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AMPLIFICATEURS D'ONDES ELECTRIQUES.
La présente invention se rapporte à des amplificateurs d'ondes électriques comportant une réaction inverse à grande souplesse de fonctionnement. Dans les amplificateurs fonctionnant sur plusieurs bandes de fréquences, la commande du gain est d'une importance capi- tale. En particulier, la commande du gain aux niveaux inacceptable- ment élevée est essentielle pour éviter la saturation des amplifica- teurs. Dans la demande de brevet déposée aux Etats-Unis d'Amérique le 20 juin 1942 sous le n 447.851 on a décrit des moyens de commande de la réaction inverse dans un amplificateur. En général, lesdits moyens consistent en un réseau en T conduisant--de la sortie de l'amplificateur à son entrée.
Ledit réseau en T contient dans une de ses branches une impédance variable consistant en un tube élec- , tronique à gain variable. La polarisation de ce tube est commandée par l'énergie de sortie de l'amplificateur de manière à produire une réaction inverse.
La présente invention est un perfectionnement de celle décrite
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à ladite demande de brevet et elle prévoit un système ayant une souplesse de fonctionnement et d'établissement notablement supérieure de sorte qu'on peut obtenir toute caractéristique de fonctionnement désirée. En plus des avantages obtenus par la limitation de l'ampli- tude maximum, l'invention procure une réaction inverse plus intense quand l'amplitude du signal est la plus grande. Par suite, cette augmentation de réaction inverse fournit une meilleure correction de la distorsion au moment où celle-ci est la plus nécessaire. Comme bien connu, la variation de polarisation d'un tube électronique, en particulier du type à trois électrodes, a un effet appréciable sur l'impédance interne du tube.
Dans certaines conditions, la variation de ladite polarisation peut avoir pour résultat un effet transitoire.
Pour cette raison, il est important que tout système de commande de gain agissant sur la polarisation de grille d'un tube électronique amplificateur ait des caractéristiques de fonctionnement susceptibles d'être commandées de façon précise, pour éviter les effets indésira- bles ci-dessus. Grâce à l'invention, on obtient un système qui, tout en utilisant des pièces normales standardisées, est susceptible de fournir un fonctionnement ayant toutes caractéristiques désirées.
De façon générale, la présente invention utilise le réseau en T avec tube à gain variable dans une de ses branches prévu à la demande citée. Toutefois, conformément à la présente invention, le :tube gain variable est commandé de deux manières différentes. Une com- mande est exercée directement par l'énergie de sortie de l'amplifi- cateur et d'une commande auxiliaire est prévue, à partir de la sor- tie, à travers un système redresseur et elle est appliquée à une autre électrode de commande du même tube.
Dans un tube à grilles multiples, par exemple, la commande exercée par deux grilles est proportionnelle au produit des comman- des individuelles. Il est donc évidént que la variation des deux commandes dans le même sens aura pour résultat une variation finale plus rapide qu'il n'est possible normalement, même avec un tube à gain variable. Les commandes individuelles peuvent avoir des va-
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leurs de seuil, au dessous desquelles chacune d'elles peut être in- efficace. Le résultat final peut être une caractéristique présen- tant des propriétés très désirables qu'il n'est pas possible d'obte- @ nir avec les systèmes antérieurs.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivant et à l'examen des dessins joints, qui en représentent sché- matiquement, à titre d'exemples non limitatifs, quelques modes de réalisation.
La figure 1 représente symboliquement, à l'aide de rectangles , le montage fondamental de l'invention.
La figure 2 est le schéma d'un montage conforme au schéma sym- bolique de la figure 1.
La figure 3 est le schéma d'une variante comportant un redres- sement des deux alternances pour l'une des commandes du tube à gain variable.
La figure 4 représente l'application de la même variante aux deux commandes du tube à gain variable.
La figure 5, représente de la même manière que la figure 1, l'application de certaines caractéristiques de l'invention à un système de modulation.
La figure 6 est le schéma d'un montage conforme au schéma sym- bolique de la figure 5.
A la figure 1, la voie d'entrée 10 fournit à l'amplificateur 11 une énergie dtentrée à haute ou à basse fréquence. Lténergie de sortie de l'amplificateur 11 est appliquée, par la voie 12, à l'en- trée de l'amplificateur 13. L'amplificateur 13 débite son énergie de sortie sur la voie 14, en vue d'une nouvelle amplification, ou d'un fonctionnement , ou d'une utilisation quelconque désirés.
Une partie prédéterminée de l'énergie de sortie sur la voie 14 passe, par la voie 15, à l'affaiblisseur 16 et, par la voie 17, à l'entrée du tube électronique à gain variable 18. Le tube 18 peut être de l'un quelconque d'un certain nombre de types dont on peut faire varier le gain en agissant sur la polarisation de grille.
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En règle générale, de tels tubes sont munis d'électrodes de commande à pas variable et, en général, ils sont caractérisés en ce que leur courant de plaque s'annule suivant une courbe très allongée. Un exemple d'un type de tube susceptible d'être utilisé dans ce cas est la pentode du type 58.
A partir de la voie de sortie 14, une voie collatérale est prévue, par la connexion 20 , jusqu'au système redresseur 21. Ledit système redresseur peut être, soit un simple redresseur à une seule alternance, soit l'un quelconque d'un certain nombre de systèmes re- dresseurs des deux alternances. Le ou les redrésseurs peuvent être, soit du type diode, soit, dans certaines conditions, des cristaux de diverses substances telles que le carborundum, ou bien ils peuvent être constitués par des matières telles que l'oxyde de cuivre, ou le sélénium, en contact avec un métal.
L'énergie de sortie du système redresseur 21 est employée, à travers la voie 22, à charger le condensateur 23. Le circuiu con- densateur 23 se continue, à travers la voie 24, jusqu'à l'entrée 25 du tube à gain variable 18. Ceci signifie que l'amplificateur 18 doit être au moins une tétrode et, de préférence une pentode, à cause des caractéristiques désirables de fonctionnement de ces types de tubes.
En shunt sur le condensateur 23 sont connectées la batterie 27 et la résistance 28. La batterie 27 peut être utilisée pour po- larîser le système redresseur 21, de manière à ce que seules les tensions dépassant une certaine limite inférieure traversent ce dernier. La résistance 28 forme, avec le condensateur 23, un circuit dont la constante de temps peut servir à commander la vitesse de retour du système à l'état normal.
L'énergie de sortie de l'amplificateur à gain variable 18 est appliquée, par la voie 30, à travers l'affaiblisseur 31, et, de là, par la voie 32, au circuit d'entrée dé l'amplificateur 11.
Par la commande des caractéristiques des affaiblisseurs 16 et 31, en particulier en ce qui concerne la fréquence, il est pos-
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sible de commander la réponse du système en fonction de la fréquence.
De plus, la vitesse de fonctionnement de la réaction négative peut, jusqu'à un-certain degré, être commandée par ces affaiblisseurs.
@ Ainsi, par exemple, une certaine réaction négative se produit à tra- vers la voie 15, vers l'amplificateur 18, et, de là, vers l'amplifies 11, indépendamment de la branche teur / du système contenant le redresseur. De même une certaine ré- action négative de produit à travers ladite branche du système, par la voie 20, et de là, par la voie 25, à l'entrée de l'amplifica- teur 18, indépendamment de la voie 17. Il est donc évident que, par commande convenable de la nature des affaiblisseurs, du type de l'amplificateur 18, du point de fonctionnement des électrodes 18, des caractéristiques du système redresseur 21 et de la constante de temps du condensateur 23 et de la résistance 28, on peut obtenir une grande souplesse des caractéristiques de fonctionnement.
Il est donc possible d'établir un système de réaction négative dans lequel l'effet rétroactif augmente très rapidement au-dessus d'une puis- sance de sortie maximum élevée prédéterminée. De la sorte, l'intro- duction de bruits parasites, si fréquente avec les systèmes ne com- portant pas une commande convenable du niveau de crète du signal, peut être réduite à un degré tel que les bruits ne sont probablement plus apparents.
Bien que le schéma symbolique de la figure 1 puisse être modi- fié d'un grand nombre de manières différentes, et qu'il puisse four- nir la matière de nombreux exemples de montage, un exemple d'un montage correspondant a été représenté à la figure 2. Sur cette figure, le transformateur 35 comporte un enroulement 36 auquel peu- vent être appliqués tous signaux convenables. Ainsi, le transforma- teur 35 peut être, comme représenté, du type à noyau de fer, lorsqu' il doit traiter des fréquences basses et acoustiques. On comprend toutefois que ledit transformateur 35 peut être de tout autre type.
Ainsi, il peut avoir un noyau de poudre de fer, s'il a à traiter des fréquences intermédiaires de l'ordre d'environ 400 kilopériodes, oub ien, pour le traitement des fréquences radioélectriques et plus
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élevées, il peut être sans noyau.
Le transformateur 35 comporte un enroulement secondaire 37, dont la borne 38 est reliée à la grille de commande 39 du tube électronique amplificateur 40. Comme représenté, l'amplificateur 40 est du type triode et comporte cathode, grille de commande et anode. On comprendra, cependant, que cette disposition n'est don- née qu'à titre d'exemple et qu'en pratique, on peut utiliser un tube à grille multiples.
Le tube électronique 40 comporte une cathode 41, connectée à travers la résistance de polarisation 42, à la connexion de terre 43. La cathode 41 est représentée comme du type à chauffage indi- rect et excitée au moyen de l'élément chauffant 45, connecté aux bornes d'un circuit de chauffage constitué par le fil de terre 43 et le fil 46, alimenté par une source d'énergie convenable quelcon- que, représentée ici à titre d'exemple sous forme de la batterie 47. Il est bien entendu que l'élément chauffant peut également être excité en courant alternatif.
48
L'autre borne/du secondaire 37 du transformateur est con- nectée au conducteur de terre 43 à travers la résistance d'affai- blissement 49.
L'anode 51 du tube électronique 40 est connectée, à travers la résistance de charge 52, au conducteur 53 aboutissant à la borne positive d'une source quelconque convenable de haute tension, re- présentée à titre d'exemple sous forme de la batterie 54. Cette alimentation en haute tensiopeut se faire soit par courant continu soit par courant redressé et filtré, soit encore au moyen de toute autre source convenable, connectée entre le conducteur 53 et le conducteur de terre 43.
La sortie du tube 40, sur son anode 51, est connectée à travers le condensateur de couplage 56, à la grille de commande
57 du tube amplificateur 58. Là encore, comme à propos du tube 40, le tube 58 a été représenté comme du type à trois électrodes, bien que tout autre type puisse être utilisé. Sa grille de comman-
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de 57 est connectée au fil'de terre 43, à travers la résistance 59.
Sa cathode 60 est connectée à la terre, à travers la résistance de polarisation 61 et la dite c'athode est excitée au moyen de l'élément chauffant 62, connecté entré les fils 43 et 46.
L'anode 63 du tube 58 est connectée, par le fil 64, au pri- maire 65 du transformateur de sortie 66. Le secondaire 67 du trans- formateur 66 alimente tout appareil d'utilisation convenable. Son primaire 65 a sa borne inférieure connectée au conducteur 53.
L'anode 63 est également connectée, à travers le condensa- teur dé couplage 69, aux résistances 70 et 71, connectées en série et aboutissant à la connexion de terre 43. Les résistances 70 et 71 forment un potentiomètre et, à leur point de jonction 72, une connexion est faite à la grille de commande 73 du tube amplificateur à gain variable 74. La cathode 65 du tube 74 est connectée à la terre à travers la résistance de polarisation 76 et elle est chauffé( par l'élément chauffant 77, connecté entre les conducteurs 43 et 46.
La grille de rejet 78 de ce tube est connectée à sa cathode 75, conformément à la pratique usuelle. Toutefois, elle peut être connectée à la terre, ou à la grille de commande 73.
Le tube 74 comporte une électrode accélératrice 79, connec- tée à travers la résistance en série 80, au conducteur d'alimenta- tion en haute tension 53. Ltélectrode 79 est également reliée au condensateur 81 lui même connecté au conducteur de terre 43.
L'anode 83 du tube 74 est connectée, à travers la résistance de charge 84, au conducteur d'alimentation à haute tension 53.
L'anode 83 elle-même est connectée à travers le condensateur de couplage 85, au conducteur 86,et, par la résistance 87 et le conduc- teur 88, à la borne 48 du secondaire 37 du transformateur d'entrée.
L'électrode accélératrice 79 du tube 74 est connectée à la cathode 90 de la diode de redressement 91. Lcathode 90 est chauffée au moyen de l'élément chauffant 92, connecté entre les conducteurs 43 et46. L'anode 93 de la diode 91 est connectée, à travers le conden-
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sateur d'arrêt 94, au conducteur 64. Ladite anode 93 est également connectée au point de jonction des résistances 96et 97, en série entre le conducteur 53 d'alimentation à haute tension et le conduc- teur de terre 43 et formant potentiomètre.
Le potentiel de l'électrode accélératrice 79 du tube à gain variable 74 peut être réglé à toute valeur désirée. En supposant que cette grille absorbe un certain courant, on voit que la valeur de la résistance 80 détermine le potentiel sur cette électrode.
Ledit potentiel est le potentiel statique de fonctionnement.
La polarisation statique de la diode 91 est choisie telle qu'elle rende la cathode 90 positive par rapport à l'anode 93. Cet- te différence de potentiel détermine le niveau de fonctionnement de crète au-dessus duquel la diode 91 devient conductrice. Les po- tentiels relatifs de la cathode 90 et de l'anode 93 peuvent être déterminés grâce à un emplacement convenable du point 95 sur le réseau potenfiométrique.
Le fonctionnement du système est le suivant. On suppose qu'un signal d'amplitude excessive parvienne au transformateur 35.
Des différences de potentiel excessives sont produites aux bornes du secondaire 37. Lesdites différences de potentiel excessives ten- dent à apparaître, sous forme de variations de tension excessives, sur l'anode 63 du tube amplificateur 58. A partir de l'anode 63, ces variations de tension sont dérivées sur trois voies. L'une d'elle aboutit, à travers le transformateur 66, au circuit de sorti<
Une autre voie traverse le condensateur d'arrêt 69 et la résistance 70, jusqu'à la grille de commande 73. Les variations de tension appliquées à la grille de commande 39 par le secondaire de transformateur 37 sont pratiquement en phase avec les variations de tension sur la grille de commande 73.
De la sorte, si, à un instant donné, le potentiel de la grille de commande 39 s'élève, celui de la grille de commande 73 s'élève également et celui de l'anode 83 s'abaisse. Ceci a pour résultat la réaction, sur la grille de commande 39, d'une tension décroissante, de phase opposée
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à la tension supposée croissante. Cette réaction est,bien entendu, affaiblie par les résistances 87 et 49. Le degré de réaction ne dépend pas seulement des constantes du montage, mais également du facteur d'amplification du tube à gain variable.
La troisième voie à partir de l'anode 63 de l'amplificateur 58 passe par la connexion 64 et le condensateur d'arrêt 94, vers la diode 91. Avec un signal d'amplitude normale, le potentiel de la diode 93 ne s'élève pas au-dessus de la cathode 90 et la diode 91 reste à l'état non conducteur. Avec un signal d'amplitude excessive': la crète de chacune des ondes qui constituent ledit signal est re- dressée par la diode et augmente la tension moyenne aux armatures du condensateur 81. Ceci a pour résultat l'augmentation du poten- tiel de l'électrode d'accélération 79 et l'augmentation du gain du tube amplificateur 74. Par suite, la réaction négative due à l'ef- fet de commande de la grille 73 est augmentée.
La constante de temps du circuit contenant le condensateur 81, la résistance 80 et la résistance équivalente introduite par le courant s'écoulant à partir de la grille écran 79 vers la borne né- gative de la batterie 54 est, de préférence, grande par rapport à la période des ondes qui constituent le signal. S'il s'agit de fré- quencesacoustiques, comme c'est le cas avec des transformateurs à noyau de fer, la constante de temps peut être de l'ordre d'environ un dixième de seconde. Mais elle peut être ajustée pour se confor- mer aux exigences particulières de chaque cas.
Comme indiqué à propos du schéma symbolique de la figure 1, il n'est pas nécessaire que le redresseur de polarisation corres- pondant à la diode 91 de la figure 2 ne redresse qu'une alternance.
Ainsi; à la figure 3, on a représenté un système dans lequel le redresseur employé redresse les deux alternances. Le système de la figure 3 est pratiquement le même que celui de la figure 2, jusque et y compris le tube amplificateur à gain variable 74. Toutefois, le mode d'obtention de la polarisation de l'électrode accélératrice 79 est différent. A la figure 3, l'électrode accélératrice 79 est
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connectée, à travers la résistance 80 au pôle positif de l'alimen- tation à haute tension, comme à la figure 2 et, au condensateur 81, relié à la terre. L'électrode accélératrice 79 est également con- nectée à la borne 100 d'un système redresseur des deux alternances.
Le système représenté est du type doubleur de tension, bien que tout autre système redresseur puisse être utilisé. La borne 100 est connectée, à travers le redresseur élémentaire 101, à la borne 102. Le redresseur 101 est connecté dans le sens indiqué et il peut être de tout type désiré. Une polarisation pour le redresseur 101 est obtenue grâce à la connexion de la résistance 109 entre la borne 102 et un point 105 sur le réseau potentiométrique constitué par les résistances 104, 106 et 108. La borne 102 est également connectée, à travers le redresseur 103, lui-même connecté dans le sens représenté, à la borne 107 du réseau potentiométrique ci-dessus indiquée.
Il est évident que, si les redresseurs ont le sens de con- nexion représenté, la borne 102 est positive par rapport à la borne 107. De plus, la chute de tension dans la résistance 80 et les constantes du circuit de résistances en parallèle doivent être tel- les que la borne 100 soit positive par rapport à la borne 102. La polarisation du redresseur 101 doit être approximativement la même que celle du redresseur 103.
Il est possible d'appliquer le principe du redressement des deux alternances aux deux électrodes du tube amplificateur à pente variable 74. Ainsi, à la figure 4, on a représenté un systè- me comportant l'amplification en push-pull.
Sur ladite figure 4, le primaire 121 du transformateur d'entrée 120 est alimenté en signaux d'entrée convenables. Comme dans le cas de la figure 2, le transformateur 120 peut être de tout type désiré. Il comporte un secondaire en deux parties 122 et 123 avec borne commune 119, à la terre. Le secondaire 123 est relié à la grille de commande 124 du tube amplificateur 125 et le secon- daire 122 est connecté à la grille de commande 126 du tube amplifi-
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cateur 127. Ces tubes peuvent être de tout type désiré et ils ont' été représenté comme du type à trois électrodes pour plus,de simpli- cité. Les cathodes 128 et 129 des deux tubes sont connectées, à tra- vers les résistances de polarisation 130 et 131, à la borne 119, mise à la terre.
L'anode 133 du tube amplificateur 125 est conne-ctée à l'en- roulement 134 du transformateur de sortie 135 . Les enroulements 134 et 137 dudit transformateur sont en push-pull et comportent la prise commune 138 qui peut être reliée à l'alimentation usuelle à haute tension. L'enroulement de sortie 139, qui peut être à deux ou trois bornes, peut alimenter toute charge désirée.
L'anode 133 est également connectée, à travers le conden- sateur d'arrêt 140, au réseau potentiométrique comprenant les résis- tances 141 et 142. Le point de jonction 143 de ces résistances est connecté à la grille 149 du tube à gain variable 148. Le tube am- plificateur 148 a sa cathode 150 et sa grille d'arrêt 151 connectées à la terre. L'anode 153 du tube 148 est connectée à la résistance d'anode 160 et, de là, à la borne positive de la source d'alimenta- tion à haute tensidn. L'électro d' accélération 132 est reliée au point de jonction 164.
L'anode 136 est également connectée, à travers le condensa- teur d'arrêt 144, au réseau potentiométrique comprenant les résistan- ces 145 et 146. Le point de jonction 147 desdites résistances est connecté à la grille de commande 154 de l'amplificateur à gain va- riable 156. La cathode 155 dudit amplificateur est connectée à la terre et sa grille d'arrêt 158 est reliée à la cathode à la manière habituelle. L'anode 159 dudit tube 156 est connectée, à travers la résistance d'anode 161, au pôle positif de la source d'alimenta- tion à haute tension. L'électrode accélératrice 157 est-connectée par le point de jonction 164, à la résistance série 165 et, de là, au pôle positif de la haute tension.
Le point de jonction 164 est également relié au condensateur 166, dont l'autre armature est à la terre.
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Une autre connexion part également de l'anode 133, à tra- vers le condensateur d'arrêt 167, vers l'anode 168 de la diode de redressement 169, dont la cathode est reliée, au point de jonction 164, avec les électrodes accélératrices 152 et 157. L'anode 168 est connectée à travers la résistance 171, au point de jonction 172 des résistances en parallèle 162 et 163, reliées entre elles par le conducteur 178. Une autre connexion part encore de l'anode 136, à travers le condensateur d'arrêt 173, vers l'anode 174 de la diode de redressement 175, dont la cathode 179 est connectée, au point de jonction 164, avec les électrodes accélératrices 152 et 157. L'ano- de 174 est reliée, à travers la résistance 176, au point de jonction 177 des résistances en parallèle 162 et 163.
A partir de l'anode 153 du tube à gain variable 148, une connexion de réaction négative est ménagée à travers le condensateur d'arrêt 180 et la résistance 181 jusqu'à la cathode 128.
A partir de l'anode 159, du tube à gain variable 156, une autre connexion de réaction négative est ménagée à travers le con- densateur d'arrêt 182, une résistance 183 vers la cathode 129.
Le fonctionnement des amplificateurs push-pull 125 et 127 est bien connu et n'a pas besoin d'être décrit. On décrira mainte- nant le fonctionnement des amplificateurs de commande 148 et 156 relativement au système. On suppose que la tension appliquée à la grille 124 diminue. Le potentiel de la plaque 133 et de la grille 149 augmente. Le potentiel de la plaque 153 diminue. Le courant traversant la résistance 181 diminue. Ce courant traverse également la résistance 130 et la chute de tension résultante a pour effet de diminuer la tension appliquée à l'amplificateur. Il y a donc réaction négative.
Si l'augmentation de tension de la plaque 133 dépasse la limite désirée, le redresseur 169 devient conducteur et le poten- tiel de la grille écran 152 augmente. Ceci a pour résultat une nouvelle diminution du courant traversant le circuit de résistance
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négative (résistances 181 et 130). Comme le fonctionnement du circuit régulateur de pointes a pour résultat une diminution du coefficient d'amplification, à cause de l'augmentation de réaction négative, on évite l'instabilité.
Le fonctionnement de l'autre moitié du système, comprenant les tubes amplificateurs 127 et 156 et la diode 175 est analogue à celui qu'on vient de décrire. Par suite, le système représenté fournit une réaction négative indépendamment de la polarité des impulsions du signal. '
L'examen des figures 3 et 4 indique qu'un système comportant la mise en oeuvre de certaines caractéristiques de l'invention n'implique pas nécessairement un nombre défini d'étages amplifica- teurs pour l'inversion de phase.
Ainsi, si lton ajoutait au systè- me représenté à la figure 4 un autre étage amplificateur intermé- diaire, l'énergie de sortie des tubes à gain variable pourrait être appliquée en retour à des résistances dans le circuit de-,grille, comme représenté aux figures 2 et 3, au lieu de l'être à des résis- tances dans le circuit de cathode.
Il est évident que les systèmes décrits peuvent être utilisés en combinaison avec des amplificateurs à fréquence acoustique, pour obtenir des effets particuliers. Avec les systèmes fonctionnant de la manière décrite, c'est-à-dire fournissant une réaction néga- tive, il est possible d'établir un système comportant toute carac- téristique désirée d'affaiblisseurs de contrastes.
Il est également possible d'appliquer l'invention à un systè- me modulateur dans lequel une fréquence peut être utilisée comme fréquence porteuse et l'autre fréquence mélangée avec la première dans le but d'obtenir des fréquences modulées. La modulation peut agir soit sur l'amplitude, soit sur la phase, soit sur la fréquence Dans tous ces exemples, il peut être très désirable de prévoir des limites de modulation et d'éviter la saturation des amplificateurs.
Ainsi, si l'on se reporte à la figure 5, on y voit un schéma symbo- lique de l'application de l'invention à un système modulateur .
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La voie d'entrée 200 peut amener des ondes porteuses à haute fré- quence provenant d'une source quelconque telle qu'un oscillateur, à un amplificateur 201. L'amplificateur 201 peut alimenter la voie
202 et fournir de l'énergie à l'entrée du modulateur 203. Le modu- lateur 203 peut être de l'un quelconque d'un certain nombre de types tels par exemple, que ceux représentés sur les pages 533,535, 538, ou l'un quelconque des autres montages de la section 7 de l'ouvrage " Radio Engineer's Handbook" de Terman, publié aux Etats-Unis d'Amérique, édition de 1943. Comme les modulateurs sont bien con- nus et largement utilisés dans la technique, leur description détail lée ne paraît pas nécessaire.
Le modulateur 203 applique son énergie de sortie à la voie 204, qui fournit de l'énergie porteuse modulée à une charge quelconque telle qu'un système d'antennes, une ligne de transmis- sion, ou analogues.
A partir de la voie de sortie 204, une quantité détermi- née d'énergie modulée est prélevée, par la voie 205 et appliquée à un système redresseur ou détecteur 206. Le redresseur 206 peut être d'un quelconque d'unéertain nombre de types bien connus dans la technique pour la démodulation d'une énergie de sortie démodulée et la reconstitution de l'énergie à basse fréquence modulatrice.
De tels redresseurs ou détecteurs étant bien connus dans la techni- que des radio-récepteurs et; en général, dans les communications, leur description détaillée ne sera pas donnas ici.
Le redresseur 206 alimente deux voies 207 et 208. La voie 207 peut alimenter un réseau affaiblisseur quelconque 209 et, de là, la voie 210, vers l'entrée d'un amplificateur à gain varia- ble 212. L'amplificateur à gain variable 212 est semblable à l'am- plificateur correspondant 18 de la figure 1. La voie 208 alimente le redresseur 213, lequel, à son tour alimente le condensateur
214 et l'entrée 215 de l'étage amplificateur 212. Le redresseur
213 est rendu inefficace pour des signaux inférieurs à un niveau déterminé, au moyen de la batterie de polarisation 216. La résis-
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.tance 217 permet à la charge du condensateur 214 de s'écouler, ce qui ramène le système à un gain normal, après l'occurrence d'un ni- veau de pointes anormalement élevé.
L'amplificateur à gain variable 212 applique son énergie de sortie à la voie 220, après quoi ladite énergie traverse un réseau affaiblisseur convenable 221, puis, par la voie-222, parvient à l'entrée de l'amplificateur à fréquence acoustique 223.
L'amplificateur à fréquence acoustique 223 comporte la voie
224 qui alimente son entrée en énergie à fréquence acoustique prove- nant de toute source convenable telle qu'un microphone, un lecteur phonographique, ou analogues. L'amplificateur 223 peut être de type quelconque et comporter tout type désiré de tube. Ainsi, ledit amplificateur peut être du type psh-pull.
L'amplificateur 223 alimente la voie 225 à sa sortie et, de là l'étage de puissance 226. L'énergie,de sortie dudit étage 226 par- vient, par la voie 227, à l'entrée du modulateur 203.
Il est clair que l'énergie de sortie modulée du modulateur 203 est la source d'énergie de commande pour la commande de gain. Ainsi, le détecteur 206 démodule une partie de l'énergie de sortie de 203 et fournit une onde à fréquence acoustique dont l'amplitude est proportionnelle à l'énergie modulée d'entrée. A partir du redresseur ou détecteur 206, l'énergie passe par deux voies collatérales , pour agir sur l'amplificateur à gain variable 212. Le fonctionnement de cette partie du système et, en fait, de tout le système jusqu'à l'am- plificateur à fréquence acoustique 223, est précisément le même que sur la figure 1.
Bien que le schéma symbolique de la figure 5 puisse être mis en oeuvre suivant une quantité de montages , un schéma détaillé lui correspondant a été indiqué à la figure 6. Sur cette figure, de l'énergie à haute fréquence est appliquée, à partir de toute source convenable et à travers la voie 230, au primaire 231 du transforma- teur à haute fréquence 232. Le secondaire 233 dudit transformateur est connecté entre la grille de commande 234 du tube électronique
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amplificateur 235 et la cathode 236 dudit tube. La cathode 236 est chauffée au moyen d'un élément chauffant convenable 237, alimenté lui-même à partir d'une source convenable quelconque, par les con- ducteurs 238 et 239. Pour plus de simplicité cette source a été re- présentée sous forme de la batterie 240.
Une cathode 236 est connec- tée à la terre, dans le cas représenté, à la prise de terre 238, à travers la résistance de grille 242. Le condensateur shunt 243 est connecté aux bornes de la résistance 242, pour fournir un chemin de faible impédance à l'énergie à haute fréquence. En shunt aux bornes du secondaire du transformateur 233 est monté le condensateur d'accord 234, qui peut être fixe ou variable, suivant les circon- stances.
Le tube amplificateur 235 peut avoir tout nombre désiré d'électrodes et, dans l'exemple représenté il est indiqué sous for- me d'une tétrode. Ledit tube comporte l'électrode accélératrice 246 connectée, à travers la résistance série 247, au point de jonc- tion 248. Ce point est lui-même connecté au conducteur 250, aboutis- sant à une alimentation à haute tension quelconque convenable, re- présentée à titre d'exemple sous forme de la batterie 251. L'élec- trode 246 est shuntée vers la terre, en ce qui concerne la haute fréquence, par le condensateur 252, connecté entre la dite électrode et la terre.
L'anode 253 du tube amplificateur 235 est connectée, à tra- vers une bobine d'impédance à haute fréquence 254, au point de jonction 248 et, ainsi, la dite anode est excitée par un potentiel convenable. L'anode 253 est également connectée, à travers le con- densateur de couplage 256, à la grille de commande 257 de l'amplifi- cateur 258. Le tube amplificateur 258 comporte une cathode 260, chauffée au moyen de l'élément chauffant 261, relié aux fils 238 et 239. Bien que la cathode 260 ait été représentée comme connectée à la terre, on peut la faire fonctionner avec une polarisation catho- dique, grâce à l'insertion d'une résistance de cathode.
Une self-inductance 262 est connectée-entre la grille de
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commande 237 et le condensateur de neutralisation 263, lui-même connecté à l'anode 264 du modulateur. En shunt aux bornes de la self-inductance 262 sont disposés en série les condensateurs 265 et 266, avec connexion intermédiaire 267 à la terre. La résistance de grille 268 est connectée entre une prise sur la self-inductance 262 et la terre. Le courant de grille, en traversant ladite résis- tance 268, fournit une polarisation négative. Une polarisation de grille additionnelle peut être fournie par une batterie (non re- présentée) ou par toute autre source de tension en série avec la résistance 268.
L'enroulement primaire 270 est intercalé dans le circuit de l'anode 264 et fait partie du transformateur à naute fréquence de sortie 271. En shunt aux bornes du primaire 270 est disposé le condensateur d'accord 272. Le circuit d'anode est complété par.la connexion 273, partant du primaire 270 et aboutissant au point de jonction 274. Ledit point de jonctio# 274 est relié à la terre à travers le condensateur shunt à haute fréquence 275 et il est égale- ment relié, à travers la bobine d'impédance à haute fréquence 276, au secondaire 277 du.transformateur à fréquence acoustique 278. Le circuit est complété par une connexion entre, le secondaire 277 et le conducteur 250 relié à la source à haute tension.
Le secondaire 280 du transformateur 271 constitue la sortie de l'appareil et peut être relié à un appareil d'utilisation quel- conque, tel qu'une antenne.
Un autre enroulement 281 dudit transformateur peut avoir une de ses bornes à la terre et son autre borne reliée, à travers le conducteur 282, à l'anode 283 du détecteur 284. La cathode 285 dudit détecteur est chauffée par l'élément chauffant 286, connecté aux conducteurs 238 et 239. La cathode 285 est connectée au con- densateur 288 et à la résistance 287, aboutissant tous deux à la terre. Les variations d'amplitude du courant de sortie à haute fréquence apparaissant sous forme de variations de tension aux bornes de la résistance 287.
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On comprendra que le détecteur 284 agit de manière à démodu- ler l'énergie provenant du secondaire 281. D'autre part, le re- dresseur 292 agit comme redresseur simple. Cet organe peut com- porter une anode 291, polarisée à tout degré convenable au moyen des résistances 293 et 294, connectées en série entre elles, entre le pôle positif de l'alimentation à haute tension et la terre.
L'anode est connectée au point de jonction de ces deux résistances.
La cathode 295 du redresseur 292 est chauffée par l'élément chauffant 279, relié au circuit de chauffage 238, 239. La cathode est connectée à l'électrode accélératrice 296 de l'amplificateur à gain variable 297. Elle est également connectée au condensateur 298 et à la résistance 334, tous deux mis à la terre.
La cathode 299 de l'amplificateur 297 est chauffée par l'élé- ment chauffant 300, relié au circuit de chauffage 238, 239, la cathode elle-même étant mise à la terre à travers la résistance de polarisation 301. La grille de rejet 302 du tube amplificateur 297 est connectée à la cathode.
Les variations de tension aux bornes de la résistance 287 sont appliquées, à travers le condensateur de couplage 309 aux résistances potentiométriques 306 et 307. Une connexion aboutit du point de jonction de ces deux résistances 305, à l'électrode de commande 303 du tube amplificateur 297.
L'anode 308 du tube amplificateur 297 est connectée à la ligne d'alimentation positive à haute tension 250 à travers une résistance de plaque convenable 310. Elle est également connectée à travers le condensateur d'arrêt 311, à la résistance 312. La résistance 312 aboutit à une borne 313, reliée à la terre à tra- vers la résistance de grille 314 et connectée au secondaire 315 du transformateur à fréquence acoustique 316. L'énergie à fré- quence acoustique peut être appliquée 'au primaire 317 dudit trans- formateur 316 au moyen de toute source convenable. Son secondaire 315 est connecté à la grille de commande 318 du tube amplificateur 319.
L'élément chauffant 321 de la cathode 320 est connecté au
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circuit de chauffage 238, 239, et la cathode est polarisée au moyen de la résistance 322 aboutissant à la terre. L'anode 323 du tube amplificateur 319 est connectée à la ligne d'alimentation positive à haute tension 250 à travers la résistance dtanode 324. Ladite anode est également connectée, à travers le condensateur d'arrêt 325, à la grille de commande 326 du tube amplificateur 327. Le circuit de la grille de commande 326 se termine à la terre à travers la résistance de grille 328. La cathode 329 de l'amplificateur 327 est chauffée par l'élément chauffant 330, connecté au circuit de chauffage. La cathode 329 peut être polarisée par la résistance 331.
L'anode 332 du tube amplificateur 327 est connectée au pri- maire 333 du transformateur de sortie à fréquence acoustique 278.
Le circuit du primaire est complété par sa connexion à la ligne positive d'alimentation à haute tension 250.
Le fonctionnement du système est le suivant. L'énergie à haute fréquence parvenant au transformateur 232 est amplifiée par le tube 235 et elle traverse les divers circuits accordés, jusqu'au modulateur 258. Le condensateur 263, dans le circuit plaque dudit modulateur est de capacité suffisante pour équilibrer la capacité interne du tube, de sorte que le modulateur est stable et n'a pas de tendance à osciller. L'énergie à haute fréquence est appliquée au tube modulateur par sa grille de commande 257. En même temps, lénergie à basse fréquence du transformateur 316 est amplifiée par le tube 319 et le tube de sortie 327. L'énergie de sortie à fré- quence acoustique parvient du transformateur 278. Grâce aux con- nexions du secondaire 277 dudit transformateur, la modulation à basse fréquence du circuit d'anode du modulateur 258 est présente.
La modulation sur l'anode étant bien connue en elle-mêmen,aucune description plus complète de l'effet modulateur n'est nécessaire.
L'énergie de sortie du transformateur271 se dérive en partie dans le secondaire 281. L'énergie à haute fréquence modulée du secondaire 281 est démodulée dans le détecteur 284. Ainsi, de -l'énergie à fréquence acoustique est fournie par la cathode 285, à
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travers le condensateur de couplage 290, à l'anode du redresseur 292. On comprendra que le condensateur 288 est d'assez faible capa- cité pour que sa réactance à haute fréquence soit très élevée, mais pour qu'elle soit cependant suffisante pour assurer un shuntage de l'énergie à haute fréquence.
L'énergie redressée sur la cathode 285 est appliquée , à travers le réseau potentiométrique, à l'électrode de commande 303 du tube amplificateur à gain variable 297.
Les variations de potentiel sur l'anode dudit tube ampli- ficateur à gain variable 297 sont transmises , à travers le condensa- teur d'arrêt 311 et la résistance 312, à la grille de commande 318 du premier étage à fréquence acoustique. Les relations de phase doivent être telles que cette réaction soit négative.
Il est clair que, si l'amplitude dans le secondaire 281 est excessi- ve, la variation de potentiel à la sortie du second redresseur 291 peut excéder la polarisation positive de la cathode 295, ladite polarisation étant déterminée par le calcul du réseau de résistances.
L'augmentation de tension sur l'électrode 296 du tube 297 a pour résultat une augmentation de gain dans le circuit de réaction néga- tive. Cet effet est communiqué à la grille de commande 318 de l'am- plificateur à fréquence acoustique, dont il abaisse le gain net.
Il est évident que le redresseur demi-onde qui suit le détecteur peut être remplacé par un système redresseur des deux alternances, à 'la manière indiquée à la figure 4.
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ELECTRIC WAVES AMPLIFIERS.
The present invention relates to electrical wave amplifiers comprising a reverse reaction with great operating flexibility. In amplifiers operating in multiple frequency bands, gain control is of paramount importance. In particular, controlling the gain at unacceptably high levels is essential to avoid saturation of amplifiers. In the patent application filed in the United States of America on June 20, 1942 under No. 447,851, means for controlling the reverse reaction in an amplifier have been described. In general, said means consist of a T-network leading - from the output of the amplifier to its input.
Said T-network contains in one of its branches a variable impedance consisting of an electronic tube with variable gain. The polarization of this tube is controlled by the output energy of the amplifier so as to produce a reverse reaction.
The present invention is an improvement of that described
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to said patent application and provides a system having significantly greater flexibility in operation and setup so that any desired operating characteristic can be achieved. In addition to the advantages obtained by limiting the maximum amplitude, the invention provides a more intense reverse reaction when the amplitude of the signal is greatest. As a result, this increase in reverse reaction provides better distortion correction when it is most needed. As is well known, the variation in polarization of an electron tube, in particular of the three electrode type, has an appreciable effect on the internal impedance of the tube.
Under certain conditions, the variation of said polarization may result in a transient effect.
For this reason, it is important that any gain control system acting on the gate bias of an amplifier electron tube has operating characteristics that can be controlled precisely, to avoid the above undesirable effects. . Thanks to the invention, a system is obtained which, while using standardized normal parts, is capable of providing an operation having all the desired characteristics.
In general, the present invention uses the T network with variable gain tube in one of its branches provided for the cited application. However, according to the present invention, the variable gain tube is controlled in two different ways. A control is exerted directly by the output energy of the amplifier and an auxiliary control is provided, from the output, through a rectifier system and it is applied to another electrode. order from the same tube.
In a multiple grid tube, for example, the control exerted by two grids is proportional to the product of the individual controls. It is therefore evident that varying the two controls in the same direction will result in a faster final variation than is normally possible, even with a variable gain tube. Individual orders may have different values.
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their thresholds, below which each of them may be ineffective. The end result can be a characteristic exhibiting very desirable properties which cannot be achieved with prior systems.
The invention will be better understood on reading the following description and on examining the accompanying drawings, which schematically represent, by way of nonlimiting examples, some embodiments.
FIG. 1 symbolically represents, with the aid of rectangles, the fundamental assembly of the invention.
FIG. 2 is the diagram of an assembly conforming to the symbolic diagram of FIG. 1.
FIG. 3 is the diagram of a variant comprising a rectification of the two half-waves for one of the controls of the variable gain tube.
FIG. 4 represents the application of the same variant to the two controls of the variable gain tube.
FIG. 5 represents, in the same way as FIG. 1, the application of certain characteristics of the invention to a modulation system.
FIG. 6 is the diagram of an assembly conforming to the symbolic diagram of FIG. 5.
In FIG. 1, input channel 10 supplies amplifier 11 with high or low frequency input power. The output energy of amplifier 11 is applied, via channel 12, to the input of amplifier 13. Amplifier 13 delivers its output energy to channel 14, with a view to further amplification, or any desired operation, or use.
A predetermined portion of the output energy on channel 14 passes through channel 15 to attenuator 16 and through channel 17 to the input of variable gain electron tube 18. Tube 18 may be any one of a number of types the gain of which can be varied by acting on the gate bias.
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As a rule, such tubes are provided with variable-pitch control electrodes and, in general, they are characterized in that their plate current cancels out in a very elongated curve. An example of a type of tube that could be used in this case is the type 58 pentode.
From the output channel 14, a collateral channel is provided, through connection 20, to the rectifier system 21. Said rectifier system can be either a simple half-wave rectifier, or any one of a number of a certain number of rectifier systems for the two alternations. The rectifier (s) may be either of the diode type or, under certain conditions, crystals of various substances such as carborundum, or they may be constituted by materials such as copper oxide, or selenium, in contact with a metal.
The output energy of the rectifier system 21 is used, through the channel 22, to charge the capacitor 23. The capacitor circuit 23 continues, through the channel 24, to the input 25 of the gain tube. variable 18. This means that amplifier 18 must be at least one tetrode and, preferably one pentode, because of the desirable operating characteristics of these types of tubes.
In shunt on the capacitor 23 are connected the battery 27 and the resistor 28. The battery 27 can be used to polarize the rectifier system 21, so that only the voltages exceeding a certain lower limit cross the latter. Resistor 28 forms, together with capacitor 23, a circuit whose time constant can be used to control the rate of return of the system to normal.
The output energy of the variable gain amplifier 18 is applied, through channel 30, through attenuator 31, and, from there, through channel 32, to the input circuit of amplifier 11.
By controlling the characteristics of attenuators 16 and 31, in particular as regards the frequency, it is possible to
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sible to control the response of the system as a function of frequency.
In addition, the operating speed of the negative reaction can, to a certain extent, be controlled by these weakeners.
Thus, for example, some negative feedback occurs through channel 15, to amplifier 18, and thence to amplifies 11, regardless of the branch / system containing the rectifier. Likewise some negative reaction of product through said branch of the system, via channel 20, and thence, via channel 25, to the input of amplifier 18, independently of channel 17. There It is therefore evident that by proper control of the nature of the attenuators, the type of amplifier 18, the operating point of the electrodes 18, the characteristics of the rectifier system 21 and the time constant of the capacitor 23 and resistor 28 , great flexibility of the operating characteristics can be obtained.
It is therefore possible to establish a negative feedback system in which the feedback effect increases very rapidly above a predetermined high maximum output power. In this way, the introduction of extraneous noise, so common with systems not incorporating proper signal peak level control, can be reduced to such an extent that the noise is probably no longer apparent.
Although the symbolic diagram of FIG. 1 can be modified in a large number of different ways, and it can provide the material for many examples of assembly, an example of a corresponding assembly has been shown in FIG. 2. In this figure, the transformer 35 has a winding 36 to which any suitable signals can be applied. Thus, the transformer 35 may be, as shown, of the iron core type, when it has to deal with low and acoustic frequencies. It is understood, however, that said transformer 35 can be of any other type.
Thus, it can have a core of iron powder, if it has to process intermediate frequencies of the order of about 400 kiloperiods, or indeed, for the processing of radio frequencies and more
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high, it may be coreless.
The transformer 35 comprises a secondary winding 37, the terminal 38 of which is connected to the control grid 39 of the amplifier electronic tube 40. As shown, the amplifier 40 is of the triode type and comprises cathode, control grid and anode. It will be understood, however, that this arrangement is given by way of example only and that in practice a multiple grid tube can be used.
The electron tube 40 has a cathode 41, connected through the bias resistor 42, to the earth connection 43. The cathode 41 is shown as of the indirectly heated type and excited by means of the heater 45, connected. at the terminals of a heating circuit formed by the earth wire 43 and the wire 46, supplied by any suitable energy source, shown here by way of example in the form of the battery 47. It is of course that the heating element can also be energized with alternating current.
48
The other terminal / of the secondary 37 of the transformer is connected to the earth conductor 43 through the decay resistor 49.
The anode 51 of the electron tube 40 is connected, through the load resistor 52, to the conductor 53 terminating at the positive terminal of any suitable source of high voltage, shown by way of example as the battery. 54. This high voltage supply can be done either by direct current or by rectified and filtered current, or again by means of any other suitable source, connected between conductor 53 and earth conductor 43.
The output of the tube 40, on its anode 51, is connected through the coupling capacitor 56, to the control grid
57 of amplifier tube 58. Again, as with tube 40, tube 58 has been shown as a three-electrode type, although any other type could be used. Its command grid
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of 57 is connected to earth wire 43, through resistor 59.
Its cathode 60 is connected to earth, through the bias resistor 61 and said cathode is excited by means of the heating element 62, connected between the wires 43 and 46.
The anode 63 of the tube 58 is connected, by the wire 64, to the primary 65 of the output transformer 66. The secondary 67 of the transformer 66 supplies power to any suitable appliance. Its primary 65 has its lower terminal connected to conductor 53.
The anode 63 is also connected, through the coupling capacitor 69, to the resistors 70 and 71, connected in series and terminating at the earth connection 43. The resistors 70 and 71 form a potentiometer and, at their point of contact. junction 72, a connection is made to the control grid 73 of the variable gain amplifier tube 74. The cathode 65 of the tube 74 is connected to earth through the bias resistor 76 and is heated (by the heater 77 , connected between conductors 43 and 46.
The rejection grid 78 of this tube is connected to its cathode 75, in accordance with usual practice. However, it can be connected to earth, or to the control grid 73.
Tube 74 has an accelerator electrode 79, connected through series resistor 80, to high voltage supply conductor 53. Electrode 79 is also connected to capacitor 81, which is itself connected to earth conductor 43.
The anode 83 of the tube 74 is connected, through the load resistor 84, to the high voltage supply conductor 53.
The anode 83 itself is connected through the coupling capacitor 85, to the conductor 86, and, through the resistor 87 and the conductor 88, to the terminal 48 of the secondary 37 of the input transformer.
The accelerator electrode 79 of the tube 74 is connected to the cathode 90 of the rectifier diode 91. The cathode 90 is heated by means of the heating element 92, connected between the conductors 43 and 46. The anode 93 of the diode 91 is connected, through the condensate
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stop switch 94, to conductor 64. Said anode 93 is also connected to the junction point of resistors 96 and 97, in series between high voltage supply conductor 53 and earth conductor 43 and forming a potentiometer.
The potential of the accelerator electrode 79 of the variable gain tube 74 can be set to any desired value. Assuming that this gate absorbs a certain current, it can be seen that the value of resistor 80 determines the potential on this electrode.
Said potential is the static operating potential.
The static bias of diode 91 is chosen such that it makes cathode 90 positive with respect to anode 93. This potential difference determines the peak operating level above which diode 91 becomes conductive. The relative potentials of cathode 90 and anode 93 can be determined by a suitable location of point 95 on the potentiometric array.
The operation of the system is as follows. It is assumed that an excessively amplitude signal reaches transformer 35.
Excessive potential differences are produced across the secondary 37. Said excessive potential differences tend to appear, in the form of excessive voltage variations, on the anode 63 of the amplifier tube 58. From the anode 63, these voltage variations are derived on three channels. One of them leads, through transformer 66, to the output circuit <
Another path passes through the stop capacitor 69 and the resistor 70, to the control gate 73. The voltage variations applied to the control gate 39 by the transformer secondary 37 are practically in phase with the voltage variations. on the control grid 73.
In this way, if, at a given instant, the potential of the control gate 39 rises, that of the control gate 73 also rises and that of the anode 83 falls. This results in the reaction, on the control gate 39, of a decreasing voltage, of opposite phase.
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to the supposedly increasing tension. This reaction is, of course, weakened by resistors 87 and 49. The degree of reaction does not only depend on the constants of the assembly, but also on the amplification factor of the variable gain tube.
The third path from anode 63 of amplifier 58 passes through connection 64 and stop capacitor 94, to diode 91. With a normal amplitude signal, the potential of diode 93 does not sink. not rise above cathode 90 and diode 91 remains in the non-conductive state. With a signal of excessive amplitude ': the peak of each of the waves which constitute said signal is rectified by the diode and increases the average voltage at the plates of the capacitor 81. This results in the increase of the potential of l accelerating electrode 79 and increasing the gain of the amplifier tube 74. As a result, the negative feedback due to the control effect of the gate 73 is increased.
The time constant of the circuit containing capacitor 81, resistor 80, and equivalent resistance introduced by the current flowing from screen grid 79 to negative terminal of battery 54 is preferably large relative to at the period of the waves which constitute the signal. If these are acoustic frequencies, as is the case with iron-core transformers, the time constant may be on the order of about a tenth of a second. But it can be adjusted to meet the specific requirements of each case.
As indicated with regard to the symbolic diagram of FIG. 1, it is not necessary for the bias rectifier corresponding to the diode 91 of FIG. 2 to rectify only one half-wave.
So; in Figure 3, there is shown a system in which the rectifier employed rectifies the two half-waves. The system of Figure 3 is substantially the same as that of Figure 2, up to and including the variable gain amplifier tube 74. However, the manner of obtaining the polarization of the accelerator electrode 79 is different. In Figure 3, the accelerator electrode 79 is
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connected, through resistor 80 to the positive pole of the high voltage power supply, as in FIG. 2 and, to capacitor 81, connected to earth. The accelerator electrode 79 is also connected to terminal 100 of a two-wave rectifier system.
The system shown is of the voltage doubler type, although any other rectifier system can be used. Terminal 100 is connected, through elementary rectifier 101, to terminal 102. Rectifier 101 is connected in the direction shown and it can be of any desired type. A bias for the rectifier 101 is obtained by connecting the resistor 109 between the terminal 102 and a point 105 on the potentiometric network formed by the resistors 104, 106 and 108. The terminal 102 is also connected, through the rectifier 103. , itself connected in the direction shown, to terminal 107 of the potentiometric network indicated above.
Obviously, if the rectifiers have the direction of connection shown, terminal 102 is positive with respect to terminal 107. In addition, the voltage drop across resistor 80 and the constants of the parallel resistor circuit must be such that terminal 100 is positive with respect to terminal 102. The bias of rectifier 101 should be approximately the same as that of rectifier 103.
It is possible to apply the principle of rectifying the two halfwaves to the two electrodes of the variable-slope amplifier tube 74. Thus, in FIG. 4, a system has been shown comprising the push-pull amplification.
In said FIG. 4, the primary 121 of the input transformer 120 is supplied with suitable input signals. As in the case of FIG. 2, the transformer 120 can be of any desired type. It has a secondary in two parts 122 and 123 with a common terminal 119, to earth. The secondary 123 is connected to the control grid 124 of the amplifier tube 125 and the secondary 122 is connected to the control grid 126 of the amplified tube.
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starter 127. These tubes can be any type desired and have been shown as the three electrode type for convenience. Cathodes 128 and 129 of both tubes are connected, through bias resistors 130 and 131, to terminal 119, grounded.
The anode 133 of the amplifier tube 125 is connected to the winding 134 of the output transformer 135. The windings 134 and 137 of said transformer are push-pull and include the common socket 138 which can be connected to the usual high voltage power supply. Output winding 139, which can be two or three terminal, can power any desired load.
The anode 133 is also connected, through the stop capacitor 140, to the potentiometric network comprising the resistors 141 and 142. The junction point 143 of these resistors is connected to the grid 149 of the variable gain tube. 148. Amplifier tube 148 has its cathode 150 and stopper grid 151 connected to earth. The anode 153 of the tube 148 is connected to the anode resistor 160 and thence to the positive terminal of the high voltage power source. The electric accelerator 132 is connected to the junction point 164.
The anode 136 is also connected, through the stop capacitor 144, to the potentiometric network comprising the resistors 145 and 146. The junction point 147 of said resistors is connected to the control gate 154 of the amplifier. variable gain 156. The cathode 155 of said amplifier is connected to earth and its stop gate 158 is connected to the cathode in the usual manner. The anode 159 of said tube 156 is connected, through the anode resistor 161, to the positive pole of the high voltage power source. The accelerator electrode 157 is connected through junction point 164, to series resistor 165, and thence to the positive pole of the high voltage.
The junction point 164 is also connected to the capacitor 166, the other armature of which is earthed.
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Another connection also leaves the anode 133, through the stop capacitor 167, to the anode 168 of the rectifier diode 169, the cathode of which is connected, at the junction point 164, with the accelerating electrodes. 152 and 157. The anode 168 is connected through the resistor 171, at the junction point 172 of the parallel resistors 162 and 163, connected to each other by the conductor 178. Another connection still leaves the anode 136, through the stop capacitor 173, to the anode 174 of the rectifier diode 175, whose cathode 179 is connected, at the junction point 164, with the accelerator electrodes 152 and 157. The anode of 174 is connected, to through resistor 176, at the junction 177 of the parallel resistors 162 and 163.
From anode 153 of variable gain tube 148, a negative feedback connection is made through stop capacitor 180 and resistor 181 to cathode 128.
From anode 159, variable gain tube 156, another negative feedback connection is made through stopper 182, a resistor 183 to cathode 129.
The operation of push-pull amplifiers 125 and 127 is well known and does not need to be described. The operation of control amplifiers 148 and 156 with respect to the system will now be described. It is assumed that the voltage applied to the gate 124 decreases. The potential of plate 133 and gate 149 increases. The potential of plate 153 decreases. The current through resistor 181 decreases. This current also flows through resistor 130 and the resulting voltage drop has the effect of decreasing the voltage applied to the amplifier. So there is a negative reaction.
If the voltage increase of plate 133 exceeds the desired limit, rectifier 169 turns on and the potential of screen grid 152 increases. This results in a further decrease in the current flowing through the resistance circuit.
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negative (resistors 181 and 130). Since the operation of the peak regulator circuit results in a decrease in the amplification coefficient, due to the increase in negative feedback, instability is avoided.
The operation of the other half of the system, comprising the amplifier tubes 127 and 156 and the diode 175 is similar to that which has just been described. As a result, the system shown provides a negative feedback regardless of the polarity of the signal pulses. '
Examination of Figures 3 and 4 indicates that a system comprising the implementation of certain features of the invention does not necessarily involve a defined number of amplifier stages for the phase inversion.
Thus, if we added to the system shown in Figure 4 another intermediate amplifier stage, the output energy of the variable gain tubes could be fed back to resistors in the gate circuit, as shown. in Figures 2 and 3, instead of to resistances in the cathode circuit.
It is obvious that the systems described can be used in combination with acoustic frequency amplifiers, to obtain particular effects. With systems operating in the manner described, ie providing a negative feedback, it is possible to establish a system having any desired characteristic of contrast attenuators.
It is also possible to apply the invention to a modulator system in which one frequency can be used as a carrier frequency and the other frequency mixed with the first in order to obtain modulated frequencies. The modulation can act either on the amplitude, or on the phase, or on the frequency. In all of these examples, it may be very desirable to provide modulation limits and to avoid saturation of the amplifiers.
Thus, if one refers to FIG. 5, there is seen a symbolic diagram of the application of the invention to a modulator system.
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Input channel 200 can feed high frequency carrier waves from any source such as an oscillator to amplifier 201. Amplifier 201 can power the channel.
202 and supply power to the input of modulator 203. Modulator 203 may be any of a number of types such as, for example, those shown on pages 533,535, 538, or 1. Any of the other montages in Section 7 of Terman's "Radio Engineer's Handbook", published in the USA, 1943 edition. As modulators are well known and widely used in the art, their detailed description does not seem necessary.
Modulator 203 applies its output energy to channel 204, which provides modulated carrier energy to any load such as an antenna system, transmission line, or the like.
From the output path 204, a determined amount of modulated energy is drawn, through the path 205 and applied to a rectifier or detector system 206. The rectifier 206 can be of any number of types. well known in the art for the demodulation of demodulated output energy and the recovery of low frequency modulating energy.
Such rectifiers or detectors being well known in the art of radio receivers and; in general, in communications, their detailed description will not be given here.
Rectifier 206 supplies two channels 207 and 208. Channel 207 can supply any attenuator network 209 and, from there, channel 210, to the input of a variable gain amplifier 212. The variable gain amplifier 212 is similar to the corresponding amplifier 18 in Figure 1. Channel 208 feeds rectifier 213, which in turn feeds capacitor
214 and input 215 of the amplifier stage 212. The rectifier
213 is rendered ineffective for signals lower than a determined level, by means of the bias battery 216. The resistance
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.tance 217 allows the charge of capacitor 214 to flow, which returns the system to normal gain after the occurrence of an abnormally high level of spikes.
Variable gain amplifier 212 applies its output energy to channel 220, after which said energy passes through a suitable attenuator network 221, and then, through channel-222, reaches the input of acoustic frequency amplifier 223.
The acoustic frequency amplifier 223 has the channel
224 which supplies its input with acoustic frequency energy from any suitable source such as a microphone, phonograph player, or the like. Amplifier 223 can be of any type and include any desired type of tube. Thus, said amplifier can be of the psh-pull type.
Amplifier 223 supplies channel 225 at its output and, from there, power stage 226. The output energy of said stage 226 reaches, through channel 227, at the input of modulator 203.
Clearly, the modulated output energy of modulator 203 is the source of drive energy for gain control. Thus, the detector 206 demodulates part of the output energy of 203 and provides an acoustic frequency wave whose amplitude is proportional to the modulated input energy. From the rectifier or detector 206, the energy passes through two collateral channels, to act on the variable gain amplifier 212. The operation of this part of the system and, in fact, of the whole system up to the am - acoustic frequency plifier 223, is precisely the same as in Figure 1.
Although the symbolic diagram of figure 5 can be implemented according to a quantity of assemblies, a detailed diagram corresponding to it has been indicated in figure 6. In this figure, high frequency energy is applied, from any suitable source and through channel 230, to the primary 231 of the high frequency transformer 232. The secondary 233 of said transformer is connected between the control grid 234 of the electron tube
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amplifier 235 and the cathode 236 of said tube. The cathode 236 is heated by means of a suitable heating element 237, itself supplied from any suitable source, by the conductors 238 and 239. For the sake of simplicity this source has been shown in form. battery 240.
Cathode 236 is connected to ground, in the case shown, to ground 238, through gate resistor 242. Shunt capacitor 243 is connected across resistor 242, to provide a low path. impedance to high frequency energy. In shunt across the secondary of transformer 233 is mounted the tuning capacitor 234, which can be fixed or variable, depending on the circumstances.
Amplifier tube 235 can have any desired number of electrodes and, in the example shown, is indicated as a tetrode. Said tube has the accelerator electrode 246 connected, through series resistor 247, to junction point 248. This point is itself connected to conductor 250, resulting in any suitable high voltage supply, re- shown by way of example in the form of battery 251. Electrode 246 is shunted to earth, as regards high frequency, by capacitor 252, connected between said electrode and earth.
The anode 253 of the amplifier tube 235 is connected, through a high frequency impedance coil 254, to the junction point 248 and, thus, said anode is excited by a suitable potential. The anode 253 is also connected, through the coupling capacitor 256, to the control grid 257 of the amplifier 258. The amplifier tube 258 has a cathode 260, heated by means of the heating element 261. , connected to wires 238 and 239. Although cathode 260 has been shown to be connected to earth, it can be operated with cathodic bias, by the insertion of a cathode resistor.
A self-inductor 262 is connected between the gate of
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controls 237 and the neutralization capacitor 263, itself connected to the anode 264 of the modulator. In shunt across the self-inductance 262 are arranged in series the capacitors 265 and 266, with intermediate connection 267 to earth. The gate resistor 268 is connected between a tap on the choke 262 and earth. The gate current, passing through said resistor 268, provides a negative bias. Additional gate bias can be provided by a battery (not shown) or by any other voltage source in series with resistor 268.
The primary winding 270 is interposed in the anode circuit 264 and forms part of the output frequency transformer 271. As a shunt across the primary 270 is arranged the tuning capacitor 272. The anode circuit is completed. through connection 273, starting from primary 270 and terminating at junction point 274. Said junction point # 274 is connected to earth through high frequency shunt capacitor 275 and is also connected, through the coil of high frequency impedance 276, to secondary 277 of acoustic frequency transformer 278. The circuit is completed by a connection between, secondary 277 and conductor 250 connected to the high voltage source.
The secondary 280 of the transformer 271 constitutes the output of the apparatus and can be connected to any apparatus of any use, such as an antenna.
Another winding 281 of said transformer may have one of its terminals to earth and its other terminal connected, through conductor 282, to the anode 283 of detector 284. Cathode 285 of said detector is heated by heating element 286, connected to conductors 238 and 239. Cathode 285 is connected to capacitor 288 and resistor 287, both terminating at ground. The amplitude variations of the high frequency output current appearing as voltage variations across resistor 287.
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It will be understood that detector 284 acts to demodulate the energy from secondary 281. On the other hand, rectifier 292 acts as a simple rectifier. This member may include an anode 291, biased to any suitable degree by means of resistors 293 and 294, connected in series with one another, between the positive pole of the high voltage power supply and the earth.
The anode is connected to the junction point of these two resistors.
The cathode 295 of the rectifier 292 is heated by the heating element 279, connected to the heating circuit 238, 239. The cathode is connected to the accelerator electrode 296 of the variable gain amplifier 297. It is also connected to the capacitor 298. and resistor 334, both grounded.
The cathode 299 of the amplifier 297 is heated by the heating element 300, connected to the heating circuit 238, 239, the cathode itself being earthed through the bias resistor 301. The reject grid 302 of the amplifier tube 297 is connected to the cathode.
The voltage variations across resistor 287 are applied, through coupling capacitor 309 to potentiometric resistors 306 and 307. A connection leads from the junction point of these two resistors 305, to the control electrode 303 of the amplifier tube. 297.
The anode 308 of the amplifier tube 297 is connected to the positive high voltage supply line 250 through a suitable plate resistor 310. It is also connected through the stop capacitor 311, to the resistor 312. The resistor 312 terminates at terminal 313, grounded through gate resistor 314 and connected to secondary 315 of acoustic frequency transformer 316. Acoustic frequency energy can be applied to primary 317 of said trans- trainer 316 from any suitable source. Its secondary 315 is connected to the control grid 318 of the amplifier tube 319.
The heating element 321 of the cathode 320 is connected to the
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heating circuit 238, 239, and the cathode is biased by means of resistor 322 terminating in earth. The anode 323 of the amplifier tube 319 is connected to the positive high voltage supply line 250 through the anode resistor 324. Said anode is also connected, through the stop capacitor 325, to the control gate 326 of the. amplifier tube 327. The circuit of the control grid 326 terminates to ground through the grid resistor 328. The cathode 329 of the amplifier 327 is heated by the heater 330, connected to the heater circuit. Cathode 329 can be biased by resistor 331.
The anode 332 of the amplifier tube 327 is connected to the primary 333 of the acoustic frequency output transformer 278.
The primary circuit is completed by its connection to the positive high voltage supply line 250.
The operation of the system is as follows. The high frequency energy reaching the transformer 232 is amplified by the tube 235 and it passes through the various tuned circuits, up to the modulator 258. The capacitor 263, in the plate circuit of said modulator is of sufficient capacity to balance the internal capacity of the modulator. tube, so that the modulator is stable and has no tendency to oscillate. The high frequency energy is applied to the modulator tube by its control gate 257. At the same time, the low frequency energy of the transformer 316 is amplified by the tube 319 and the output tube 327. The output energy at fre- Acoustic frequency comes from transformer 278. Thanks to the connections of secondary 277 of said transformer, low frequency modulation of the anode circuit of modulator 258 is present.
Modulation on the anode being well known in itself, no more complete description of the modulating effect is necessary.
The output energy of transformer 271 partly drifts into secondary 281. Modulated high frequency energy of secondary 281 is demodulated in detector 284. Thus, acoustic frequency energy is supplied by cathode 285, at
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through the coupling capacitor 290, to the anode of the rectifier 292. It will be understood that the capacitor 288 is of low enough capacity so that its reactance at high frequency is very high, but so that it is nevertheless sufficient to ensure high frequency energy shunting.
The energy rectified on the cathode 285 is applied, through the potentiometric network, to the control electrode 303 of the variable gain amplifier tube 297.
The variations in potential on the anode of said variable gain amplifier tube 297 are transmitted, through the stop capacitor 311 and the resistor 312, to the control gate 318 of the first acoustic frequency stage. The phase relations must be such that this reaction is negative.
It is clear that, if the amplitude in the secondary 281 is excessive, the variation in potential at the output of the second rectifier 291 can exceed the positive polarization of the cathode 295, said polarization being determined by the calculation of the network of resistors. .
The increase in voltage on electrode 296 of tube 297 results in an increase in gain in the negative feedback circuit. This effect is communicated to the control gate 318 of the acoustic frequency amplifier, the net gain of which it lowers.
It is evident that the half-wave rectifier which follows the detector can be replaced by a half-wave rectifier system, as shown in figure 4.