taxa de código e comprimento da palavra código diferente. Correspondentemente, a decodificação pode ser realizada pelo decodificador de vários estágios. Certamente, as palavras código CW0, CW:, CW2 e CW3 podem ser palavras código do código MLCC.

Os dados também podem ser pré-codificados. Para 30 permitir a negociação de capacidades, a sincronização dos . dados do usuário, o controle da pré-codificação adaptativa e a taxa de bit adaptativa um cabeçalho físico está incluído na estrutura do molde para acomodar as informações de controle.

Isto é ilustrado na figura 5 pelas partes PHSO, PHS1, ... PHS12 e PHS13. Estas partes do cabeçalho físico estão incluídas na estrutura do molde nas distâncias regulares entre si do mesmo molde. Em particular, na figura 5 o cabeçalho físico é 5 incluído em cada um dos 8 sub-blocos de dados. As partes do cabeçalho físico PHSx, x=0,..13, estão incluídas no molde alternadamente com as partes da sequência do símbolo de referência S2y, y=0, ..12.

As partes da sequência do símbolo de referência S2y 10 são inseridas do molde a fim de permitir a recuperação de tempo, estimativa do canal não linear e adaptação de equalização. Em particular^ as partes do símbolo dereferência S20, ,S2i e S2i? são mostradas. Estas partes do símbolo de referência (piloto) S2 estão localizadas entre as 15 localizações do cabeçalho físico possivelmente em distâncias temporais equidistantes. O molde j na figura 5 inclui 28 sub- blocos de dados enumerados de 0 a 27, em. que cada sub-bloco ainda inclui quatro aberturas CWi com i sendo um. índice de 0 a 111. Uma parte de sincronização Sl, uma parte do. sinal de 2 0 referência S2 ou uma parte do cabeçalho físico PHS está incluída, a cada quatro palavras código de dados (CW) . Entretanto, é observado que esta estrutura do molde é apenas um exemplo e que no geral diferentes números de palavras código em um sub-bloco bem como os sub-blocos (partes dos ■ 25 dados do usuário) ém um molde podem ser empregados e que a distância entre as partes piloto e de sincronização bem como as partes do cabeçalho físico podem diferir.

Resumindo, o molde da figura 5 compreende sinais piloto, um cabeçalho e uma carga útil de um comprimento 30 predefinido. Os pilotos e cabeçalho são divididos em sub- blocos e inseridos entre os sub-blocos de carga útil. Cada sub-bloco de cabeçalho ou piloto é composto por número predefinido de símbolos. Para sub-blocos de cabeçalho ou piloto, os primeiros vários símbolos e os últimos vários simbolos têm o valor zero. Cada sub-bloco de carga útil é composto por um número inteiro de palavras código MLCC. A transmissão de palavras código MLCC é alinhada cora o início 5 dos sub-blocos de carga útil. O comprimento da palavra código pode ser configurado no código MLCC. No início, um comprimento padrão da palavra código pode ser aplicado. No ■ exemplo da figura 5 o sub-bloco consiste em 4 palavras código MLCC. Entretanto, isto é apenas um exemplo è, no‘ geral, outro, número de palavras código pode ser utilizado. Os sub-blocos do piloto (Sl, S2x) e do cabeçalho (PHSx) são transmitidos uma vez por sub-bloco de carga útil. O molde segue o mesmo padrão começando por um bloco Sl e alternando 32 e sub-blocos PHS, mesmo quando o modo de baixa potência é utilizado 15 conforme será mostrado abaixo.

A figura 6 ilustra características preferidas da parte dè sincronização Sl e das partes do sinal de referência S2y bem como as partes do cabeçalho físico PHSx em termos, de um sinal. Em particular, o molde j começa com uma parte de 20 sincronização Sl incluindo uma sequência de simbolos de referência (pilotos), para a finalidade de sincronização do molde e/ou do símbolo e recuperação de tempo. Como pode ser visto, a parte 610 que representa a parte de sincronização Sl começa com um sinal zero e termina com um sinal zero, O sinal 25 ‘Zero aqui corresponde a uma potência média óptica, após a conversão de corrente em potência óptica no LED. O sinal zero é utilizado para acomodar o canal resposta de impulso, a estimativa da qual ainda é utilizada pela pré-codificação Tomlinson-Harashima vantajosamente aplicada aos dados 30 utilizados. Como pode ser visto ainda nas figuras, neste caso, o sinal zero não representa o valor do sinal mais baixo. 0 termo "zero" aqui refere-se a um nível do sinal lógico de "0". Em particular, o sinal zero é um sinal constante de um nível, predefinido zero. Os simbolos piloto incluídos têm dois níveis possíveis, 1 e -1. 0 molde j começa com esta parte de sincronização Sl, 610, A parte de sincronização é seguida por um primeiro sub-bloco de dados 5 formado por quatro palavras código CWo a CW3. O sub-bloco de dados carrega a carga útil que pode ser pré-codificada pela THP e codificada e modulada pelo código de correção de avanço MLCC correspondente. Os dados podem ser encapsulados por vários protocolos corno o protocolo Ethernet, um protocolo 10 para carregar os tipos particulares de carga útil, como vídeo ou áudio, SPI ou I2C, ou quaisquer outros protocolos de camada mais alta.

Após o primeiro sub-bloco de dados, a parte do cabeçalho físico 620 está incluída. Diferente da parte da 15 carga útil 620, que acomoda os símbolos tendo mais do que dois níveis, o cabeçalho físico é preferivelmente transmitido utilizando uma modulação que permite uma transmissão robusta. O exemplo da figura 6 mostra uma parte do cabeçalho físico correspondente 630, que inclui apenas um. sinal com dois 20 níveis. Entretanto, é observado que este é apenas um exemplo e no geral o cabeçalho físico também pode ser codificado utilizando mais níveis. É, todavia útil quando o cabeçalho físico é codificado com menos níveis do que os dados da carga útil a fim de aumentar a robustez das informações de controle “ 25 carregadas no cabeçalho físico. O cabeçalho físico pode carregar em particular informações de controle relacionadas à configuração do link, negociação de uma pré-codificação particular e parâmetros de pré-codificação e/ou parâmetros de esquemas de codificação da modulação.

A figura 6 ainda mostra uma parte piloto S2 640 para carregar as sequências piloto predefinidas que podem ser utilizadas para estimativa do canal não linear, adaptação do equalizador e recuperação de tempo. Diferente da parte de sincronização Sl, a sequência piloto S2 inclui símbolos com vários níveis de modulação. Isto é particularmente útil para a estimativa do canal não linear e adaptação do equalizador. Como pode ser visto da figura 6, todas as partes sem dados 5 Sl, S2, e PHS começam e terminam com uma parte do sinal zero a fim de separá-las dos sub-blocos de dados anteriores e posteriores e assim mitigar o impacto da interferência intra- ~ símbolo.entre as seções do molde.

A estrutura do molde mostrada nas" figuras -5 -e -6 é. apropriada para a transmissão contínua do molde independentemente da disponibilidade dos dados do usuário. Isso significa que mesmo quando^ os dados do usuário não estão disponíveis, o molde é transmitido e os blocos de dados de carga útil são preenchidos com informações inúteis.

Certamente, o receptor pode facilmente rastrear as mudanças do sinal recebido como vagas da base de referência, variações da atenuação, desvios da frequência do relógio etc. 0 rastreamento pode ser realizado, por exemplo, utilizando a sincronização e os sinais de referência (pilotos) Sl e S2 e as partes do cabeçalho físico PHS.

A figura 7 ilustra uma estrutura do molde alternativa que é particularmente vantajosa para um modo de baixa potência. No modo de baixa potência, a parte de sincronização Sl, as partes piloto S2 e as partes do - .25 cabeçalho físico PHS são transmitidas da mesma forma que no modo normal mostrado previamente. Entretanto, os sub-blocos de dados são transmitidos apenas quando os dados do usuário estão disponíveis. Certamente, a estrutura do molde permite a economia de energia não1 transmitindo, qualquer carga inútil se 30 os dados do usuário não estiverem disponíveis. Isto é ilustrado na figura 7 "dormindo" no início de um sub-bloco de dados (parte dos dados do usuário) e "acordando" na extremidade do sub-bloco de dados. Após os dados de controle (como dados de sincronização, piloto, cabeçalho), a potência óptica é desligada/forçada para baixo (dormir) para a duração do sub-bloco de dados no qual os dados devem ser transmitidos e ligados/forçados para cima (acordar) na extremidade do. sub- 5 bloco de dados para transmitir as próximas informações de controle. É observado que a força para baixo e para cima é uma consequência da comutação' que tipicamente em sistemas . . reais não pode ser realizada instantaneamente, mas precisa de um tempo, para ligar ou desligar a potência. Neste período a 10 potência óptica aumenta ou diminui. É observado que este desligamento da potência óptica não resulta no sinal "zero" mencionado acima (que é transmitido com uma potência óptica não zero, mas representa a lógica "zero" do sinal bipolar lógico). Ainda corresponde a nenhuma saída de potência óptica 15 (zero).

Em outras palavras, em cada parte Sl, S2 e PHS, o sistema desperta para poder rastrear o relógio e equalizadores. Para a duração de um bloco de dados de carga útil (sub-bloco de dados) a potência é desligada (em um baixo 20 nível) a fim de obter a economia de energia quando nenhum dado do usuário está disponível para transmitir. O cabeçalho físico pode ser usado por ambas as extremidades do link (transmissor, receptor) para estabelecer o uso do modo de baixa potência durante a inicialização. Todos os sub-blocos - 25 de--cabeçalho ou. piloto são transmitidos, mas a transmissão pode ser interrompida durante os sublocos de carga útil. Certamente, o receptor ainda pode seguir a recuperação de tempo da sincronização do molde, a estimativa do canal e adaptação de equalização, e pré-codificação adaptativa e taxa 30 de bit adaptativa. 0 modo de baixa potência neste exemplo sempre afeta um bloco de carga útil completa de modo que não seja possível parar ou reiniciar a transmissão no meio de um subloco de carga útil. A quantidade de economia de energia dependerá da porcentagem do tempo necessário para dormir e acordar o sistema comparado ao comprimento do subloco de carga útil» Esta porcentagem depende da implementação, e dos componentes optoelétricos reais utilizados nele. No geral, a 5 potência pode ser desligada. Entretanto, pode haver realizações, nas quais ainda há uma quantidade restante de potência de modo que a potência seja desligada. Além disso, neste exemplo a potência-desligada refere-se a todo o sub- bloco. Entretanto, no geral, o ligamento/'des ligamento também 10 pode ser realizado para um subconjunto das palavras código (CW). Por exemplo, a primeira CW e/ou a última CW pode sempre ser transmitida ou semelhante. Isto pode ter desvantagens e pode exigir a sinalização correspondente em PHS. Por outro lado, quando todos os sub-blccos de dados são 15 ligados/desligados, então o receptor precisa apenas ligar para receber a Sl, S2 e PHS, e desligar se detectar que o seguinte sub-bloco de dados foi desligado por TX (detectar nenhuma potência sobre um dado, número N de símbolos). Nenhuma sinalização é então necessária.

A figura 8 ilustra a economia de energia obtida pela estrutura do molde do modo de baixa potência relativa ao modo normal como uma função da carga do link. Em particular, o gráfico mostra o consumo de energia como uma função da canga de tráfego quando a estrutura do molde do modo de baixa ’■ 25 potência é aplicada à transmissão. O consumo de energia é representado com relação ao modo ativo para carga de tráfego com chegadas de Poisson de pacotes Ethernet com 600 bytes. A dependência ideal seria uma dependência linear mostrada na figura como "ideal" e significando que a potência é apenas transmitida quando os dados são transmitidos. Isto corresponde ao ligamento e desligamento instantâneo da potência, As três curvas acima da curva ideal denotadas como EE-POF representam a transmissão de acordo com a realização. de baixa potência descrita com referência à figura 7. As curvas diferem no assunto da porcentagem de tempo necessária para ativar e desativar as transições comparadas ao tempo do sub-bloco de dados. Em particular, dormir + despertar as 5 transições de 10%, 20% e 40% do tempo do sub-bloco de dados são ilustrados. Ã curva mais alta ilustra a eficiência da estrutura do molde com base T EEE-1000 (transmissão de 1 -Gigabit por segundo). É observado que com base no estado atual da técnica em optoeletrônicas, os períodos de transição 10 correspondentes ao ativar e desativar as transições abaixo de 10% são praticáveis. Certamente, a economia de energia que pode ser obtida empregando a estrutura descrita com referência à figura 7 é substancial. Como pode ser visto no gráfico, o. consumo de energia escala de forma quase linear 15 com a carga do link.

A posição e as características da sincronização, partes piloto e cabeçalho do molde podem ter um impacto considerável sobre a eficiência da transmissão. De acordo com a presente invenção, dois tipos de sequências piloto de 20 sincronização são distinguidos, a saber, a parte de sincronização Sl e a parte piloto S2. Ã parte de sincronização Sl é transmitida no começo do molde. É desenhada para facilitar a sincronização do molde, ou seja, a detecção das bordas do molde. Certamente, o receptor deve 25 poder detectar um início do molde. Preferivelmente, a sequência de sincronização Sl corresponde a uma sequência pseudo-aleatória de símbolos 2-PAM. Isto significa que a sequência de sincronização inclui apenas símbolos de dois níveis possíveis, alto e baixo. O comprimento da sequência do 30 símbolo 2-PAM é preferivelmente selecionado para fornecer baixa variância da detecção no receptor. Além das vantagems das modulações PAM mencionadas acima, a modulação 2-PAM tem a vantagem de ser simples. As informações (a sequência de sincronização). são conhecidas a priori pelo receptor e assim o receptor pode implementar um algoritmo auxiliado por dados para os limites de detecção do molde. Por exemplo, a correlação com a sequência de sincronização no receptor pode 5 ser implementada utilizando uma árvore de somadores e multiplexadores, desde que o sinal de referência tenha valores do ajuste (-1, 1}„ Os simbolos na sequência de sincronização Sl também podem ser utilizados para a recuperação de tempo permitindo a busca do ponto de1Q amostragem ideal (sincronização da fase que depende do grupo de atraso do canal e resposta de impulso do canal) . Por exemplo, os algoritmos de recuperação do relógio de Müller- Müller ou Bergman podem ser empregados, que opera em uma taxa do símbolo (para mais detalhes veja, por exemplo, Kurt H. Mueller, Markus Müller, "Timing recovery in digital synchronous data receivers", IEEE Trans. On Communications, vol. com-24, no. 5, may 1976, pp. 516-531 and Jan W.M. Bergsmans, et al., "A class of data-aided timing-recovery schemes", IEEE Trans. On Communications, vol. 43, no. 2/3/4, 20 Eeb/March/April 1995, pp. 1819-1827, que estão incorporados aqui por referência), A escala de potência da sequência piloto Sl é selecionada de forma, que a transmissão deste sub- bloco do molde utiliza a gama completa do dispositivo emissor de luz de modo que a SNR disponível no receptor seja o máximo - 25 para garantir uma detecção robusta. Certamente, o baixo e alto-- nível de 2-PAM corresponde à gama completa do transmissor. Conforme descrito acima, a parte de sincronização Sl é pré-suspensa e anexada por sequências zero. As sequências zero correspondem à potência média óptica 30 após a conversão de potência elétrica em óptica. Desta forma, a potência óptica da sequência zero é igual ao ponto médio entre os valores extremos tomados pelo piloto Sl. O comprimento de cada sequência de símbolo zero é preferivelmente desenhado para poder conter a resposta de impulso do canal completa, em particular as derivações de resposta do canal mais representativas. Estas podem ser determinadas como as derivações com potência (média) que 5 excede um. limite predefinido. Estas partes do sinal zero adjacentes a cada uma das partes Sl, S2 e PHS permitem, que a interferência do símbolo seja reduzida/evitada. Em particular, as sequências zero são inseridas antes e após os _ símbolos 2-PAM para evitar _a interferência intra-símbolo 10 causada pelo sub-bloco de dados de carga útil anterior sobre a parte de sincronização Sl ,e para evitar a interferência intra-símbolo da sequência de sincronização Sl sobre o próximo (seguinte) sub-bloco de dados de carga útil. Os símbolos 2-PAM são suficientemente robustos para 15 sincronização do molde e recuperação de tempo (ajuste do ponto. de amostra do símbolo) sobre canais não lineares como canais formados pela fibra óptica plástica e as optoeletrônicas correspondentes. Entretanto, eles podem ser insuficientes para as finalidades de estimativa do canal e 20 equalização.

A figura 9 ilustra uma possível implementação de um gerador do sinal de sincronização. Em particular, um gerador da sequência de comprimento máximo binário (MLS) pode ser utilizado, para gerar uma sequência pseudoaleatória binária do - 25 comprimento de Lsi. Após gerar a sequência, a sequência é modulada por uma modulação 2-PAM. Antes de transmitir a sequência modulada sobre o canal, um fator de escala de potência pode ser aplicado. 0 fator de escala de potência é relativo aos fatores aplicados as partes restantes do molde.

Em particular, o fator de escala de potência é definido por um número inteiro k0, em que k0 é definido, como o máximo da constelação 2k0 PAM, cujo sistema pode gerenciar em um sub- bloco. de dados de carga útil e/ou sequência piloto S2. 0 número inteiro k0 é utilizado para definir o fator de escala para todas as partes que compõem o molde. O número inteiro k0 deve ser alto suficiente para permitir a fina resolução e para definir os fatores de escala para a parte do molde 5 diferente. É aqui assumido que as constelações de todas as partes do molde são normalizadas na faixa arbitrária [-2k0, 2k0) após a escala. A figura 9 mostra k0=8 que corresponde à modulação máxima 256-PAM nos sub-blocos de carga útil de dados e/ou sequência- piloto S2.-0 símbolo Fs denota a taxa dó 10 símbolo emitida do gerador do símbolo de sincronização após a escala de potência.

Como pode ser visto na figura 9, um gerador MLS 910 gera uma sequência pseudoaleatória de Lsx bits. O gerador MLS pode ser implementado pelos registros de mudança de retorno 1.5 linear mudando e adicionando operações. A dita sequência de bit aleatória gerada de zeros e a multiplicada pelo fator 2, resultando em uma sequência de níveis 0 e 2 da qual uma constante é subtraída 920 resultando em uma sequência com níveis -1 e 1. Esta sequência é provida do gerador 950 ao 20 bloco de escala de potência 960, que aplica o fator de escala (neste exemplo fator 255) multiplicando 970 a dita sequência aleatória gerada, que é então a saída na taxa do símbolo Fs. A sequência de saída é escalada para ter valores -255 e +255 (no geral, -2k®+le 2k0-l).

A figura 10 ilustra a sequência de saída de sincronização Sl, gerada conforme descrito acima. Em particular, a sequência de símbolo zero de símbolos Lgiz é pré-suspensa e anexada (1001, 1009) à sequência de sincronização real. Entre as duas sequências de símbolo zero 30 1001, 1009, Lgi os símbolos da potência escalada, MLS gerada, símbolos 2-PAM 1010 são inseridos. O desenho preferido, particularmente vantajoso para gigabite sobre a fibra óptica plástica, inclui símbolos zero LSiz = 16 símbolos de 312., 5 por segundo (MSps): . Correspondentemente, o comprimento dos símbolos 2-PAM é preferivelmente símbolos LSi = 128 na mesma taxa em símbolos de 312,5 mega por segundo (MSps).

A sequência piloto S2 preferivelmente tem. Um 5 desenho diferente. Vantajosamente, inclui uma sequência de símbolos M-PAM. Como o canal é nâo linear, mais do que dois níveis são utilizados a fim de excitar e extrair todas as informações da resposta do canal. Visto que a sequência piloto S2-é conhecida a priori pelo receptor, um algoritmo de. estimativa auxiliado por dados pode ser implementado no receptor para a finalidade de estimativa do canal não linear. Por exemplo, a estimativa de mínimos quadrados recursivos (RLS) com base na série Volterra truncada pode ser aplicada, na qual,, por exemplo, DC, respostas de primeira ordem, 15 segunda ordem e terceira ordem podem ser estimadas (para mais detalhes veja, por exemplo, V, John Mathews, "Adaptive Polynomial Filters", IEEE Signal Processing Magazine, July 1991, pp. 10-26, que é provido aqui por referência). A resposta com base em Volterra pode ser utilizada no receptor 20 para linearizar a resposta do canal a fim de melhorar a confiabilidade da detecção dos dados. Ã sequência piloto S2 também pode ser utilizada para adaptação de equalização como estimativa de um equalizador de avanço, um equalizador de retorno de decisão ou um equalizador da pré-codificação

Tomlinson-Harashima, em particular, para estimativa dos coeficientes da pré-codificação. Visto que o algoritmo auxiliado por dados para estimativa do canal e equalização requer sequências de treinamento mais longas para convergência, a sequência piloto S2 precisa ser mais longa. A 30 fim de evitar uma latência da transmissão dos dados do usuário, de acordo com a presente invenção, é vantajoso dividir a sequência piloto S2 em vários pedaços (partes.) ao invés de transmitir toda a parte S2 de uma vez.

Preferivelmente, o comprimento de cada pedaço da sequência piloto S2X é igual ao comprimento da sequência de sincronização Sl. A variável x é um índice referente à parte particular S2e, o índice sendo um número inteiro com um valor 5 máximo correspondente ao número das partes S por molde.

A separação temporal entre os pedaços S2 e a sequência de sincronização Sl é preferivelmente a mesma como , pode ser visto ainda na realização descrita com referência às figuras 5 a 1. A sequência piloto S2' pode ser utilizada com a 10 sequência de sincronização Sl para recuperação de tempo desde que representem uma base de tempo para o sinal recebido. Em outras palavras, as partes dos símbolos de sincronização Sl e símbolos piloto S2X são periódicas em uma sequência de moldes com uma frequência predefinida. Semelhantemente, como no caso da sequência de sincronização Sl, cada pedaço S2 é pré- suspenso e anexado por uma sequência zero para evitar a interferência intra- símbolo.

Os sub-blocos de carga útil de dados podem ser pré- codificados de modo que a interferência intra-símbolo pós- 20 cursor seja eliminada, por exemplo, em um pré-codificador TH.

Entretanto, no receptor as partes não pré-codifiçadas Sl, S2 e PHS podem ainda produzir a interferência pás-cursor. Preferivelmente, a pré-codificação não é aplicada à Sl, S2 e PHS a fim de torná-la independente da comunicação entre o ' 25 receptor e o transmissor.

A escala de potência para a sequência piloto S2 é vantajosamente aplicada de modo que os valores extremos da modulação M-PAM (M -1 e -M+l para símbolos PAM {—M +1, -M +3,... M - 3, M -1} mantenham Os extremos da gama completa do 30 dispositivo: emissor de luz,

A figura 11 ilustra um exemplo de um gerador da sequência piloto S2. A sequência piloto S2 é preferivelmente uma sequência pseudoaleatória gerada por um gerador de sequência com comprimento máximo (MLS) , semelhantemente como no caso da sequência de sincronização Sl. O comprimento da sequência gerada é preferivelmente k0 x LS2 bits. Olhando na figura 11, o gerador MLS 1110 gera uma sequência de zeros e 5 com um comprimento de k0 x Ls2. Esta sequência de bits é convertida do serial ao paralelo 1020. Isto resulta em uma sequência de símbolos LS2, cada símbolo com k0. bits. Os símbolos são multiplicados por 2 e centralizados 1030. A sequência centralizada resultante é a potência- escalada por. 10 um fàtòr 1 relativamente para a definição de fator de escala de potência provida com relação à geração da sequência de sincronização. Ema sequência de simbolos LS2 com valores { - 255, -253,..., 253, 255} é emitida na taxa do símbolo Fa. A conversão de serial para paralela 1120 corresponde à modulação por 2X° -■PAM. Em particular, os bits são agrupados em pedaços k0-bit para formar uma sequência de números inteiros não assinados (níveis do sinal). O fator de escala de potência é aplicado antes da transmissão ao canal. O fator de escala de potência é relativo aos fatores aplicados a outras partes do molde. É assumido que as constelações de todas as partes do molde são normalizadas na faixa arbitrária [-2k0, 2kθ). após a escala. É observado que os exemplos acima ilustram um caso no qual k0 é igual a 8. Entretanto, no geral, qualquer outro valor de k0 pode ser empregado.

Após a sequência de símbolos Ls2 M-PAM ser gerada, a sequência’ 'é dividida' em pedaços de símbolos Ls2x- em que, - preferivelmente, Ls2x = Lsi. Cada pedaço é pré-suspenso e anexado por uma sequência de símbolos zero de um comprimento LS2Z- Preferivelmente, ainda Ls2z = Lsia. outras palavras, b 30 comprimento das sequências de símbolo zero pré-suspensas e anexadas para a sequência de sincronização e a sequência piloto têm o mesmo comprimento. Além disso, o comprimento da sequência da parte de sincronização Sl é igual ao comprimento da parte piloto S2x

A figura 12 ilustra o sinal que representa a sequência piloto S2. Em particular, um pedaço S2x do piloto S2 é ilustrado. O pedaço S2x é pré-suspenso e anexado a uma 5 sequência de símbolos Ls2z. O próprio pedaço da sequência piloto S2x inclui simbolos LS2x. Dθ acordo com um desenho preferido para gigabite sobre a fibra óptica plástica, o comprimento das sequências de símbolo zero pré-suspensas e ' anexadas ao pedaço da' sequência piloto-é 16 símbolos em 312,510 MSps. O comprimento da sequência de símbolo M-PAM que constitui o piloto S2 é preferivelmente 1664 símbolos em 312,5 M,Sps. Esta sequência de símbolo é subdividida em pedaços, cada um compreendendo preferivelmente 128 símbolos na mesma taxa do símbolo e o número de pedaços da sequência 15 piloto S2x é preferivelmente 13. Certãmente, o número de sincronização e as partes da sequência, piloto Sl e S2x em um molde é 14 como já mostrado nos exemplos das figuras 5 a 7. 0 número de níveis de M-PAM é preferivelmente 256. É observado que esta configuração é um exemplo que é particularmente vantajoso para a fibra óptica plástica. Entretanto, diferentes valores também podem ser selecionados a partir da limitação da presente invenção. Em particular, o molde pode ter um diferente número de pedaços da sequência piloto e/ou das partes dos dados do usuário. A parte dos dados do usuário pode ter um diferente número de palavras código incluído. Os dados do usuário 'incluídos não têm que corresponder às palavras código (ou número inteiro de várias palavras código) de um código de correção de erro futuro anterior.

O cabeçalho físico inclui informações de controle.

Em particular, as informações de controle são utilizadas para a configuração adaptativa, que permite que o sistema adapte dinamicamente um grupo de coeficientes da pré-codificação Tomlinson-Harashima e da taxa de bit dos dados dó usuário. A adaptação da taxa dos dados do usuário pode ser realizada pela especificação da quantidade de redundância a ser somada aos dados do usuária e/ou a configuração da eficiência espectral em cada nível de um esquema MLCC, no caso de estar 5 sendo utilizado. Isto pode ser obtido, por exemplo, pela especificação de uma das taxas de código predefinidas da * codificação (e modulação) conforme já descrito acima. Os ■ dados do cabeçalho físico podem ainda incluir anúncio do status do link e negociação das- capacidades -de transmissão 10 física na inicialização do link e/ou outros comandos de inicialização do link. No geral, inclui informações de controle relacionadas à transmissão dos dados do usuário na camada física.

Preferivelmente, o cabeçalho físico é desenhado 15 para ser decodificado pelo receptor de forma mais robusta do que os dados do usuário encapsulados nos sub-blocos de carga útil de dados (partes dos dados do usuário). Em particular, a informação binária carregada pelo cabeçalho físico pode ser alterada e codificada com um código de correção de erro 20 futura antes da modulação. 0 código de correção de erro futura é desenhado de acordo com a capacidade de correção de erro provida pelo código de correção de erro futura utilizado nos dados da carga útil de modo que a probabilidade de erro da decodificação do cabeçalho físico seja sempre mais baixa.

Além disso, uma verificação de redundância cíclica (CRC) pode ser adicionada antes da codificação de correção de erro futura para as capacidades de detecção de erro no receptor, de modo que o receptor possa sempre saber se o cabeçalho está correto. Preferivelmente, a fim. de prover uma transmissão 30 robusta do cabeçalho, a modulação 2-PAM com base no mapeamento da modulação por deslocamento da fase binária (BPSK) bidimensional (2D) é empregada. Esta modulação melhora a margem de ruído por três decibéis com relação aos dados da carga útil nas piores condições do canal quando se assume que ambas as partes utilizam a mesma correção de erro futura. Isto será exemplificado em mais detalhes abaixo,

A figura 13 ilustra a corrente de codificação do 5 cabeçalho físico de acordo com uma realização da presente invenção. Preferivelmente, um código BCH binário é empregado como um código de correção de erro futuro. Por exemplo, um CRC de 16 bits é inserido. Um exemplo de um gerador polinomihal e: 'X1 + x2+ x5 + x6 + Xs f x10 + x11 + x12 + x13 -F xie.

A figura 14 ilustra um exemplo da geração correspondente dos bits de paridade CRC. No começo do cálculo, os dezesseis elementos de atraso SO a S15 podem, ser inicializado em zero. Por exemplo, o cabeçalho físico de 704 15 bits pode ser utilizado para calcular a CRC de 16 bits de tamanho no estado CRCgen com o interruptor 1410 conectado. Após os 8.8 octetos correspondentes (igual a 704 bits) de o cabeçalho ser processados serialmente, o interruptor 1410 é desconectadc correspondente ao ajuste CRCout na figura 13.

Então os 16 valores armazenados SO a S15 correspondem a CRC calculada 16, que é transmitida na ordem de S15 a S0.

A codificação BCH é uma configuração sistemática na qual a paridade é transmitida após a mensagem de informação. Um exemplo de tal codificador sistemático é ilustrado na ’ 25 figura 15.

A figura 15 ilustra um codificador sistemático BCH, que pode ser empregado na proteção do cabeçalho físico. Em particular, a codificação BCH pode ser realizada em duas etapas, a saber: Multiplicação de M(x) por xn'k, em que M(x) é a informação (mensagem) de um comprimento de k. bits a ser decodificada, e - Cálculo de D(x) como o restante da divisão Mix) •x!)'k por G .(x) .

Todos os elementos de atraso SO, . .. Sp-1,mostrados na figura 15, devem ser inicializados a 0, antes da codificação, Todo os k bits que formam a mensagem de 5 informação M(x) são utilizados para calcular a paridade D(x) no estado BCHgen do interruptor 1510. Após todos os k bits ser processados serialmente, o interruptor 1510 é desconectado (ajuste BCHout) e os valores armazenados p (S0...Sp-1) são emitidos como a paridade D(x). D(x) é 10 transmitida na ordem de Sp-1 a S0,

O sub-molde do cabeçalho físico (PHS) pode ser obtido após a CRC, alteração binária, codificação BCH e modulação BPSK. A forma particular da codificação do cabeçalho fisico é preferivelmente independente da modulação 15 M-PAM e equalização utilizadas para os sub-blocos de carga útil de dados. Isto permite a recepção do cabeçalho fisico no reajuste do sistema para iniciar a negociação da taxa de bit adaptativa, pré-codificação, negociação de capacidades etc.

Com referência ao desenho preferido da codificação 20 para Gigabite sobre uma POF, um código de correção adaptativo correspondente conforme descrito acima é aplicado, que define um FE.C adequado para ó sub-bloco de dados de carga útil. Os parâmetros preferidos do código são o comprimento da palavra código em número de bits de nh = 8 96 bits, o número de bits 25 da informação kh = 720 bits, o número, de bits de paridade ph - - 176 bits, taxa por código de rh = 720/896 = -0,8. Alémdisso, BCH sobre o Campo de Galois GF(2m) , onde m = 11 e a capacidade de correção de erro t = 16 é aplicada. Esta é uma versão reduzida de BCH (2047, 1871). A redução é implementada suplementando 1151 zero bits em 720 bits de dados. A fim de reduzir a Aritmética do Campo de Galois o polinominal irredutível de peso mínimo 1 + x2 + x11 pode ser selecionado. 0 Polinominal do Gerador é dado por

em que g(i) tem apenas valores 0 ou 1 (valores binários ) . A ordem de G(x.) para este código BCH é 17 6 bits e os coeficientes G (x) são dados, por exemplo, por: ’h0 0 01_A3 E 8 _ 171 D_BC A 4 _E E1 E_7 C DC_A 7 DA_ FB 8 D_ 8 F 3 9_8 0 7 2_8516_6007 - em que g(0) corresponde ao Bit Menos Significativo. .(LSB) .

Uma modulação robusta pode ser empregada ao 10 cabeçalho a fim de garantir sua recepção correta» A figura16A mostra um, exemplo de tal modulação que é uma modulação por deslocamento da fase binária (BPSK) 2-PAM bidimensional (2D), Um BPSK 2-PAM é uma modulação que leva à eficiência de 0,3 bits por dimensão e é utilizada para aumentar por três 15 decibéis a margem de ruído com relação á decodificação do bloco de dados de carga útil. O cabeçalho não é preferivelmente pré-codifiçado pela pré-codificação

Tomlinson- Harashima de modo que possa sempre ser equalizado no receptor independentemente do transmissor. No caso da pré- 2 0 codificação Tomlinson-Harashima ser utilizada para sub-blocos de carga útil, a qualidade do sinal é aumentado por seis decibéis com relação aos dados do usuário na detecção.

Como pode ser visto na figura 16A, os bits do ’ codificador BCH são escalados 1610 e centralizados 1620 p 25 obtendo uma sequência de bit x0, xl, x2, x3 e x4 . Esta sequência de bit é ainda modulada nos componentes em fase e em quadratura Si, Sq e emitida em uma sequência resultante de:-x0, x0, -xl, xl, -x2, x2, -x3, x3, -x4, x4.

Esta sequência de saída é então a potência escalada e transmitida.

A escala de potência é mostrada ha figura 16B. Um exemplo de uma sequência de saída após a escala de potência é mostrado na figura 17. É assumido que o cabeçalho físico seria maior do que a duração, por exemplo, da sequência de sincronização ou da parte da sequência piloto Sl e S2x. A fim •5 de evitar a latência da transmissão dos dados do usuário, o cabeçalho físico é desta forma subdividido em váiros pedaços (partes) denotados PHSx. e transmitido em intervalos de tempo regulares do molde e de forma alternada com os dados e sequência piloto. Vantajosamente, o- comprimento de . cada 10 pedaço do cabeçalho físico PHSx é igual ao comprimento da sequência de sincronização Sl. Vantajosamente, a distância entre os pedaços do cabeçalho físico, os pedaços da sequência de sincronização e da sequência piloto é igual, o que permite o receptor realizar a recuperação de tempo cega com base em 15 todos eles (PHSx, Sl, S2x) desde que não representem uma base pe tempo comum. Preferivelmente, a frequência para transmitir os pedaços do cabeçalho fisico é predefinida e bem conhecida ao receptor e ao transmissor.

Como pode ser visto das figuras 6 e 7, os pedaços do cabeçalho fisico podem estar localizados entre dois sub- blocos piloto consecutivos de modo que as informações do cabeçalho físico bem como a capacidade de estimativa piloto sejam uniformemente distribuídas ao longo do molde. Semelhantemente à sequência de sincronização Sl e às partes da sequência piloto S2x, cada pedaço do cabeçalho fisico PHSx é pré-suspenso e anexado pela' sequência zero para -evitar - -interferência intra-símbolo. Isto pode ser visto na figura 17, na qual o número Lp8sz de símbolos representa o sinal zero pré-suspenso e anexado. corresponde à escala de potência definida por meios do parâmetro de escala de potência kQ e é igual a 2k0 -1 utilizada para também escala da sequência de sincronização Sl. Preferivelmente, o comprimento das sequências de símbolo zero é o mesmo, que nas descritas acima/ sequência de sincronização Sl e uma parte da sequência piloto S2x, preferivelmente 16 símbolos. O comprimento da sequência do símbolo 2-PAM compondo o cabeçalho físico é preferivelmente 1792 símbolos que são subdivididos em pedaços do cabeçalho físico, cada um tendo 128 simbolos. A taxa do símbolo Fs é preferivelmente 312,5 mega símbolos por segundo e é igual para todo o molde. Isto resulta em 14 pedaços do cabeçalho físico PHSx de um molde.

Os sub-blocos de carga útil de dados são utilizados para carregar as informações dos dados do usuário. As informações dos dados do usuário são codificadas e moduladas . de acordo com a capacidade do canal de comunicação 15 disponível.

É vantajoso utilizar a codificação do canal orientado por bloco ao invés dos códigos convulocionais, desde que isso permita a redução da latência da decodificãção. Além disso, os sub-blocos de carga útil de 20 dados podem se estender sobre um número inteiro número de palavras código de modo que a decodificãção da correção de erro futura de cada sub-bloco de dados de carga útil sejas independente. Isto é principalmente vantajoso quando a estrutura do molde do modo de baixa potência é utilizada, 25 pois a latência da decodificãção não depende dos sub-blocos de dados habilitados no molde. Além disso, a latência da decodificãção não apresenta, instabilidade,, desde que os simbolos pertencentes a uma palavra código sejam recebidos da interrupção.

As figuras 5 e 7 ilustram uma estrutura do molde na qual um sub-bloco de carga útil inclui quatro fendas que são ao mesmo tempo quatro palavras código ,(CW) MLCC. A instalação da codificação do. bloco tem a vantagem do alinhamento com o inicio do sub-bloco. Isto é particularmente vantajoso para a estrutura do molde do modo de baixa potência, desde que a latência da decodifiçaçâo seja, de outra forma, aumentada para o sub-bloco de carga útil, por exemplo, quando a palavra 5 código cobre as bordas do sub-bloco. 0 comprimento do sub- bloco de carga útil é selecionado de modo que a suspensão produzida pela transmissão da sequência de sincronização, pilotos e cabeçalho físico no molde seja relativamente pequena . -— — -

Os sub-blocos de carga útil não são pré-suspensos ou anexados pelas sequências zero, desde que estas sequências já estejam incluídas na sequência de sincronização 31, na sequência piloto S2x e nos sub-blocos do cabeçalho fisico PHSx. As sequências zero pré-suspensas e anexadas antes e 15 depois da sincronização, o piloto e os sub-blocos do cabeçalho são selecionadas para ter tal comprimento que a resposta do canal de impulso, e em particular sua parte substancial, é incluída.

O fator de escala aplicado aos sub-blocos de carga 20 útil depende do número de níveis M da modulação M-PAM. O número de níveis (ordem) da modulação pode depender da. configuração adaptativa do sistema de comunicação que é vantajosamente selecionada para abordar a capacidade do canal. Em particular, a modulação M-PAM tem valores do * 25 ajuste: {-M+l, -M+3, ...,M-3, M-l)

O fator de escala também depende da pré-codificação Tomlinson-Harashíma, que é utilizada na transmissão do sub- bloco de carga útil diferente da. transmissão do cabeçalho 30 físico e sequências piloto. No caso da pré-codificação Tomlinson-Harashima, no começo de cada sub-bloco de carga útil, o estado do filtro de retorno é redefinido. Isto significa que é assumi-se que 'todos os símbolos anteriores que entram no pré-codificador Tomlinson-Harashima eram zero. Este reajuste é empregado desde que os sub-blocos com informações de controle como a sequência de sincronização Sl, a sequência piloto S2 e a sequência do cabeçalho físico PHS 5 não sejam pré-çodificados.

As constelações 2^1 PAM sendo emitidas do codificador ML.C são afetadas por um. fator de escala a fim de obter amplitude máxima igual para qualquer constelação. As constelações são escaladas para amplitude de modulação óptica 10 igual (OMA) desde que o canal óptico seja um canal de comunicação limitado ao pico da potência, conforme explicado na Seção "Histórico da Invenção".

Por exemplo, o parâmetro k pode ser definido como k = 1, 1,5, 2, 7,5, 8 bits por dimensão e o fator de escala pode ser utilizado quando THP for utilizado:

Quando LE ou DFE são utilizadas, então

em que sgn é um operador que retorna o sinal da expressão de entrada. Aqui é assumido que as constelações são normalizadas na faixa, arbitrária [-2k°, 2k0). após a escala.

Como as constelações não estão em escala para energia média igual,, o sinal no índice de ruído disponível 25 para cada constelação depende da constante k e da pré- codificação. Em particular, o sinal no índice de ruído é mais alto para a constelação com fator de crista inferior. No caso da pré-codificação Tomlinson-Harashima implementada para sub- blocos de carga útil, todas as constelações apresentaram o. 30 mesmo fator de crista após a pré-codif icação e o sinal disponível ao índice de ruído para cada constelação depende da perda de pré-codificação.

A figura 18A mostra um exemplo de uma tabela que lista o parâmetro k e o fator de escala (SE1) correspondente 5 com a pré-codificação Tomlinson-Harashima habilitada (terceira coluna) e desabilitada (quarta coluna), respectivamente, para diferentes constelações da ordem M-PAM. A figura 18B mostra a operação da escala de potência __realizada no codificador. Em particular, a partir do_ pré- 10 codificador Tomlinson-Harashima, um sinal entra na unidade de escala e é escalado; com o fator SF(k) e emitido na taxa do símbolo Fs ao canal.

A figura 19 ilustra um exemplo de um método de transmissão e recepção de acordo com a presente invenção, da 15 qual um exemplo detalhado e realizações detalhadas foram providos acima. Em particular, o método de transmissão pode incluir a etapa para inserir 1910 (receber) os dados do usuário. Esta etapa tipicamente corresponde receber os dados do usuário de camadas mais altas, possivelmente encapsuladas 20 no(s) protocolo(s) da camada mais alta. Por exemplo, um sinal de vídeo codificado com MPEG e encapsulado em pacotes de IP e/ou pacotes de camada MAC pode ser inserido. Entretanto, qualquer tipo de mídia como áudio, texto, multimídia etc. encapsulada em qualquer pilha de protocolos pode ser inserido 25 na camada física. Certamente, aqui, os dados do usuário são -os dados de conteúdo possivelmente comprimidos e encapsulados em um ou mais protocolos.

No lado do transmissor, estes dados do usuário são segmentados para ser inseridos na estrutura do molde. 0 30 início do molde com uma sequência de sincronização, que é gerado na etapa 1921. Ã sequência de sincronização é seguida no; molde com uma primeira parte dos dados do usuário (sub- bloco dos dados do usuário). Nos exemplos acima, o tamanho das partes dos dados do usuário foi quatro palavras código codificadas, por exemplo, por MLCC e possivelmente pré- codificadas. A primeira parte dos dados do usuário é então seguida por qualquer parte do cabeçalho da camada física ou 5 uma parte do sinal de referência. Nos exemplos acima, a parte do cabeçalho fisico segue. A parte do cabeçalho físico PESO é preferivelmente transmitida desde que esta abordagem permita a sincronização regular (determinação de tempo, ou seja, ajuste do ponto, de. amostragem) com base._na sequência de sincronização e nas partes piloto. Entretanto, isto é apenas um exemplo e, no geral, a ordem pode ser invertida. O sinal de referência é gerado na etapa 1922 e o cabeçalho da camada física é gerado na etapa 1923.

Após inserir cada parte da sequência piloto e cada 15 parte do cabeçalho físico., uma parte dos dados do usuário é inserida no molde, É observado que a entrada das informações de controle no cabeçalho fisico também é gerada com base nos parâmetros de transmissão selecionados, por exemplo, com base no retorno do receptor (as informações de controle aqui podem 20 ser uma informação que controla a redundância do canal codificador, pré-codificação etc.). Também pode incluir o protocolo de controle de negociação do link.

O molde é então formado 1930 conforme descrito acima, começando com a parte de sincronização e incluindo um 25 número de partes predefinido das partes dos dados do usuário, partes do sinal de referência e partes do cabeçalho fisico ordenados em conformidade com a presente invenção. O molde formado é então transmitido 1940 sobre a fibra óptica plástica.

Um exemplo do método de recebimento de acordo com a presente invenção é mostrado à direita da figura 19, Em particular, um. sinal é recebido a partir da fibra óptica plástica. 0 sinal pode ser um sinal conforme transmitido pelo método de transmissão descrito acima, que é indicado na figura por uma linha tracejada. 0 sinal recebido é ainda processado. Em particular, as bordas de um molde são detectadas primeiro. 0 inicio do molde é detectado 1950 PROCURANDO a sequência de sincronização. Isto pode ser realizado pela correlação do sinal recebido com a sequência de sincronização conhecida a-priori. 0 resultado da detecção é o conhecimento do inicio do molde. Além disso, de acordo com os símbolos da sequência de sincronização, o prazo do 10 símbolo pode ser determinado. Em particular, o tempo ideal para amostra (por exemplo, o meio do pulso do símbolo) pode ser determinado. Após ã sequência de sincronização, na estrutura do molde, a parte dos dados do usuário é transmitida e, correspondentemente, ainda recebida. Assim, a etapa I960 leva à etapa 1990 de decodificação (e/ou demodulação) dos dados do usuário. Isto pode ser realizado, por exemplo, aplicando uma decodificação conforme brevemente descrito com referência à figura 3C e 3A. Entretanto, a presente aplicação não está limitada por esta abordagem e, no 20 geral, qualquer outra decodificação pode ser aplicada, dependendo da codificação aplicada aos dados no transmissor. Para a finalidade da presente invenção os dados podem ainda ser decodificados. Neste caso a etapa 1990 pode incluir a demodulação. Na etapa 1995 é verificada sem a extremidade do ' 25 molde ser atingida. Se a extremidade do molde (EOF) for atingida, então o início do novo molde é detectado como já descrito - na etapa 1950.

Se a extremidade do molde não for atingida, os dados são seguidos, no geral, pela parte do cabeçalho físico 30 ou por uma parte do sinal de referência, correspondente às ramificações "cabeça" e "piloto" do bloco de decisão 1960. A decisão na etapa 1960 pode ser realizada com base na estrutura do molde predefinida fixa. Certamente, qual tipo de símbolos deve ser processado como o próximo.. Por exemplo, as parte dos dados dó usuário descodificados conforme descrito acima podem ser seguidas por uma parte do cabeçalho físico. Esta parte do cabeçalho físico é então 5 decodificada 1980. A decodificãção 1980 da parte do cabeçalho físico pode demodular e/ou decodificar os dados de controle incorporados na parte do cabeçalho físico. Os dados de controle decodificados são então utilizados para controlar 1985 a decodificãção dos dados - do usuário dos - moldas ou 10 partes seguintes do mesmo molde, isto pode incluir o ajuste dos parâmetros da decodificãção e demodulação como quantidade de redundância somada e/ou dos parâmetros de pré-codificação. Entretanto, a presente invenção não está limitada por estes exemplos e, no geral, quaisquer informações que precisa ser 15 sinalizada para o processamento apropriado dos dados do usuário possa ser recebido e processado para controlar o receptor, bem como para ser transmitido ao par de link utilizando um canal de retorno para, por exemplo, taxa de bit adaptativa e/ou coeficientes da pré-codificação Tomlinson- 20 Harashima. No caso do cabeçalho físico ser o bloco codificado ou a palavra código ser distribuída por todo o molde, as informações que podem carregar a camada física afeta apenas a recepção dos próximos moldes, pois a recepção de um molde completo é necessária para a decodificãção.

Após decodificar e processar as informações de controle, a etapa i960 deve levar à. ramificação da decodificãção dos dados, visto que a parte do cabeçalho físico deve ser seguida pela parte dos dados do usuário. A parte dos dados do usuário é processada como já descrito com 30 referência à etapa 1990.

Após a parte dos dados do usuário, a parte dó sinal de referência (símbolos de referência) ser processada. Isto é indicado pela ramificação "piloto" da etapa 1960. A sequência piloto é detectada 1970 e os parâmetros do receptor são definidos 1975 certamente. Por exemplo, a detecção do sinal de referência permite atualizar a base de tempo desde que a sequência seja conhecida no receptor e possa ser correlacionada com o sinal recebido semelhantemente à sequência de sincronização. Além disso, os sinais de referência podem ser utilizados para estimar as condições do canal (ou seja, estimativa de distorção linear e não linear bem como adaptação de equalizadores) com. base na potência 10 recebida dos pulsos do símbolo de referência e comparando-o com a sequência enviada originalmente (a ser enviada). Este conhecimento pode ainda ser utilizado para codificar corretamente os dados do usuário (e/ou o cabeçalho físico).

A decodifícação dos dados do usuário 1990 é 15 realizada apenas no modo de potência normal. Entretanto, para o modo de baixa potência, este processamento não precisa ser realizado desde que nenhum dado seja recebido. Neste caso, a etapa de decodificação 1990 é substituída com a etapa de desligamento da recepção e ligando-a novamente após o 20 intervalo de tempo para receber os dados do usuário.

Correspondentemente, para o modo de baixa potência no lado do codificador, a etapa 1910 de inserir os dados do usuário não está incluída,

É observado que preferivelmente, a estrutura do ' 25 molde é predefinida, significando que a ordem e posição das partes dos dados do usuário, das partes do cabeçalho físico e das partes do sinal de referência do molde são conhecidas tanto para o receptor quanto para o transmissor e não mudam no tempo. Entretanto, sair do escopo da presente invenção, 30 também pode haver realizações nas quais o comprimento do molde, o comprimento dos blocos dos dados do usuário è/ou outros sub-blocos pode ser definido dinamicamente.

A figura 20 exemplifica uma estrutura funcional de um transmissor e um receptor de acordo com a presente invenção. É observado que o transmissor e o receptor podem no gerai incluir mais blocos funcionais. A figura 20 mostra apenas uma parte das unidades do dispositivo que podem ser 5 impactadas pela implementação da presente invenção e que são adaptadas de acordo com a presente invenção.

Em particular, o codificador 2000a inclui um gerador de sinal 2010 para gerar os sinais adicionais a. ser transmitidos no molde com as partes, para transmitir os dados 10 do usuário. Em particular, os sinais adicionais são a sequência de sincronização, o cabeçalho físico e a sequência do símbolo de referência. O gerador de sinal pode então incluir as partes separadas correspondentes: o gerador da sequência de sincronização, o gerador de sinal piloto e o 15 gerador de cabeçalho. Os sinais adicionais gerados são, então, providos à unidade de formação de molde 20.20. A unidade de formação de molde 2020 forma o molde a partir dos sinais adicionais e, se disponível, inclui os dados do usuário.. Em particular, o molde inicia com a sequência de 20 sincronização e então incluem de modo alternativo, as partes para transmitir os dados, do usuário (que podem, mas não necessariamente realmente incluir os dados do usuário) e as partes do sinal adicional. As partes do sinal adicional são as partes do cabeçalho físico e as partes do sinal de 2 5 referência que são, de modo alternativo, incluídos entre as partes para transmitir os dados do usuário. O molde formado é transmitido por um transmissor 2030. 0 transmissor 2030 pode incluir a forma do pulso e injetar o sinal na fibra óptica plástica conforme ilustrado na figura 1, blocos 110-130.

O receptor de POF 2000b da figura 20 inclui uma unidade de recebimento 2040, que pode realizar funções descritas com referência à figura 1, os blocos 170-190. O receptor pode ainda incluir uma unidade de detecção de sincronização 2050' para detectar a sequência de sincronização. Contorne descrito acima, a unidade de detecção de sincronização 2050 pode incluir uma unidade de correlação para realizar a correlação do sinal recebido com a sequência 5 de sincronização original, A sequência de sincronização original pode ser armazenada na memória ou gerada no momento da mesma forma que no codificador, por exemplo, utilizando um. gerador MLS conforme mostrado na figura 9. A saída do detector de sincronização 2050 é o início do molde detectado 10 e a base do tempo de amostragem» De acordo com o inicio do molde indicado e a base de tempo, o extrator 2060 extrai do molde outros sinais. Por exemplo, os sinais de referência são extraídos e no detector do sinal de referência 2070., eles são processados para estimar as condições do canal, adaptar a 15 base de tempo (que pode ser provida de volta ao extrator 2060) e adaptar os parâmetros do equalizador, e os parâmetros estimados podem ser providos a um decodificador de dados 2090 para decodificãção dos dados que também, podem incluir a equalização. 0 extrator 2060 também é adaptado para extrair 20 as partes do cabeçalho físico, que são então decodificados em um decodificador do cabeçalho físico 2080. 0 decodificador do cabeçalho físico 2080 decodifica as informações de controle incorporadas no cabeçalho físico. Estas informações, conforme descrito acima, podem então ser providas ao decodificador de 25 dados 2090. para decodificar corretamente os dados (por — exemplo, para- corretamente definir os parâmetros do decodif icador como a taxa de bit incluindo o ajuste da quantidade de redundância etc,).

É observado que no geral, tanto a sequência de 30 sincronização quanto a sequência do sinal de referência incluem "símbolos piloto" no sentido que estes símbolos são: conhecidos tanto no transmissor quanto no receptor. Certamente, ambos os sinais (sequências do símbolo) podem ser utilizados para determinar a base de tempo (periodo de amostra do tempo) e para determinar a posição do molde. Entretanto, conforme descrito acima, preferivelmente, a sequência de sincronização é transmitida com uma alta 5 potência. (com a faixa de potência do transmissor) epossivelmente apenas com dois níveis a fim. de garantir que o inicio do molde seja detectado otimamente e o receptor possa implementar õ início do molde pesquisando o algoritmo com baixa complexidade. Os pilotos do sinal de referência podem 10 incluir mais níveis de modulação do que a sequência de sincronização, que é útil para a estimativa excelente do canal de POF não linear. Preferivelmente, o período da sequência de sincronização e da sequência do sinal de referência é o mesmo. Certamente, a função principal da sequência de sincronização é a detecção do início do molde. A. função principal da sequência do símbolo de referência é a estimativa do canal e adaptação de equalizadores. Entretanto, a sequência de sincronização também pode ser utilizada para uma estimativa do canal grosso e a sequência do sinal de 20 referência também pode ser utilizada para determinar a posição do molde e seu período de tempo.

Conforme descrito acima, a presente invenção provê uma estrutura do molde eficiente para a transmissão de dados da POF. Em particular, a estrutura do molde inclui partes do ' 25 sinal de referência que servem para, a estimativa do canal e adaptação do equalizador; O -sinal de referência é-distribuído pelo molde em várias partes a fim de reduzir a latência da decodificação dos dados do usuário e manter ao mesmo tempo a boa convergência dos algoritmos adaptativos. A estrutura do 30 molde ainda inclui dados de controle preferivelmente codificados, por uma codificação do bloco e distribuídos pelas palavras código pelo molde em várias partes. Isto permite reduzir a latência da decodificação dos dados do usuário enquanto provê o subcanal de comunicação de controle muito robusto para a sinalização.

Resumindo, a presente invenção refere-se à transmissão e recepção de dados sobre uma fibra óptica 5 plástica. Em particular, a presente invenção prove transmissão e recepção sobre a fibra óptica plástica de uma estrutura do molde particularmente adequada. A estrutura do molde inclui uma sequência de sincronização e partes de dados do usuário que alternam com as partes alternadas do~ sinaicie referência e as partes dos dados de controle. O comprimento das partes dos dados do usuário pode ser igual, o comprimento da sequência de sincronização e os dados de controle e as partes do sinal de referência também pode ser igual. As distâncias entre a sequência de sincronização e as partes do 15 sinal de referência e as partes dos dados de controle são vantajosamente iguais. A alternação dos dados e informações adicionais evita a latência da decodificação dos dados enquanto mantém a taxa necessária para as informações adicionais.

Claims (13)

1. MÉTODO PARA TRANSMITIR DADOS DO USUÁRIO SOBRE UMA FIBRA ÓPTICA PLÁSTICA, incluindo as etapas de: gerar (1921, 1922, 1923) uma sequência de sincronização (S1) indicando início de um molde, um sinal de referência (S2) para recuperação de tempo e estimativa de canal e um sinal de controle (PHS); formar (1930) o molde começando com a sequência de sincronização gerada (S1) e incluindo uma pluralidade de partes para transmitir os dados do usuário (CW), uma pluralidade de partes do sinal de referência (S2) incluindo símbolos piloto, e uma pluralidade de partes dos dados de controle (PHS), caracterizado por uma parte (CW) para transmitir os dados do usuário estar localizada entre cada dois da sequência de sincronização (S1), de uma parte do sinal de referência (S2) e uma parte dos dados de controle (PHS), em que a sequência de sincronização (S1) é uma sequência predefinida de símbolos modulada por uma modulação de amplitude por pulso de 2 níveis (610), o sinal de referência (S2) é uma sequência de símbolos predeterminados modulados por uma modulação de amplitude por pulso com nível M com M sendo um número inteiro maior do que 2 (640), os dados de controle (PHS) são modulados por uma mudança da fase binária bidimensional que introduz a modulação de amplitude por pulso de 2 níveis, 2D BPSK 2-PAM (630), e os dados do usuário (CW) são modulados por uma modulação de amplitude por pulso de N níveis com N sendo um número inteiro maior ou igual a 2 (620); e transmitir (1940) o molde gerado sobre uma fibra óptica plástica.

2. MÉTODO PARA RECEBER DADOS DO USUÁRIO SOBRE UMA FIBRA ÓPTICA PLÁSTICA, incluindo as etapas de: receber sobre um sinal de fibra óptica plástica, detectar (1950) no sinal recebido uma sequência de sincronização (S1) indicando início de um molde; extrair (1960) do molde uma pluralidade de partes de um sinal de referência (S2) para recuperação de tempo e estimativa de canal incluindo símbolos piloto e dados de controle (PHS), caracterizado por uma parte para transmitir os dados do usuário (CW) estar localizada entre cada duas da sequência de sincronização (S1), de uma parte do sinal de referência (S2) e uma parte dos dados de controle (PHS), em que uma porção (CW) dos dados do usuário está localizada entre cada duas da sequência de sincronização (S1), de uma parte do sinal de referência (S2) e uma parte dos dados de controle (PHS), em que a sequência de sincronização (S1) é uma sequência predefinida de símbolos modulada por uma modulação de amplitude por pulso de 2 níveis, o sinal de referência (S2) é uma sequência de símbolos predeterminados modulados por uma modulação de amplitude por pulso com nível M com M sendo um número inteiro maior do que 2, os dados de controle (PHS) são modulados por uma mudança da fase binária bidimensional que introduz a modulação de amplitude por pulso de 2 níveis, 2D BPSK 2-PAM, e os dados do usuário (CW) são modulados por uma modulação de amplitude por pulso de N níveis com N sendo um número inteiro maior ou igual a 2.

3. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 1 ou 2, caracterizado por a distância em termos de prazo entre cada duas da sequência de sincronização (S1), de uma parte do sinal de referência (S2) e de uma parte dos dados de controle (PHS) ser igual, e/ou o comprimento em termos de prazo da sequência de sincronização (S1), uma parte do sinal de referência (S2) e uma parte dos dados de controle (PHS) ser igual, e/ou entre cada duas partes do sinal de referência (S2) há uma parte dos dados de controle (PHS).

4. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, caracterizado por compreender ainda: uma etapa de transmissão ou recepção de baixa potência incluindo a respectiva transmissão ou recepção substancialmente de nenhuma potência dentro das partes dos dados do usuário (CW) do molde, e transmitir ou receber a sequência de sincronização (S1), o sinal de referência (S2) e as informações de controle (PHS) com uma potência não zero predeterminada.

5. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 4, caracterizado por a sequência de sincronização (S1), cada parte do sinal de referência (S2), e cada parte dos dados de controle (PHS) começar e terminar com um sinal zero (Z) de um comprimento predefinido, e em que a pré-codificação Tomlinson-Harashima (310, 330) é aplicada aos dados do usuário.

6. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 5, caracterizado por os dados de controle (PHS) serem codificados com uma codificação de correção de erro futura e incluindo uma verificação de redundância cíclica, e o sinal que carrega os dados do usuário (CW), e/ou os dados de controle (PHS) e/ou o sinal de referência (S2) e/ou o sinal de sincronização (S1) serem escalados para garantir substancialmente a potência óptica pico a pico igual na transmissão.

7. APARELHO PARA TRANSMITIR DADOS DO USUÁRIO SOBRE UMA FIBRA ÓPTICA PLÁSTICA, incluindo: um gerador (2010) para gerar uma sequência de sincronização (S1) indicando um início de um molde, um sinal de referência (S2) para recuperação de tempo e estimativa de canal e um sinal de controle (PHS); um montador do molde (2020) para formar um molde que começa com a sequência de sincronização gerada (S1) e inclui uma pluralidade de partes para transmitir os dados do usuário (CW), uma pluralidade de partes do sinal de referência (S2) incluindo símbolos piloto, e uma pluralidade de partes dos dados de controle (PHS), caracterizado por uma parte para transmitir os dados do usuário (CW) estar localizada entre cada duas da sequência de sincronização (S1), de uma parte do sinal de referência (S2) e de uma parte dos dados de controle (PHS), em que a sequência de sincronização (S1) é uma sequência predefinida de símbolos modulada por uma modulação de amplitude por pulso de 2 níveis (610), o sinal de referência (S2) é uma sequência de símbolos predeterminados modulados por uma modulação de amplitude por pulso com nível M com M sendo um número inteiro maior do que 2 (640), os dados de controle (PHS) são modulados por uma mudança da fase binária bidimensional que introduz a modulação de amplitude por pulso de 2 níveis, 2D BPSK 2-PAM (630), e os dados do usuário (CW) são modulados por uma modulação de amplitude por pulso de N níveis com N sendo um número inteiro maior ou igual a 2 (620); e um transmissor (2030) para transmitir o molde sobre uma fibra óptica plástica (150).

8. APARELHO PARA RECEBER DADOS DO USUÁRIO SOBRE UMA FIBRA ÓPTICA PLÁSTICA, incluindo: um receptor (2040) para receber sobre um sinal de fibra óptica plástica (150), um sincronizador (2050) para detectar no sinal recebido uma sequência de sincronização (S1) indicando o início de um molde; um detector de sinal (2060) para extrair do molde uma pluralidade de partes de um sinal de referência para recuperação de tempo e estimativa de canal incluindo símbolos piloto, caracterizado por uma parte para receber os dados do usuário (CW) estar localizada entre cada duas da sequência de sincronização (S1), de uma parte do sinal de referência (S2) e de uma parte dos dados de controle (PHS), em que uma porção (CW) dos dados do usuário está localizada entre cada duas da sequência de sincronização (S1), de uma parte do sinal de referência (S2) e uma parte dos dados de controle (PHS), em que a sequência de sincronização (S1) é uma sequência predefinida de símbolos modulada por uma modulação de amplitude por pulso de 2 níveis, o sinal de referência (S2) é uma sequência de símbolos predeterminados modulados por uma modulação de amplitude por pulso com nível M com M sendo um número inteiro maior do que 2, os dados de controle (PHS) são modulados por uma mudança da fase binária bidimensional que introduz a modulação de amplitude por pulso de 2 níveis, 2D BPSK 2-PAM, e os dados do usuário (CW) são modulados por uma modulação de amplitude por pulso de N níveis com N sendo um número inteiro maior ou igual a 2.

9. APARELHO, de acordo com a reivindicação 7 ou 8, caracterizado por a distância em termos de prazo entre cada duas da sequência de sincronização (S1), de uma parte do sinal de referência (S2) e de uma parte dos dados de controle (PHS) ser igual, e/ou o comprimento em termos de prazo da sequência de sincronização (S1), de uma parte do sinal de referência (S2) e de uma parte dos dados de controle ser igual (PHS), e/ou entre cada duas partes do sinal de referência (S2) há uma parte dos dados de controle (PHS).

10. APARELHO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 7 a 9, caracterizado por compreender ainda: uma unidade de transmissão/recepção de baixa potência para transmissão ou recepção de baixa potência incluindo a respectiva transmissão ou recepção substancialmente sem potência dentro das partes dos dados do usuário (CW) do molde, e transmitir ou receber a sequência de sincronização (S1), o sinal de referência (S2) e as informações de controle (PHS) com uma potência não zero predeterminada.

11. APARELHO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 7 a 10, caracterizado por a sequência de sincronização (S1), cada parte do sinal de referência (S2), e cada parte dos dados de controle (PHS) começar e terminar com um sinal zero (Z) de um comprimento predefinido, e em que a pré-codificação Tomlinson-Harashima (310, 330) é aplicada aos dados do usuário.

12. APARELHO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 7 a 11, caracterizado por os dados de controle serem codificados com uma codificação de correção de erro futura e incluindo uma verificação de redundância cíclica, e o sinal que carrega os dados do usuário (CW), e/ou os dados de controle (PHS) e/ou o sinal de referência (S2) e/ou o sinal de sincronização (S1) serem escalados para garantir substancialmente a potência óptica pico a pico igual na transmissão.

13. CIRCUITO INTEGRADO, caracterizado por incorporar o aparelho, conforme definido em qualquer uma das reivindicações 7 a 12.

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