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BALLY MANUFACTURING CORPORATION pour : "Manche à balai interactif"
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"Manche à balai interactif"
La présente invention est relative à des transducteurs de position et plus particulièrement à un appareil transducteur de position interactif,
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plus spécialement en combinaison avec un système de jeu vidéo.
Jusqu'à présent, les transducteurs de position et plus particulièrement les manches à balai ont utilisé des commutateurs à lame multiples pour une détection limite de point d'extrémité, en particulier pour. établir une interface d'entrée d'un utilisateur vers un jeu vidéo.
Par exemple, quatre commutateurs à lame,
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deux pour la direction x et deux pour la direction y, ont été utilisés en combinaison avec un système de jeu vidéo pour commander l'affichage de curseur sur un tube à rayons cathodique. Dans le domaine des jeux non vidéo, des transducteurs de position ont utilisé une inductance variable couplée à une poignée pour engendrer une sortie oscillante à une fréquence proportionnelle à l'inductance. Ce signal oscillant a alors été appliqué par l'intermédiaire d'une ligne de transmission à un élément de commande à distance qui compte ensuite le nombre d'impul- sions provenant de l'oscillateur pour mettre en
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relation la fréquence de l'oscillateur avec l'information de position concernant la poignée.
Toutefois, cette méthode présente de nombreux problèmes, tels qu'une forte énergie rayonnante et les problèmes associés concernant l'interférence électromagnétique et l'interférence à fréquence radiophonique. En outre, le rétrocouplage de sorties d'oscillateur multiples avec l'élément de commande à distance peut avoir pour résultat une diaphonie entre les signaux oscillants ainsi qu'une interférence entre les inductances variables dans le circuit d'oscillateur multiple. Une tentative pour résoudre ce problème est décrite dans un brevet aux Etats-Unis d'Amérique n 4. l48. 0l4, dans lequel une matrice de
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trotteur avec des doigts de contact est couplée entre une poignée de manche à balai et chacune des matrices de frotteurs x et y.
La sortie du manche à balai est un mot à bits multiples codé numériquement correspondant à l'un des multiples positions prédéter- minées possibles (par exemple l6) pour la direction
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x (et de même pour la direction y) du manche à balai.
Ces mots numériques sont communiqués à un élément de commande à distance qui met en corrélation le déplacement du manche à balai avec celui d'un curseur sur un tube d'affichage à rayons cathodiques. Toutefois, cette solution est relativement onéreuse et est limitée dans les caractéristiques de réponse pouvant être obtenues à partir du manche à balai.
Bien que ce système réduise effectivement le rayonnement d'interférence à fréquence radiophonique et électromagnétique, c'est aux dépens de la nécessité
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d'avoir des lignes de commande numérique multiples pour chacune des sorties de direction x et y accouplées sur la distance depuis le manche à balai jusqu'à l'élément de commande.
D'autres types de transducteurs de position antérieurs ont compris des générateurs de fonction absolue tels que des transducteurs sinuscosinus sur base de codeur. Par exemple, un codeur à code Gray ou binaire réfléchi serait constitué par des anneaux avec des frotteurs tels qu'un déplacement d'un bouton de commande ait pour résul-
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tat une sortie codée en code Gray en réponse à la position des frotteurs sur les anneaux. L'incon- vénient de ce type de transducteur est la tendance à l'usure, la nécessité d'avoir une multiplicité de lignes de sortie représentant la sortie codée, et un prix de revient relativement élevé.
Pour surmonter le problème d'usure, des codeurs optiques ont été utilisés, tels qu'un codeur à fente et bille à galet x-y. Toutefois, ce type de dispositif exige deux détecteurs optiques sur chaque axe de déplacement et les codeurs optiques sont
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onéreux. En outre, une logique est requise pour dé- terminer le nombre de rotations afin de dériver la direction par comptage. La sortie typique du codeur à fente est une impulsion d'horloge et une impulsion de données engendrée à partir du déplacement de la bille roulante ou d'une autre poignée de commande.
Ce type de codeur est un codeur relatif sans point zéro physique. Le codeur relatif ne possède que des domaines d'application limités et le prix devient
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élevé plus l'exigence de circuits de logique de support limite encore plus son utilisation.
Par conséquent, un but de l'invention est de surmonter de nombreux inconvénients des systèmes de la technique antérieure.
Un autre but est de communiquer des données de position à résolution relativement élevée à partir du transducteur de position vers un élément de commande à distance en utilisant un signal à basse fréquence, ce qui réduit par conséquent au minimum les problèmes d'interférence à fréquence radiophonique et magnétique.
Suivant l'une des formes de réalisation il- lustrées de l'invention, un manche à balai à axes multiples est constitué par une poignée, deux bobines d'inductance, chaque bobine possédant un noyau mobile et donnant une sortie en réponse au déplacement du noyau respectif, et avec un embiellage pour coupler le déplacement de la poignée dans une direction respective à un noyau respectif pour engendrer les sorties appropriées. Dans une forme de réalisation, les bobines d'inductance font partie d'un circuit générateur d'impulsions. Dans une autre forme de réalisation, les bobines d'inductance font partie d'un circuit d'oscillateur, qui fournit une sortie oscillante.
Les sorties oscillantes des deux circuits oscillants peuvent être couplées en parallèle vers des compteurs respectifs qui sont remis à zéro à distance (à partir d'un organe de commande à distance) et qui fournissent une sortie lorsqu'un comptage prédéterminé est atteint. D'une autre façon,
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les circuits oscillants peuvent être sélectivement mis en et hors service et couplés de manière séquen- tielle à un seul compteur pouvant être remis à zéro afin de fournir deux sorties dans un format à modulation par largeur d'impulsion et en multiplex à division de temps. Ainsi, la sortie du compteur est divisée jusqu'à une fréquence inférieure à celle de la sortie de l'oscillateur, en procurant une sortie de compteur à basse fréquence pour le couplage à l'organe de commande à distance.
Dans une forme de réalisation, le manche à balai à axes multiples fait partie d'un système de jeu vidéo comprenant un affichage, et des moyens pour afficher l'action et le déplacement du jeu vidéo sur une partie au moins de l'affichage en réponse à des données de position dérivées de l'impulsion ou des sorties de compteurs.
Dans encore une autre forme de réalisation, le manche à balai à axes multiples offre des caractéristiques de réponse sur 3600 à partir de ses sorties. Ainsi, le déplacement d'une partie de l'action du jeu vidéo affichée est effectué en réponse à des données de position sur 3600 provenant du manche à balai à axes multiples. En outre, dans une autre forme de réalisation, des moyens sont prévus pour transformer les données du manche à balai en des données d'accélération, qui produisent dans le système de jeu vidéo un mouvement accéléré d'une partie de l'action de
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jeu vidéo affichée en réponse à un déplacement du manche à balai.
D'autres détails et particularités de l'invention ressortiront de la description ci-après,
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donnée à titre d'exemple non limitatif et en se référant aux dessins annexés dans lesquels :
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La figure 1A est un schéma synoptique d'un transducteur de position suivant une forme de réalisation de l'invention.
Les figures lB-lC sont des vues en perspectives d'autres formes de réalisation d'un appareillage physique illustrant le transducteur de position de la figure 1A.
Les figures 2A-2B illustrent différentes formes de réalisation des éléments lOO et 110 de la figure 1A.
La figure 3A est un schéma électrique d'une forme de réalisation de moyens transducteurs de position ayant pour base une bobine d'inductance produi-
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sant des impulsions, tels que les moyens lOO ou 110 des figures 1A-lB.
La figure 3B est un schéma électrique illus- trant un transducteur de position destiné à engendrer une sortie d'impulsions comportant un oscillateur ayant pour base une bobine d'inductance variable et un compteur, en constituant une autre forme de réa-
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lisation du transducteur de position tel que lOO ou 110 aux figures 1A-lB.
La figure 4A est un schéma synoptique d'un manche à balai à axes multiples illustrant un appareil à oscillateur parallèle et compteur parallèle pour un fonctionnement parallèle.
La figure 4B est un schéma synoptique d'un manche à balai à axes multiples illustrant un appareil à oscillateur parallèle et compteur unique pour
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un fonctionnement en séquence en multiplex à division de temps.
La figure 5 est un schéma électrique détaillé illustrant le système de la figure 4A.
Les figures 6A-6B constituent un schéma électrique détaillé illustrant le système de la figure
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4B.
En se référant à la figure 1A, on a repré- senté un transducteur de position comprenant un transducteur d'entrée réactif destiné à transformer des actions de l'utilisateur en des signaux de données de position. Il est constitué par un transducteur d'entrée réactif l20 destiné à transformer les actions de l'utilisateur en des premier et second signaux analogiques l22 et l23, respectivement, et des premiers moyens lOO et des seconds moyens 110 destinés à produire des sorties d'impulsions respectives possédant une largeur variable en réponse auxdits premier et second signaux analogiques de l'utilisateur, respectivement.
Le transducteur d'entrée réactif peut avoir l'une de nombreuses formes telles que décrites ci-après.
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En se référant à la figure on a repré-
1B,senté une vue en perspective d'une forme de réalisation physique d'un transducteur d'entrée l20. Ce dernier est constitué par une première bobine d'inductance l30 comportant un premier noyau mobile l32 destiné à produire un premier signal proportionnel à la position du premier noyau, et une seconde bobine d'inductance l40 comportant un second noyau mobile l42 destiné à produire un second signal proportionnel
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à la position du second noyau.
Le transducteur de position est en outre constitué par une poignée de commande l50 destinée à déplacer au moins l'un des premier et second noyaux l32 et l42, respectivement, en réponse à une incitation externe, telle qu'un déplacement physique de la poignée par le joueur.
Comme illustré à la figure 1B, la poignée de commande
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l50 comprend des moyens l52 et l54 pour lier le mou- vement physique de la poignée de commande à chacun des premier et second noyaux.
En se référant à la figure 1C, on a repré- senté une vue en perspective d'une autre forme de réalisation physique d'un transducteur d'entrée l20 tel qu'illustré à la figure 1A. Le transducteur de position est constitué par un bouton l60 avec une goupille l62 qui lui est couplée en un point excentré par rapport au centre du bouton l60. Le transducteur de position est en outre constitué par une première bobine d'inductance l30 possédant un premier noyau mobile l32 destiné à produire un premier signal proportionnel à la position du premier noyau,
et une seconde bobine d'inductance l40 comportant un second noyau mobile l42 destiné à produire un second signal proportionnel à la position de ce second noyau. Des moyens l72 et l74 constituent un embiellage destiné à coupler le mouvement du bouton l60 par l'intermédiaire delà goupille l62 aux premier et second noyaux, respectivement, afin de provoquer ainsi un mouvement correspondant des noyaux l32 et l42 à l'intérieur des âmes respectives des bobines d'inductance concernées.
Ainsi, cette forme de
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réalisation du transducteur de position utilisant un bouton reliant entre eux les noyaux par l'intermédiaire d'une goupille, peut remplacer le manche à balai x-y du type à poignée et offrir également un transducteur angulaire permettant par exemple une relation sinus-cosinus.
En se référant aux figures 2A-2B, d'autres formes de réalisation de la partie réactive du transducteur d'entrée l20 sont illustrées. La partie réactive peut être constituée par des bobines d'in- ductance variable comportant chacune un noyau mobile respectif, comme illustré à la figure 2A, ou peuvent à titre de variante être constituées par des condensateurs variables comme illustrés à la figure 2B.
En se référant aux figures 3A-3B, d'autres procédés de production de signaux de sortie en réponse à un déplacement de position d'un noyau dans une bobine d'inductance variable sont illustrés. Il doit être entendu que ces circuits pourraient aussi utiliser des condensateurs variables et même des résistances variables. Toutefois, en combinaison avec un jeu vidéo, la bobine d'inductance variable offre un composant efficace pour son prix de revient offrant une excellente fiabilité et une bonne sensation pour l'utilisateur, et elle sera par conséquent le composant de transducteur variable illustré ci-après.
Les moyens lOO et 110 peuvent être identiques ou différents et, dans les formes de réalisation illustrées aux figures 4-5, ils sont identiques. Les moyens lOO et 110 peuvent offrir soit une sortie d'impulsion directe, comme illustré à la figure 3A, soit une
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sortie oscillante qui peut être transformée en une sortie d'impulsion par des circuits de compteur/divi- seur, comme illustré à la figure 3B, en interac- tion avec un organe de commande externe.
En se référant à la figure 3A, la bobine d'inductance variable 22l du transducteur d'entrée réactif l20 est couplée par l'intermédiaire d'un commutateur 215 soit à la tension d'alimentation positi- ve Vcc, soit à la masse. L'autre extrémité de la bobine d'inductance variable est couplée à une résistance 224 et à l'entrée sans inversion d'un amplificateur 226. L'entrée à inversion de ce dernier est connectée à une tension de référence Vref qui détermine le seuil à partir duquel l'amplificateur commute pour donner la sortie d'impulsion. L'autre extrémité de la résistance 224 est couplée à la masse.
Lors du fonctionnement, lorsque l'alimentation est appliquée (Vcc couplé à la bobine d'inductance 22l), aucun courant ne circule à l'origine dans la bobine d'inductance et la tension de sortie initiale de l'am- plificateur 226 est au niveau de la masse. Le temps nécessaire pour l'établissement d'un courant et son passage dans la bobine d'inductance 22l est proportionnel à l'inductance qui, à son tour, est déterminée par la position du noyau à l'intérieur de la bobine 22l. Lorsqu'un courant suffisant traverse la bobine d'inductance 22l et par conséquent la résistance 224, une tension est engendrée aux bornes de cette dernière et est appliquée à l'entrée sans inversion de l'am- plificateur 226.
Lorsque la tension à l'entrée sans inversion de l'amplificateur 226 dépasse la tension
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de référence Vref (à l'entrée à inversion de l'amplificateur 226), la sortie de l'amplificateur 226 est amenée à un niveau de tension élevé, ce qui engendre l'impulsion. L'intervalle de temps depuis le couplage de la bobine d'inductance 22l à Vcc jusqu'à ce que la sortie de l'amplificateur 226 commute à une sortie à niveau de tension élevé, est proportionnel à l'inductance de la bobine d'inductance variable 22l
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qui, à son tour, dépend de la position du noyau à l'intérieur de cette bobine, qui est en relation avec le déplacement du manche à balai.
Ainsi, l'intervalle de temps représente des données de position qui peuvent être utilisées par un système externe éloigné (ou local), tel qu'un jeu vidéo.
En se référant à la figure 3B, une autre forme de réalisation de moyens destinés à produire un signal proportionnel à la position du noyau de la bobine d'inductance variable est représentée, en constituant une forme de réalisation à circuit combiné d'oscillateur et de compteur des moyens lOO ou 110. Un élément d'accord variable, une bobine d'in- ductance 25l, commande la fréquence de l'oscillation d'un oscillateur 253 qui offre une sortie oscillante 254.
La sortie oscillante 254 est envoyée à l'entrée d'horloge d'un moyen de compteur 255. Un signal de remise à zéro 256 est également appliqué au moyen de compteur 255, ce signal de remise à zéro ramenant sélectivement de force le comptage mémorisé dans le moyen de compteur à une valeur prédéterminée, par exemple zéro. Le comptage mémorisé dans le moyen de compteur est augmenté en réponse à la sortie d'os-
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cillateur et une sortie de compteur 257 est offerte en réponse à l'augmentation de la valeur du comptage du moyen de compteur jusqu'à une valeur prédéterminée, par exemple une sortie atteinte par le comptage.
L'utilisation du compteur 255 en combinaison avec l'oscillateur 253 et la bobine d'inductance variable 25l permet d'utiliser une plus petite bobine tout en offrant une sortie à basse fréquence. Ainsi, mal-
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gré que la plus petite bobine d'inductance 25l ait pour résultat une fréquence d'oscillation plus élevée de l'oscillateur 253 qu'avec une plus grande bobine, le compteur 255 réduit la fréquence d'un facteur correspondant à la valeur de comptage prédéterminée, avec pour résultat une sortie à basse fréquence.
D'une autre façon, une grande bobine d'inductance 25l pourrait être utilisée sans avoir besoin du compteur 255 pour parvenir au même résultat quant à la fréquence de sortie. Toutefois, la plus petite bobine
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est plus pratique et a un bien plus bas prix de re- vient qu'une plus grande bobine.
En se référant à la figure 4A, un système de jeu vidéo utilisant un transducteur de position x-y à sortie parallèle constituant une forme de réalisation de la présente invention est illustré.
Le système de jeu vidéo est constitué par un affichage vidéo 340, un organe de commande 330, des compteurs 32l et 323, des oscillateurs 307 et 309, des bobines d'inductance variable 303 et 305, et une poignée de commande avec mécanisme de liaison ou d'embiellage 30l. La poignée de commande avec embiellage mécanique 30l en combinaison avec les bobines d'induc-
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tance variable 303 et 305, les oscillateurs 307 et 309, et les compteurs 32l et 323 offrent un transduc- teur d'entrée de joueur pour transformer le déplace- ment"physique en un jeu à coordonnées multiples d'impulsions à largeur variable.
Chacune des bobines d'inductance variable 303 et 305 est constituée par une bobine à laquelle est associée un noyau mobile dans une âme associée, comme illustré à la figure 1B.
Les oscillateurs 307 et 309 constituent des moyens pour produire un signal de coordonnée associé possédant une fréquence proportionnelle à la position du noyau respectif associé par rapport à l'âme respective associée, ce qui constitue en combinaison avec les compteurs associés 32l et 323, respectivement, des moyens pour produire un signal offrant des impulsions respectives changeant de largeur proportionnellement
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à la position du noyau respectif par rapport à l'âme respective.
La poignée de commande avec embiellage 30l constitue des moyens pour lier le mouvement physique du joueur à chacun des noyaux respectifs associés aux bobines d'inductance variable 303 et 305, afin de permettre une mise en position par l'utilisateur des noyaux dans les première et seconde âmes de bobine d'inductance en réponse à un déplacement de la poignée de commande. L'organe de commande 330 comprend un circuit de séquence logique destiné à émettre un signal de commande pour commander l'affichage en réponse au transducteur d'entrée de joueur. L'affichage vidéo 340 offre une représentation visuel-
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le de l'action du jeu en réponse, au moins en partie, à ce signal de commande provenant du circuit de séquen-
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ce logique 330.
L'organe de commande 330 peut être constitué par une unité de traitement central 332 et une mémoire 334 avec une logique de commande associée, ou il peut être constitué par d'autres circuits.
Les compteurs 32l et 323 peuvent comporter des moyens destinés à forcer le comptage mémorisé par les moyens de compteur à prendre une valeur de comptage prédéterminée (par exemple zéro) en réponse à un signal de remise à zéro correspondant, comme décrit précédemment à propos de la figure 3B. Comme illus-
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tré à la figure 4, les signaux de remise à zéro 326 et 328 pour les compteurs 32l et 323, respectivement, sont des sorties de l'organe de commande 330 qui reçoit également des sorties de compteur 322 et 324 à partir des compteurs 32l et 323, respectivement.
Les sorties de compteur, comme décrit ci-dessus à propos de la figure 3B, peuvent indiquer qu'un comptage prédéterminé a été atteint. En outre, dans la forme de réalisation illustrée à la figure 4A, l'organe de commande 330 émet un signal shunt 304 et 302 vers chacun des oscillateurs 307 et 309, respectivement, et il offre des moyens pour mettre hors d'action sélectivement l'oscillateur associé en réponse à un signal shunt. De la sorte, un des oscillateurs, 307, peut être bloqué sélectivement alors que l'autre oscillateur, 309, est conditionné pour un premier intervalle de temps, et l'autre oscillateur 309 peut être bloqué sélectivement alors que le premier oscillateur 307 est conditionné pendant un second intervalle de temps.
Dans la forme de réalisation illustrée, le premier intervalle de temps est au moins le temps
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s'écoulant entre le premier signal de remise à zéro 326 ou le premier signal shunt 304 et la première sortie de compteur 322, et le second intervalle de temps est au moins l'intervalle de temps entre le
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second signal de remise à zéro 328 ou le second signal shunt 302 et la seconde sortie de compteur 324.
En se référant à la figure 4B, un système de jeu vidéo tel que celui illustré à la figure 4A, est représenté utilisant un transducteur de position x-y à sortie en séquence avec modulation par largeur d'impulsion en multiplex à division de temps, ce qui constitue une autre forme de réalisation de la présente invention.
Le système de jeu vidéo de la figure 4B est constitué par un affichage vidéo 340, un organe de commande 330 (qui peut être constitué par une unité de traitement central 332 et une mémoire 334 ou d'autres circuits logiques), des circuits d'oscillation à conditionnement sélectif 357 et 359, des bobines d'inductance variable associées 353 et 355, un compteur 370., une logique de commande 375 et un mécanisme de poignée de commande et d'embiellage 30l. La poignée de commande et embiel- lage mécanique 30l en.
combinaison avec les bobines d'inductance variable 303 et 305 et les oscillateurs 357 et 359 constituent sélectivement un transducteur d'entrée de joueur destiné à transformer le déplace-
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ment de la poignée de commande en une sortie de signal à coordonnées multiples. En combinaison avec le compteur 370 et la logique de commande 375, un train de sortie en séquence en multiplex à division de temps modulé est obtenu, de manière à représenter un jeu
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de coordonnées multiples formé d'impulsions de largeur variable. Les oscillateurs 357 et 359 sont conditionnés alternativement et exclusivement en réponse à des signaux de conditionnement respectifs 354 et 352 respectivement.
Chacune des bobines d'inductance variable 353 et 355 est constituée par une bobine d'in- ductance à laquelle est associée un noyau mobile dans
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une âme associée. Les oscillateurs 357 et 359, lors- qu'ils sont conditionnés, constituent des moyens pour produire un signal de coordonnée associé possédant une fréquence proportionnelle à la position
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du noyau respectif associé par rapport à l'âme res- pective associée. L'organe de commande 330 offre des signaux de conditionnement ENA et ENB qui sélec- tionnent et conditionnent alternativement soit l'os- cillateur 359, soit l'oscillateur 357, respectivement, par l'intermédiaire de la logique de commande 375.
Un seul des signaux de conditionnement ENA ou ENB est actif à un moment donné quelconque, de telle sorte qu'un seul des oscillateurs 359 et 357 est conditionné à un moment quelconque. La logique de commande 375 fournit une impulsion de remise à état initial 374 pour un couplage à l'entrée de remise à l'état initial du compteur 370 lorsqu'aucun des signaux de conditionnement ENA et ENB n'est actif.
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A titre de variante, le signal de remise à état ini- tial 374 peut être fourni directement par l'organe de commande 330. Ainsi, lors du fonctionnement, le compteur 370 est ramené à l'état initial avant le conditionnement de l'un ou l'autre oscillateur, avec
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le signal de remise à état initial 374 amené à un
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niveau de signal inactif en réponse à la mise en activité de l'un ou l'autre des signaux de conditionnement ENA et ENB. Ainsi, le compteur est remis à zéro ou à l'état initial et compte jusqu'à la valeur prédéterminée pour donner une sortie de comptage 372 à appliquer à l'organe de commande 330, en séquence, en réponse au fonctionnement de chacun des oscillateurs 357 et 359. De cette manière, le compteur 370 est partagé dans le temps entre les oscillateurs 357 et 359.
Dans une forme de réalisation préférée, la poignée de commande de l'ensemble de poignée et d'em- biellage 30l peut être déplacée physiquement sur 3600 autour d'un point pivot central et l'embiellage offre des moyens permettant de faire varier les éléments d'accord des bobines d'inductance variable 303 et 305 en réponse au déplacement de la poignée de commande.
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Les sorties d'oscillateur 306 et 308 et/pu les sorties de compteur 322 et 324, offrent des signaux de cordonnée définissant la position de la poignée de commande dans le plan de déplacement sur 3600 autour du point pivot central. L'organe de commande 330 offre des moyens pour émettre des signaux de coordonnée qui définissent la position de la poignée de commande dans le plan de déplacement sur 3600 autour du point pivot central, en réponse aux première et seconde sortie de compteur. L'organe de commande 330 comprend des moyens pour commander l'affichage en réponse aux signaux de coordonnée, de telle sorte qu'une partie de la présentation visuelle de l'affichage soit modifiée en position en réponse aux signaux de coordonnée.
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Ainsi, la présentation visuelle de l'affichage peut être modifiée en position dans un plan de déplacement de 3600 sur l'affichage, correspondant au plan de déplacement sur 3600 de la poignée de commande. En outre, l'organe de commande 330 et l'affichage 340 peuvent modifier la vitesse du déplacement en position de la partie de la présentation visuelle proportionnellement au mouvement de la poignée de commande.
Ainsi, la vitesse, l'accélération et la position des images de la présentation visuelle peuvent être commandées en réponse au transducteur de position suivant la présente invention. Par conséquent, le système illustré à la figure 4 offre des moyens pour modifier l'affichage vidéo en réponse aux signaux de coordonnées associés des premier et second ensembles à bobine d'inductance.
Dans une variante de réalisation de l'un ou l'autre des systèmes des figures 4A et 4B, l'organe de commande 330 comprend des moyens pour fournir les première et seconde sorties de mot numérique comportant une multiplicité de valeurs discrètes en réponse aux premier et second signaux de coordonnées. En outre, des moyens peuvent être prévus pour produire l'un d'une multiplicité de sorties de mot de données à bits multiples, en réponse aux signaux de coordonnée associés à chacune des bobines d'inductance variable.
Par exemple, l'intervalle de temps entre l'impulsion de remise à état initial et l'impulsion de comptage atteint peut être mis en correspondance avec l'une d'une multiplicité de valeurs binaires correspondant à l'une d'une multiplicité de positions du noyau à l'intérieur de l'âme de la bobine d'inductance va-
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riable.
Pour une résolution accrue en rotation angulaire pour un même nombre de bits, la technique de codage sinus-cosinus de transducteur, représentant un autre aspect de l'invention, peut être mis en oeuvre. N'importe quel type d'élément d'accord variable peut être utilisé avec cette technique, y compris un condensateur variable, une bobine d'inductance variable ou une résistance variable dans le circuit d'oscillateur variable. Toutefois, la description se fera en rapport avec des bobines d'inductance variable telles qu'illustrées aux figures 4A-4B.
Lorsque les deux bobines d'inductance sont orientées perpendiculairement (transversalement) l'une par rap-
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port à l'autre, comme illustrées à la figure lB, les sorties offertes sont en rapport en tant que sinus et cosinus et peuvent être offertes en tant que valeurs binaires (numériques) à bits multiples. Un codage sinus-cosinus tronqué utilise le fait que la valeur du sinus (ou du cosinus) plus la polarité de l'autre sortie (cosinus ou sinus) définit la valeur orientée perpendiculairement correspondante du cosinus (ou du sinus). Etant donné que le sinus et le cosinus sont déphasés de 900, lorsqu'une valeur varie rapidement, l'autre variera lentement.
Ainsi, en tronquant le signal qui se trouve dans sa partie de variation lente et en utilisant cette valeur pour indiquer la polarité, la valeur de l'autre signal orienté perpendiculairement peut être utilisée pour une valeur de résolution primaire. Par conséquent, la polarité et la valeur de résolution primaire donnent une in-
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formation suffisante pour déterminer une valeur de résolution secondaire correspondant à la sortie tronquée, ce qui fournit ainsi les valeurs à la fois pour le sinus et le cosinus.
Par exemple, si toutes
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les valeurs supérieures à 0, 7 fois la valeur de crête dans le sens positif et négatif à partir de l'autre valeur orientée perpendiculairement sont lues en détail pour la résolution, une résolution angulaire de rotation accrue peut être atteinte pour un même nombre de bits résolu en utilisant la polarité d'une valeur (sinus ou cosinus) et la résolution de l'autre valeur (cosinus ou sinus) pour déterminer les deux valeurs.
Dans l'une quelconque des formes de réalisation décrites précédemment des figures 4A-4B, des moyens peuvent être prévus pour accélérer le déplacement d'une partie de la présentation sur l'affichage vidéo en réponse à la vitesse de variation par intervalle de temps prédéterminé des signaux de coordonnées associés aux premier et second ensembles à bobine d'inductance, tels que les sorties de compteur 322 et 324.
En se référant à la figure 5, un schéma électrique détaillé des circuits d'oscillateur et de compteur de la figure 4A est illustré. Une pre-
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mière bobine d'inductance variable 405 en combinaison avec des condensateurs Cl, C2 et C3 et des résistances R2 et R3 ainsi qu'un transistor Ql forment un circuit oscillant 40l qui fournit une sortie oscil-
Ri,lante à une fréquence qui est variable en réponse à la bobine d'inductance variable 405.
La résistance Ri
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applique la tension d'alimentation positive Vcc (par exemple 5 volts) aux composants du circuit d'oscillateur 40l. Ainsi, un côté de la résistance Ri est couplé à l'alimentation à 5 volts, tandis que l'au- tre côté est couplé à un point de jonction connecté aux autres composants du circuit d'oscillateur 40i, et à une sortie d'oscillateur 504 pour un couplage à l'entrée d'horloge de compteur des compteurs 407, 409 et 411 connectés en cascade pour former sur le plan fonctionnel un seul compteur dans la forme de réalisation illustrée à la figure 5.
Un signât-shunt 500 provenant d'un organe de commande externe, non représenté à la figure 5 (tel que l'organe de commande 330 de la figure 4), est couplé par l'intermédiaire d'un amplificateur tampon 432 et d'une porte 403 à la jonction de la sortie d'oscillateur et de la résistance Ri pour shunter sélectivement la jonction de
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cette résistance Ri et du reste du circuit d'oscillateur à la masse, ce qui coupe en fait l'alimentation de l'oscillateur et empêche son fonctionnement.
40lToutefois, lorsque l'oscillateur 40l n'est pas mis hors d'action par le signal shunt 500, la sortie d'oscillateur 504 est couplée à l'entrée de l'horloge
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du compteur 407 et la rhytme. La sortie de bit le plus significatif du compteur 407 est mise en cascade avec l'entrée d'horloge du compteur 409 et, d'une fa- çon analogue, la sortie de bit le plus significatif du compteur 409 est mise en cascade avec l'entrée d'horloge du compteur 411. La sortie de bit le plus significatif du compteur 411 est transmise par l'in- termédiaire d'une porte 42l en tant que première
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sortie de compteur pour un couplage à l'organe de commande à distance (non représenté à la figure 5).
Un signal de remise à état initial 520 est appliqué à partir de l'organe de commande à distance (non représenté à la figure 5, tel que l'organe de commande 330 de la figure 4), par l'intermédiaire d'une porte 450, aux entrées d'effacement des compteurs 407, 409 et 411 pour ramener sélectivement les compteurs à une valeur de comptage prédéterminée (par exemple tous des zéros), en réponse au signal de remise à état initial 520.
Le second étage d'oscillateur et de compteur de la figure 5 est conçu d'une façon parallèle pour le fonctionnement et la structure avec le premier étage d'oscillateur et de compteur tel que décrit précédemment pour la figure 5. Le second oscillateur 402 est constitué par une bobine d'inductance variable 416 et des condensateurs Cil, C12, C13, des résistances Rl2, Rl3, Rll et un transistor Q2, la résistance Rll appliquant la tension d'alimentation positive
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par une extrémité à la jonction de la sortie de l'os- cillateur et des autres composants du circuit d'os- cillateur 402.
Un second signal shunt 50l est appliqué à partir de l'organe de commande à distance (non représenté à la figure 5), par l'intermédiaire d'un amplificateur tampon 43l et d'une porte 404, à la jonction de la sortie d'oscillateur et de la résistance Rll, pour shunter sélectivement la jonction de la résistance Rll et de va sortie d'oscillateur 502 à la masse, ce qui coupe l'alimentation des circuits d'oscillateur et amène la sortie de l'oscillateur à
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la masse.
Ceci met en fait hors d'action l'oscillateur en réponse au signal shunt 50l. Lorsque le signal shunt 50l est inactif, c'est-à-dire que l'oscillateur 402 peut fonctionner, la sortie d'oscillateur 502 est appliquée à l'entrée d'horloge du compteur 406 qui est mise en cascade avec les compteurs 408 et 412, de la manière déjà décrite précédemment à propos des compteurs 407, 409 et 41l, avec la sortie de bit le plus significatif du compteur 412 couplée par l'intermédiaire d'un étage tampon 422 en tant que seconde sortie de compteur pour une application à l'organe de commande éloigné (non représenté à la fi-
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gure 5, tel que l'organe de commande 330 de la figure 4).
Les compteurs 407, 409, 411, 406, 408 et 412 peuvent être réalisés en utilisant des circuits intégrés numériques classiques, tels que les dispositifs SN7493
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ou SN74393 de type TTL.
Le shuntage sélectif des oscillateurs 40l et 402 est utilisé pour éliminer le problème d'une interaction de bobines d'inductance situées perpendiculairement telles qu'on les utilise pour la forme de réalisation illustrée d'un manche à balai x-y en combinaison avec des bobines d'inductance variable 405 et 4l6. Avec ce procédé, les deux bobines d'in- ductance variable peuvent travailler indépendamment sans déformer ou modifier l'induction de l'autre bobine d'inductance variable, en shuntant alternai-
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vement un oscillateur tout en permettant à l'autre de fonctionner et vice versa.
L'utilisation de bobines d'inductance variable dans le transducteur à manche à balai inter-
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actif offre de nombreux avantages pratiques ainsi qu'une meilleure résolution par rapport aux manches à balai de la technique antérieure faisant appel à des commutateurs à lame et d'autres techniques. Par
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exemple, la symétrie du noyau à l'intérieur de l'âme n'affectera pas l'inductance de la bobine sauf si l'âme a été usée physiquement jusqu'au fil lui-même.
En outre, l'utilisation d'un noyau ferreux à l'intérieur d'un mandrin à garniture de fibres de verre améliore la fiabilité et réduit l'usure jusqu'à des niveaux négligeables. Ainsi, une meilleure fiabilité et un temps moyen accru jusqu'à la panne peuvent être obtenus par rapport aux manches à balai classiques.
Le procédé et l'appareil pour transformer les sorties de coordonnées du manche à balai (par exemple des sorties de compteur) en l'une d'une multiplicité de valeurs permettent une beaucoup plus grande réso- lution avec la présente invention que ce qui peut être atteint dans les manches à balai de la technique antérieure utilisant des commutateurs à lame.
Suivant un aspect de la présente invention, la largeur d'impulsion telle que déterminée à partir de l'impulsion de remise à état initial, du signal shunt, et de la sortie de comptage atteint peut se voir attribuer l'une d'une multiplicité de valeurs dans une plage ou se voir attribuer une valeur de dépassement en plus ou en moins de la plage. Ainsi, par exemple, un compteur (ou chronorégleur) dans l'organe de commande à distance peut compter jusqu'à une première valeur prédéterminée (par exemple 256 unités de comptage) qui représente la limite de plage
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inférieure et peut donner une indication de plage inférieure si la valeur de comptage se situe dans les premières 256 unités.
Si ce n'est pas le cas, l'indication de plage inférieure est éliminée et le compteur-chronorégleur compte à nouveau jusqu'à la valeur prédéterminée. Si l'impulsion reçue se situe dans cette seconde plage de comptage, la valeur comptée est une indication de la position du manche à balai et du noyau à l'intérieur de l'âme de bobine d'inductance variable, et est indiquée en tant que signal dans les limites de plage. Si, toutefoisl'impulsion reçue dépasse le second comptage jusqu'à la valeur prédéterminée, une indication de plage supérieure ou de dépassement est fixée et le comptage se déroule à nouveau jusqu'à la valeur prédéterminée.
En utilisant cette technique de représentation, on accroît la linéarité et la plage de largeur d'impulsion peut être limitée (par exemple un rapport de variation d'inductance de 2 à 1).
Etant donné que l'âme et le noyau déterminent la plage de la bobine, le déplacement du noyau détermine
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la plage de largeur d'impulsion. En limitant la plage de largeur d'impulsion à un rapport de 2 à 1 ou de 3 à 1, une plus grande linéarité est atteinte et une résolution accrue est obtenue avec une indication à la fois de dépassement vers le haut et vers le bas de la plage et de situation à l'intérieur de la plage.
En se référant aux figures 6A-B, on a représenté un schéma électrique détaillé illustrant une forme de réalisation de circuits électriques par-
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ticulieis incorporant un transducteur de position tel qu'illustré à la figure 4B. Les circuits des figures 6A-B diffèrent sous de nombreux aspects de ceux illustrés à la figure 5. En premier lieu, les circuits électroniques particuliers utilisés pour réaliser les oscillateurs sont différents.
En second lieu, les signaux de commande entre l'organe de commande et les oscillateurs et le compteur des figures 6A-B diffèrent de ceux de la figure 5. En troisième lieu, le système des figures 6A-B utilise des oscillate rus parallèles mis en oeuvre dans un schéma de multiplex à division de temps, avec un seul compteur partagé offrant un système en multiplex à division de temps et modulation de largeur d'impulsion, tandis que le système de la figure 5 utilise des oscillateurs parallèles et des compteurs parallèles et soit engendre une multiplicité d'impulsions en parallèles, soit parvient à un multiplexage à division de temps grâce à une commande sélective des oscillateurs comme décrite précédemment.
En outre, les oscillateurs de la figure 6A sont des oscillateurs de relaxation.
En se référant à présent plus particulièrement à la figure 6A, on a représenté des circuits électriques détaillés offrant une similitude fonctionnelle avec l'oscillateur 357 et la bobine d'inductance associée 353, l'oscillateur 359 et la bobine d'inductance associée 355, les résistances série 36l et
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362 et le compteur 370 de la figure 4B. Les équivalents de l'organe de commande 330 et de la logique de commande 375 de la figure 4B sont illustrés à la figure 6B.
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Comme illustré à la figure GA, les deux oscillateurs sont de conception identique, chacun d'eux comprenant des amplificateurs tampon à bascule de Schmitt à trois états conditionnés sélectivement, des résistances de réaction, un condensateur d'amor- tissement et une bobine d'inductance à accord variable. En outre, une résistance d'amortissement et d'isolement en série est prévue depuis la sortie de l'oscillateur avant le couplage en commun des sorties d'oscillateur avec l'entrée de compteur.
Les oscil- lateurs sont représentés comme constitués par des amplificateurs à bascule de Schmitt avec inversion à trois états, conditionnés sélectivement avec une sortie à trois états, comme par exemple un disposi-
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tif 74 LS240 TTL ou 74Sc240 tous deux étant
CMOS,des circuits intégrés normaux disponibles commercialement.
L'oscillateur supérieur à la figure GA est constitué par des amplificateurs à bascule de Schmitt 520 et 52l. La sortie de l'amplificateur 520 est couplée à l'entrée de l'amplificateur 52l et à un côté de la bobine d'inductance variable 501. La sortie de l'amplificateur 512 est couplée à une extrémité de la résistance R22 et à une extrémité de la résistance R23 qui constitue une résistance d'amortissement série pour coupler par l'intermédiaire d'un noeud 504 la sortie de l'oscillateur de la bascule de Schmitt 52l à l'entrée du compteur 540.
Les autres extrémités de la résistance R22 et de la bobine d'inductance variable 501 sont chacune couplées entre elles et à une extrémité de la résistance R2l. L'autre extrémité de cette dernière est couplée
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à l'entrée de l'amplificateur 520. Un condensateur C2l est couplé entre la masse et la jonction de l'en- trée de l'amplificateur 520 et de la résistance R2l et, en combinaison avec cette dernière, offre un amortissement pour limiter la plage de variation de fréquence de la sortie d'oscillateur survenant en réponse à la bobine d'inductance variable 50l.
Le condensateur C2l n'est pas nécessaire pour l'oscillation et il est facultatif, suivant l'application et les besoins du système. Un signal de conditionnement ENA/, 522, lorsqu'il est bas et actif, conditionne sélectivement l'amplificateur à bascule de Schmitt 520 et 521 vers un état de réponse actif pour conditionner l'oscillateur supérieur en fonctionnementet offrir une sortie par l'intermédiaire d'une résistance R23 au noeud 504, qui est couplé à l'entrée de l'horloge du compteur 540. Un signal de remise à état initial 542 couplé à l'entrée de remise à état initial du compteur 540 ramène ce dernier à une valeur de comptage prédétermina (par exemple zéro) préalablement au conditionnement de l'oscillateur supérieur.
Lorsque le compteur 540 atteint une valeur de comptage prédéterminée, une sortie de compteur 544 est offerte pour être renvoyée à un organe de commande tel que l'organe 550 à la figure 6B.
Le fonctionnement et la construction physique de l'oscillateur inférieur sont identiques à ceux de l'oscillateur supérieur venant d'être décrit, avec les amplificateurs à bascule de Schmitt 530 et 53l correspondant aux amplificateurs 520 et 52l, les résis- tancesR31, R32 et R33 correspondant aux résistances
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R2l, R22 et R23, un condensateur C3l correspondant au condensateur C2l, une bobine d'inductance variable 502 correspondant à la bobine d'inductance variable 50l,
et le signal de conditionnement ENB/ 532 correspondant au signal ENA/522. D'une façon semblable à celle décrite précédemment à propos du fonctionnement de l'oscillateur supérieur, en combinaison avec le compteur 540, le signal de remise à l'état initial 542 couplé à l'entrée de remise à état initial du compteur 540 ramène sélectivement le compteur à la valeur prédéterminée préalablement au conditionnement de l'oscillateur inférieur, de telle sorte que le compteur 540 offre une sortie de compteur 544 lorsque l'oscillateur inférieur a rhytmé le compteur un nombre de fois prédéterminé pour parvenir à une valeur de comptage prédéterminée.
Les résistances R33 et R23 sont couplées en commun à la jonction 504 avec l'entrée d'horloge du compteur 540. Ceci ne crée aucun problème, étant donné qu'un seul des oscillateurs est conditionné à un moment quelconque, l'autre oscillateur offrant une charge à haute impédance par l'intermédiaire de la ré-
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sistance d'amortissement série respective à partir de la jonction 504.
En se référant à présent à la figure 6B, l'organe de commande 550 est représenté comme offrant deux sorties ENA 55l et ENB 552. Une seule de cgS sorties est active à un moment donné quelconque, les deux sorties devenant inactives avant que l'autre sortie ne devienne active. La logique de commande est constituée par des portes NON-OU 555, 556 et 557.
Ces dernières peuvent faire partie du transducteur
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de position éloigné de l'organe de commande 550 ou de l'organe de commande 550. Les portes 555 et 557 agissent en tant qu'inverseur et peuvent être remplacées par de tels éléments, pour convertir les signaux ENA et ENB 55l et 552, respectivement, en des signaux de polarité inverse ENA/et ENB/, 522 et 532, respectivement. La porte NON-OU 556 permet un passage commandé logiquement du signal
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ENA 55l et du signal ENB 552 pour offrir une sortie de remise à état initial 542 uniquement lorsque les deux signaux ENA et ENB 55l et 552, respectivement, se trouvent dans un état inactif.
La sortie de remise à état initial 542, couplée à l'entrée de remise à état initial de compteur 540, est ainsi normalement active, ce qui remet le compteur à son état initial. Lorsque l'un ou l'autre des oscillateurs est conditionné par l'intermédiaire de signaux ENA et ENB 55l et 552, respectivement, le signal de remise à état initial 542 est amené de force à un niveau de signal inactif, ce qui conditionne par conséquent le compteur 540 pour compter jusqu'à la valeur de comptage prédéterminée et offrir la sortie de compteur 544, pour un renvoi à l'organe de commande 550 Comme décrit précédemment,
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les signaux ENA et ENB sont tous deux amenés à un niveau de signal inactif avant d'alterner le conditionnement de l'un ou l'autre des oscillateurs supérieur et inférieur.
Par conséquent, le compteur 540 est ramené à l'état initial entre le conditionnement des deux oscillateurs, ce qui assure une sortie de compteur 544 appropriée pendant toutes les
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phases de fonctionnement des circuits.
L'utilisation d'un oscillateur de relaxation, comme illustré pour les oscillateurs de la figure 6A, permet d'avoir une plus grande plage dynamique de variation de fréquence en réponse à une variation fixe d'une bobine d'inductance variable que ce qui peut être obtenu avec d'autres types d'oscillateur. Toutefois, d'autres types de circuits d'oscillateur peuvent être utilisés, en faisant appel à différents circuits et différents éléments variables conforment aux principes de la présente invention.
Il doit être entendu que la présente invention n'est en aucune façon limitée aux formes de réalisation ci-avant et que bien des modifications peuvent y être apportées sans sortir du cadre du présent brevet.
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BALLY MANUFACTURING CORPORATION for: "Interactive broomstick"
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"Interactive broomstick"
The present invention relates to position transducers and more particularly to an interactive position transducer apparatus,
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more especially in combination with a video game system.
Up to now, position transducers and more particularly the joysticks have used multiple blade switches for limit point detection, in particular for. establish a user input interface to a video game.
For example, four reed switches,
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two for the x direction and two for the y direction, were used in combination with a video game system to control the cursor display on a cathode ray tube. In the field of non-video games, position transducers have used a variable inductance coupled to a handle to generate an oscillating output at a frequency proportional to the inductance. This oscillating signal was then applied via a transmission line to a remote control element which then counts the number of pulses from the oscillator to activate
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relation of the oscillator frequency with the position information concerning the handle.
However, this method has many problems, such as high radiant energy and the associated problems regarding electromagnetic interference and radio frequency interference. In addition, back-coupling multiple oscillator outputs with the remote control element can result in crosstalk between oscillating signals as well as interference between variable inductances in the multiple oscillator circuit. An attempt to solve this problem is described in a patent in the United States of America No. 4,148. 0l4, in which a matrix of
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trotter with contact fingers is coupled between a broomstick handle and each of the x and y wiper arrays.
The joystick output is a digitally coded multi-bit word corresponding to one of the multiple possible predetermined positions (e.g. 16) for direction
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x (and likewise for direction y) of the joystick.
These digital words are communicated to a remote control element which correlates the movement of the joystick with that of a cursor on a cathode ray display tube. However, this solution is relatively expensive and is limited in the response characteristics that can be obtained from the joystick.
Although this system effectively reduces interference radiation at radio and electromagnetic frequencies, it is at the expense of the need
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to have multiple digital control lines for each of the x and y direction outputs coupled over the distance from the joystick to the control element.
Other types of prior position transducers have included absolute function generators such as encoder-based sinuscosine transducers. For example, an encoder with reflected Gray or binary code would consist of rings with wipers such that a movement of a control button would result
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tat an output coded in Gray code in response to the position of the wipers on the rings. The disadvantage of this type of transducer is the tendency to wear, the need to have a multiplicity of output lines representing the coded output, and a relatively high cost price.
To overcome the wear problem, optical encoders were used, such as a slot encoder and an x-y roller ball. However, this type of device requires two optical detectors on each axis of movement and the optical encoders are
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expensive. In addition, logic is required to determine the number of rotations in order to derive the direction by counting. The typical output of the slot encoder is a clock pulse and a data pulse generated from the movement of the rolling ball or other control handle.
This type of encoder is a relative encoder without a physical zero point. The relative encoder has only limited areas of application and the price becomes
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the higher the requirement for support logic circuits further limits its use.
It is therefore an object of the invention to overcome many disadvantages of the systems of the prior art.
Another object is to communicate relatively high resolution position data from the position transducer to a remote control element using a low frequency signal, thereby minimizing problems of radio frequency interference. and magnetic.
According to one of the illustrated embodiments of the invention, a joystick with multiple axes consists of a handle, two inductor coils, each coil having a movable core and giving an output in response to the movement of the respective core, and with a linkage to couple the movement of the handle in a respective direction to a respective core to generate the appropriate outputs. In one embodiment, the inductors are part of a pulse generator circuit. In another embodiment, the inductors are part of an oscillator circuit, which provides an oscillating output.
The oscillating outputs of the two oscillating circuits can be coupled in parallel to respective counters which are reset remotely (from a remote control member) and which provide an output when a predetermined count is reached. In another way,
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the oscillating circuits can be selectively switched on and off and sequentially coupled to a single counter which can be reset to provide two outputs in pulse width modulation format and time division multiplex. Thus, the counter output is divided up to a frequency lower than that of the oscillator output, providing a low frequency counter output for coupling to the remote controller.
In one embodiment, the multi-axis joystick is part of a video game system comprising a display, and means for displaying the action and movement of the video game on at least part of the display in response to position data derived from pulse or counter outputs.
In yet another embodiment, the multi-axis joystick offers response characteristics over 3600 from its outputs. Thus, the displacement of a part of the action of the video game displayed is carried out in response to position data on 3600 coming from the joystick with multiple axes. In addition, in another embodiment, means are provided for transforming the joystick data into acceleration data, which produces in the video game system an accelerated movement of part of the action of
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video game displayed in response to a movement of the joystick.
Other details and particularities of the invention will emerge from the description below,
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given by way of nonlimiting example and with reference to the appended drawings in which:
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FIG. 1A is a block diagram of a position transducer according to an embodiment of the invention.
Figures 1B-1C are perspective views of other embodiments of physical apparatus illustrating the position transducer of Figure 1A.
Figures 2A-2B illustrate different embodiments of the elements 100 and 110 of Figure 1A.
FIG. 3A is an electrical diagram of an embodiment of position transducer means having as a basis an inductance coil produced
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health pulses, such as means 100 or 110 of Figures 1A-1B.
FIG. 3B is an electrical diagram illustrating a position transducer intended to generate a pulse output comprising an oscillator based on a variable inductor and a counter, constituting another form of reaction
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reading of the position transducer such as 100 or 110 in FIGS. 1A-1B.
Figure 4A is a block diagram of a multi-axis joystick illustrating a parallel oscillator and parallel meter apparatus for parallel operation.
Figure 4B is a block diagram of a multi-axis joystick illustrating a parallel oscillator and single counter apparatus for
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time division multiplex sequence operation.
Figure 5 is a detailed electrical diagram illustrating the system of Figure 4A.
Figures 6A-6B constitute a detailed electrical diagram illustrating the system of Figure
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4B.
Referring to Figure 1A, there is shown a position transducer comprising a reactive input transducer for transforming user actions into position data signals. It consists of a reactive input transducer l20 intended to transform the actions of the user into first and second analog signals l22 and l23, respectively, and first means lOO and second means 110 intended to produce outputs of respective pulses having a variable width in response to said first and second analog user signals, respectively.
The reactive input transducer can have one of many shapes as described below.
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Referring to the figure we have represented
1B, seen a perspective view of a physical embodiment of an input transducer 120. The latter is constituted by a first inductor l30 comprising a first movable core l32 intended to produce a first signal proportional to the position of the first core, and a second inductor l40 comprising a second movable core l42 intended to produce a second proportional signal
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at the position of the second nucleus.
The position transducer is further constituted by a control handle 150 intended to move at least one of the first and second cores 132 and 142, respectively, in response to an external incentive, such as physical movement of the handle by the player.
As shown in Figure 1B, the control handle
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150 includes means 152 and 154 for linking the physical movement of the control handle to each of the first and second cores.
Referring to Figure 1C, there is shown a perspective view of another physical embodiment of an input transducer 120 as illustrated in Figure 1A. The position transducer is constituted by a button 160 with a pin 162 which is coupled to it at a point eccentric relative to the center of the button 160. The position transducer is further constituted by a first inductance coil 130 having a first movable core 132 intended to produce a first signal proportional to the position of the first core,
and a second inductor 140 having a second movable core 142 for producing a second signal proportional to the position of this second core. Means l72 and l74 constitute a linkage intended to couple the movement of the button l60 via the pin l62 to the first and second cores, respectively, so as to thus cause a corresponding movement of the cores l32 and l42 inside the respective cores of the inductance coils concerned.
So this form of
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realization of the position transducer using a button connecting the cores to each other by means of a pin, can replace the joystick x-y of the handle type and also offer an angular transducer allowing for example a sine-cosine relationship.
Referring to Figures 2A-2B, other embodiments of the reactive portion of the input transducer 120 are illustrated. The reactive part may consist of coils of variable inductance each comprising a respective movable core, as illustrated in FIG. 2A, or may alternatively be constituted by variable capacitors as illustrated in FIG. 2B.
Referring to Figures 3A-3B, other methods of producing output signals in response to a positional shift of a core in a variable inductor are illustrated. It should be understood that these circuits could also use variable capacitors and even variable resistors. However, in combination with a video game, the variable inductor offers a cost effective component offering excellent reliability and a good feeling for the user, and it will therefore be the variable transducer component illustrated below. after.
The means 100 and 110 may be identical or different and, in the embodiments illustrated in Figures 4-5, they are identical. The means 100 and 110 can offer either a direct pulse output, as illustrated in FIG. 3A, or a
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oscillating output which can be transformed into a pulse output by counter / divider circuits, as illustrated in FIG. 3B, in interaction with an external control member.
Referring to Figure 3A, the variable inductor 22l of the reactive input transducer 120 is coupled via a switch 215 either to the positive supply voltage Vcc or to ground. The other end of the variable inductor is coupled to a resistor 224 and to the non-inverting input of an amplifier 226. The inverting input of the latter is connected to a reference voltage Vref which determines the threshold from which the amplifier switches to give the pulse output. The other end of resistor 224 is coupled to ground.
During operation, when power is applied (Vcc coupled to the inductor 22l), no current originally flows in the inductor and the initial output voltage of the amplifier 226 is at the mass level. The time required for the establishment of a current and its passage through the inductor 22l is proportional to the inductance which, in turn, is determined by the position of the core inside the coil 22l. When a sufficient current flows through the inductor 221 and consequently the resistor 224, a voltage is generated across the latter and is applied to the input without inversion of the amplifier 226.
When the voltage at the input without inversion of the amplifier 226 exceeds the voltage
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reference Vref (at the inverting input of amplifier 226), the output of amplifier 226 is brought to a high voltage level, which generates the pulse. The time interval from the coupling of the inductor 22l to Vcc until the output of the amplifier 226 switches to an output at high voltage level, is proportional to the inductance of the inductor. variable inductor 22l
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which, in turn, depends on the position of the core inside this coil, which is related to the movement of the joystick.
Thus, the time interval represents position data which can be used by a remote (or local) external system, such as a video game.
Referring to Figure 3B, another embodiment of means for producing a signal proportional to the position of the core of the variable inductor is shown, constituting an embodiment with a combined oscillator and means counter 100 or 110. A variable tuning element, an inductor 251, controls the frequency of the oscillation of an oscillator 253 which provides an oscillating output 254.
The oscillating output 254 is sent to the clock input of a counter means 255. A reset signal 256 is also applied to the counter means 255, this reset signal selectively forcibly returning the stored count in the counter means at a predetermined value, for example zero. The count stored in the counter means is increased in response to the bone output.
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cillator and counter output 257 is provided in response to increasing the count value of the counter means to a predetermined value, for example an output reached by the count.
The use of the counter 255 in combination with the oscillator 253 and the variable inductor 25l allows the use of a smaller coil while offering a low frequency output. So badly-
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as the smaller inductor 25l results in a higher oscillation frequency of the oscillator 253 than with a larger coil, the counter 255 reduces the frequency by a factor corresponding to the predetermined count value , resulting in a low frequency output.
Alternatively, a large inductor 25l could be used without the need for the counter 255 to achieve the same result in terms of output frequency. However, the smallest coil
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is more practical and has a much lower cost price than a larger spool.
Referring to Figure 4A, a video game system using an x-y position transducer with parallel output constituting an embodiment of the present invention is illustrated.
The video game system consists of a video display 340, a control member 330, counters 321 and 323, oscillators 307 and 309, coils of variable inductance 303 and 305, and a control handle with linkage mechanism. or linkage 30l. The control handle with mechanical linkage 30l in combination with the inductive coils
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variable tance 303 and 305, oscillators 307 and 309, and counters 321 and 323 provide a player input transducer to transform physical movement into a multi-coordinate pulse game of variable width.
Each of the variable inductor coils 303 and 305 is constituted by a coil with which is associated a movable core in an associated core, as illustrated in FIG. 1B.
Oscillators 307 and 309 constitute means for producing an associated coordinate signal having a frequency proportional to the position of the respective associated core with respect to the respective associated core, which constitutes in combination with the associated counters 321 and 323, respectively, means for producing a signal providing respective pulses varying in width proportionally
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at the position of the respective core relative to the respective core.
The control handle with linkage 30l constitutes means for linking the physical movement of the player to each of the respective cores associated with the coils of variable inductance 303 and 305, in order to allow the user to position the cores in the first and second inductor coil cores in response to movement of the control handle. The controller 330 includes a logic sequence circuit for outputting a control signal to control the display in response to the player input transducer. The video display 340 provides a visual representation-
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the action of the game in response, at least in part, to this control signal from the sequencing circuit
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this logic 330.
The controller 330 may be constituted by a central processing unit 332 and a memory 334 with associated control logic, or it may be constituted by other circuits.
The counters 321 and 323 may include means intended to force the count memorized by the counter means to take a predetermined count value (for example zero) in response to a corresponding reset signal, as described above with regard to the Figure 3B. As illus-
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In FIG. 4, the reset signals 326 and 328 for the counters 321 and 323, respectively, are outputs of the controller 330 which also receives counter outputs 322 and 324 from the counters 321 and 323, respectively.
Counter outputs, as described above with reference to Figure 3B, may indicate that a predetermined count has been reached. Furthermore, in the embodiment illustrated in FIG. 4A, the control member 330 transmits a shunt signal 304 and 302 to each of the oscillators 307 and 309, respectively, and it offers means for selectively deactivating the associated oscillator in response to a shunt signal. In this way, one of the oscillators, 307, can be selectively blocked while the other oscillator, 309, is conditioned for a first time interval, and the other oscillator 309 can be selectively blocked while the first oscillator 307 is conditioned. during a second time interval.
In the illustrated embodiment, the first time interval is at least the time
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flowing between the first reset signal 326 or the first shunt signal 304 and the first counter output 322, and the second time interval is at least the time interval between the
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second reset signal 328 or the second shunt signal 302 and the second counter output 324.
With reference to FIG. 4B, a video game system such as that illustrated in FIG. 4A, is shown using an xy position transducer with sequence output with pulse width modulation in time division multiplex, which constitutes another embodiment of the present invention.
The video game system of FIG. 4B is constituted by a video display 340, a control member 330 (which can be constituted by a central processing unit 332 and a memory 334 or other logic circuits), oscillation with selective conditioning 357 and 359, associated variable inductor coils 353 and 355, a counter 370., a control logic 375 and a control handle and linkage mechanism 30l. The control handle and mechanical linkage 30l in.
combination with the variable inductors 303 and 305 and the oscillators 357 and 359 selectively constitute a player input transducer intended to transform the displacement
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of the control handle into a multi-coordinate signal output. In combination with counter 370 and control logic 375, a modulated time division multiplex sequence output train is obtained, so as to represent a game
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of multiple coordinates formed by pulses of variable width. Oscillators 357 and 359 are conditioned alternately and exclusively in response to respective conditioning signals 354 and 352 respectively.
Each of the variable inductor coils 353 and 355 consists of an inductor coil with which is associated a movable core in
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an associated soul. Oscillators 357 and 359, when conditioned, provide means for producing an associated coordinate signal having a frequency proportional to the position
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of the respective associated core with respect to the respective associated core. The controller 330 offers conditioning signals ENA and ENB which select and condition alternately either the oscillator 359 or the oscillator 357, respectively, via the control logic 375.
Only one of the conditioning signals ENA or ENB is active at any given time, so that only one of the oscillators 359 and 357 is conditioned at any one time. The control logic 375 supplies an initial reset pulse 374 for coupling to the reset input of the counter 370 when none of the conditioning signals ENA and ENB are active.
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Alternatively, the initial reset signal 374 can be supplied directly by the controller 330. Thus, during operation, the counter 370 is returned to the initial state before the conditioning of one or the other oscillator, with
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the initial reset signal 374 brought to a
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signal level inactive in response to the activation of one or other of the conditioning signals ENA and ENB. Thus, the counter is reset to zero or to the initial state and counts up to the predetermined value to give a counting output 372 to be applied to the control member 330, in sequence, in response to the operation of each of the oscillators. 357 and 359. In this way, the counter 370 is divided in time between the oscillators 357 and 359.
In a preferred embodiment, the control handle of the handle and packaging assembly 30l can be physically moved over 3600 around a central pivot point and the connecting linkage provides means for varying the elements. tuning of the variable inductors 303 and 305 in response to movement of the control handle.
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The oscillator outputs 306 and 308 and / or the counter outputs 322 and 324, provide coordinate signals defining the position of the control handle in the displacement plane on 3600 around the central pivot point. The controller 330 provides means for transmitting coordinate signals which define the position of the control handle in the plane of movement on 3600 around the central pivot point, in response to the first and second counter outputs. The controller 330 includes means for controlling the display in response to the coordinate signals, such that a portion of the visual presentation of the display is changed in position in response to the coordinate signals.
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Thus, the visual presentation of the display can be changed in position in a displacement plane of 3600 on the display, corresponding to the displacement plane on 3600 of the control handle. In addition, the control member 330 and the display 340 can modify the speed of movement in position of the part of the visual presentation in proportion to the movement of the control handle.
Thus, the speed, acceleration and position of the images of the visual presentation can be controlled in response to the position transducer according to the present invention. Consequently, the system illustrated in FIG. 4 offers means for modifying the video display in response to the associated coordinate signals from the first and second inductor coil assemblies.
In an alternative embodiment of one or other of the systems of FIGS. 4A and 4B, the control member 330 comprises means for providing the first and second digital word outputs comprising a multiplicity of discrete values in response to the first and second coordinate signals. In addition, means may be provided for producing one of a multiplicity of multi-bit data word outputs in response to the coordinate signals associated with each of the variable inductors.
For example, the time interval between the reset pulse and the counting pulse reached can be mapped to one of a multiplicity of binary values corresponding to one of a multiplicity of positions of the core inside the core of the inductor will
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reliable.
For an increased resolution in angular rotation for the same number of bits, the transducer sine-cosine coding technique, representing another aspect of the invention, can be implemented. Any type of variable tuning element can be used with this technique, including a variable capacitor, a variable inductor, or a variable resistor in the variable oscillator circuit. However, the description will be made in relation to coils with variable inductance as illustrated in FIGS. 4A-4B.
When the two inductors are oriented perpendicularly (transversely), one with respect to
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port to port, as shown in Figure lB, the outputs offered are related as sine and cosine and can be offered as binary (digital) multi-bit values. Truncated sine-cosine coding uses the fact that the value of the sine (or cosine) plus the polarity of the other output (cosine or sine) defines the corresponding perpendicular value of the cosine (or sine). Since the sine and cosine are out of phase by 900, when one value changes quickly, the other will change slowly.
Thus, by truncating the signal which is in its slow variation part and using this value to indicate the polarity, the value of the other perpendicularly oriented signal can be used for a value of primary resolution. Therefore, the polarity and the primary resolution value give an in-
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sufficient training to determine a secondary resolution value corresponding to the truncated output, thereby providing values for both the sine and the cosine.
For example, if all
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values greater than 0.7 times the peak value in the positive and negative directions from the other perpendicularly oriented value are read in detail for the resolution, an increased angular resolution of rotation can be reached for the same number of bits solved using the polarity of one value (sine or cosine) and the resolution of the other value (cosine or sine) to determine the two values.
In any of the embodiments previously described in Figures 4A-4B, means may be provided to accelerate the movement of part of the presentation on the video display in response to the rate of change per predetermined time interval coordinate signals associated with the first and second inductor assemblies, such as counter outputs 322 and 324.
Referring to Figure 5, a detailed electrical diagram of the oscillator and counter circuits of Figure 4A is illustrated. A pre-
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first variable inductor 405 in combination with capacitors Cl, C2 and C3 and resistors R2 and R3 as well as a transistor Ql form an oscillating circuit 40l which provides an oscillatory output
Ri, lante at a frequency which is variable in response to the variable inductor 405.
Resistance Ri
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applies the positive supply voltage Vcc (for example 5 volts) to the components of the oscillator circuit 40l. Thus, one side of the resistor Ri is coupled to the 5-volt supply, while the other side is coupled to a junction point connected to the other components of the oscillator circuit 40i, and to an output of oscillator 504 for coupling to the counter clock input of the counters 407, 409 and 411 connected in cascade to form functionally a single counter in the embodiment illustrated in FIG. 5.
A sign-shunt 500 originating from an external control member, not shown in FIG. 5 (such as the control member 330 in FIG. 4), is coupled via a buffer amplifier 432 and a gate 403 at the junction of the oscillator output and of the resistor Ri to selectively shunt the junction of
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this resistor Ri and the rest of the oscillator circuit to ground, which actually cuts off the power to the oscillator and prevents its operation.
40l However, when the oscillator 40l is not deactivated by the shunt signal 500, the oscillator output 504 is coupled to the clock input
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of the 407 counter and the rhythm. The most significant bit output of counter 407 is cascaded with the clock input of counter 409 and, similarly, the most significant bit output of counter 409 is cascaded with l clock input of counter 411. The most significant bit output of counter 411 is transmitted through a gate 421 as the first
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counter output for coupling to the remote control member (not shown in Figure 5).
An initial reset signal 520 is applied from the remote controller (not shown in Figure 5, such as the controller 330 in Figure 4), through a door 450, to the erasing inputs of the counters 407, 409 and 411 to selectively reduce the counters to a predetermined count value (for example all zeros), in response to the initial reset signal 520.
The second oscillator and counter stage of FIG. 5 is designed in a parallel manner for operation and structure with the first oscillator and counter stage as described previously for FIG. 5. The second oscillator 402 is consisting of a variable inductor 416 and capacitors Cil, C12, C13, resistors Rl2, Rl3, Rll and a transistor Q2, the resistor Rll applying the positive supply voltage
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by one end at the junction of the output of the oscillator and the other components of the oscillator circuit 402.
A second shunt signal 50l is applied from the remote control member (not shown in Figure 5), via a buffer amplifier 43l and a door 404, at the junction of the output d oscillator and resistor Rll, to selectively shunt the junction of resistor Rll and of the oscillator output 502 to ground, which cuts the power supply to the oscillator circuits and brings the oscillator output to
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the mass.
This effectively disables the oscillator in response to the shunt signal 50l. When the shunt signal 50l is inactive, i.e. the oscillator 402 can operate, the oscillator output 502 is applied to the clock input of the counter 406 which is cascaded with the counters 408 and 412, as already described above with regard to counters 407, 409 and 411, with the most significant bit output of counter 412 coupled via a buffer stage 422 as a second counter output for a application to the remote control unit (not shown in the figure
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gure 5, such as the control member 330 of FIG. 4).
The counters 407, 409, 411, 406, 408 and 412 can be produced using conventional digital integrated circuits, such as the devices SN7493
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or SN74393 type TTL.
Selective shunting of oscillators 40l and 402 is used to eliminate the problem of interaction of inductance coils located perpendicularly as they are used for the illustrated embodiment of an xy joystick in combination with coils d variable inductance 405 and 4l6. With this process, the two coils of variable inductance can work independently without deforming or modifying the induction of the other coil of variable inductance, by alternately shunting
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one oscillator while allowing the other to operate and vice versa.
The use of variable inductors in the inter-broom stick transducer
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Active offers many practical advantages as well as better resolution than prior art joysticks using blade switches and other techniques. By
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for example, the symmetry of the core inside the core will not affect the inductance of the coil unless the core has been physically worn down to the wire itself.
In addition, the use of a ferrous core inside a glass fiber lined mandrel improves reliability and reduces wear to negligible levels. Thus, better reliability and an increased average time to failure can be obtained compared to conventional broomsticks.
The method and apparatus for converting coordinate stick outputs (eg, meter outputs) to one of a multiplicity of values allows for a much greater resolution with the present invention than can be achieved. be achieved in prior art joysticks using blade switches.
According to one aspect of the present invention, the pulse width as determined from the reset pulse, the shunt signal, and the counting output reached can be assigned one of a multiplicity values within a range or be assigned an overshoot value above or below the range. Thus, for example, a counter (or chronoregulator) in the remote control unit can count up to a first predetermined value (for example 256 counting units) which represents the range limit
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lower and can give a lower range indication if the count value is within the first 256 units.
If this is not the case, the lower range indication is eliminated and the chrono-regulator counter counts again up to the predetermined value. If the pulse received is within this second counting range, the counted value is an indication of the position of the joystick and the core inside the variable inductor core, and is indicated as that signal within the range limits. If, however, the received pulse exceeds the second count up to the predetermined value, an indication of the upper range or overshoot is fixed and the counting takes place again until the predetermined value.
By using this representation technique, the linearity is increased and the pulse width range can be limited (for example a ratio of variation of inductance from 2 to 1).
Since the core and the core determine the range of the coil, the displacement of the core determines
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the pulse width range. By limiting the pulse width range to a ratio of 2 to 1 or 3 to 1, greater linearity is achieved and increased resolution is obtained with an indication of both overshoot up and down the beach and location inside the beach.
Referring to Figures 6A-B, there is shown a detailed electrical diagram illustrating an embodiment of electrical circuits by-
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ticulieis incorporating a position transducer as illustrated in Figure 4B. The circuits of Figures 6A-B differ in many aspects from those illustrated in Figure 5. First, the particular electronic circuits used to make the oscillators are different.
Secondly, the control signals between the controller and the oscillators and the counter of FIGS. 6A-B differ from those of FIG. 5. Thirdly, the system of FIGS. 6A-B uses parallel rus oscillators set implemented in a time division multiplex scheme, with a single shared counter providing a time division multiplex system and pulse width modulation, while the system of FIG. 5 uses parallel oscillators and parallel counters and either generates a multiplicity of pulses in parallel, or achieves time division multiplexing by selective control of the oscillators as described above.
In addition, the oscillators of Figure 6A are relaxation oscillators.
Referring now more particularly to FIG. 6A, detailed electrical circuits have been shown offering a functional similarity with the oscillator 357 and the associated inductor 353, the oscillator 359 and the associated inductor 355, 36l series resistors and
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362 and the counter 370 in FIG. 4B. The equivalents of the control member 330 and the control logic 375 of Figure 4B are illustrated in Figure 6B.
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As illustrated in Figure GA, the two oscillators are of identical design, each of them comprising selectively conditioned three-state Schmitt rocker buffer amplifiers, reaction resistors, a damping capacitor and a voice coil. inductor with variable tuning. In addition, a damping and isolation resistance in series is provided from the output of the oscillator before the oscillator outputs are jointly coupled with the counter input.
The oscillators are represented as constituted by Schmitt rocker amplifiers with three-state inversion, selectively conditioned with a three-state output, such as for example a device
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tif 74 LS240 TTL or 74Sc240 both being
CMOS, normal integrated circuits commercially available.
The upper oscillator in Figure GA consists of rocker amplifiers from Schmitt 520 and 52l. The output of amplifier 520 is coupled to the input of amplifier 521 and to one side of the variable inductor 501. The output of amplifier 512 is coupled to one end of resistor R22 and to one end of the resistor R23 which constitutes a series damping resistor for coupling via a node 504 the output of the oscillator of the Schmitt rocker 52l to the input of the counter 540.
The other ends of the resistor R22 and of the variable inductor 501 are each coupled to each other and to one end of the resistor R2l. The other end of the latter is coupled
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at the input of amplifier 520. A capacitor C2l is coupled between ground and the junction of the input of amplifier 520 and resistor R2l and, in combination with the latter, offers damping to limit the frequency variation range of the oscillator output occurring in response to the variable inductor 50l.
The C2l capacitor is not necessary for oscillation and is optional, depending on the application and the needs of the system. A conditioning signal ENA /, 522, when low and active, selectively conditions the rocker amplifier of Schmitt 520 and 521 to an active response state to condition the upper oscillator in operation and provide an output via a resistor R23 at node 504, which is coupled to the clock input of counter 540. An initial reset signal 542 coupled to the reset input of counter 540 brings the latter to a predetermined count value (for example zero) prior to conditioning the upper oscillator.
When the counter 540 reaches a predetermined count value, a counter output 544 is offered to be returned to a control member such as the member 550 in Figure 6B.
The operation and the physical construction of the lower oscillator are identical to those of the upper oscillator which has just been described, with the rocker amplifiers of Schmitt 530 and 53l corresponding to the amplifiers 520 and 52l, the resistors R31, R32 and R33 corresponding to resistors
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R2l, R22 and R23, a capacitor C3l corresponding to the capacitor C2l, a variable inductor 502 corresponding to the variable inductor 50l,
and the conditioning signal ENB / 532 corresponding to the signal ENA / 522. In a similar manner to that described above with regard to the operation of the upper oscillator, in combination with the counter 540, the reset signal 542 coupled to the reset input of counter 540 brings back selectively the counter to the predetermined value prior to conditioning the lower oscillator, so that the counter 540 provides a counter output 544 when the lower oscillator has rhythmed the counter a predetermined number of times to reach a count value predetermined.
The resistors R33 and R23 are coupled in common at the junction 504 with the clock input of the counter 540. This does not create any problem, since only one of the oscillators is conditioned at any time, the other oscillator offering a high impedance load through the re-
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respective series damping resistance from junction 504.
Referring now to Figure 6B, the controller 550 is shown to provide two outputs ENA 55l and ENB 552. Only one of the cgS outputs is active at any given time, the two outputs becoming inactive before the other output does not become active. The control unit is made up of NOR gates 555, 556 and 557.
These can be part of the transducer
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position remote from the control member 550 or the control member 550. The doors 555 and 557 act as a reverser and can be replaced by such elements, to convert the signals ENA and ENB 551 and 552, respectively, in signals of reverse polarity ENA / and ENB /, 522 and 532, respectively. NOR gate 556 allows logically controlled signal passage
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ENA 55l and the signal ENB 552 to provide an initialization output 542 only when the two signals ENA and ENB 55l and 552, respectively, are in an inactive state.
The reset reset output 542, coupled to the counter reset reset input 540, is thus normally active, which returns the counter to its initial state. When either of the oscillators is conditioned by signals ENA and ENB 551 and 552, respectively, the initial reset signal 542 is forced to an inactive signal level, which conditions consequently the counter 540 for counting up to the predetermined count value and offering the counter output 544, for a reference to the control member 550 As described above,
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the signals ENA and ENB are both brought to an inactive signal level before alternating the conditioning of one or the other of the upper and lower oscillators.
Consequently, the counter 540 is brought back to the initial state between the conditioning of the two oscillators, which ensures an appropriate counter output 544 during all the
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circuit operating phases.
The use of a relaxation oscillator, as illustrated for the oscillators of FIG. 6A, makes it possible to have a greater dynamic range of frequency variation in response to a fixed variation of a variable inductance coil than what can be obtained with other types of oscillators. However, other types of oscillator circuits can be used, using different circuits and different variable elements in accordance with the principles of the present invention.
It should be understood that the present invention is in no way limited to the above embodiments and that many modifications can be made without departing from the scope of this patent.