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Die Erfindung betrifft ein dielektrisches Filter mit einem dielektrischen Block, der eine erste Flä- che und eine ihr gegenüberliegende, im Wesentlichen mit leitendem Material beschichtete zweite Fläche sowie sich dazwischen erstreckende, im Wesentlichen ebenfalls mit leitendem Material beschichtete Seitenflächen aufweist, mit mehreren Resonanzlöchern, die sich parallel zueinander von der ersten Fläche durch den Block zur zweiten Fläche erstrecken und innen im Wesentlichen mit leitendem Material bedeckt sind, um einen Resonator zu bilden, mit einem ersten Leitermuster auf der ersten Fläche, welches mit einer vorbestimmten Grösse rund um die Resonanzlöcher auf der ersten Fläche angeordnete und mit deren innerem leitfähigen Material verbundene Zonen aufweist,
um eine Ladekapazität für den jeweiligen Resonator und eine elektromagnetische Kopp- lung mit den benachbarten Resonatoren zu bilden, und mit zum Empfangen und Senden von Signalen vorgesehenen Ein-/Ausgangsanschlüssen, die je einen vom leitenden Material auf den Seitenflächen des Blocks isolierten Elektrodenbereich zur Bildung einer elektromagnetischen Kopplung mit den Resonanzlöchern aufweisen.
Bekannte dielektrische Filter haben mehrere dielektrische Blöcke, die miteinander verbunden sind, wobei jeder dielektrische Block einen koaxialen Resonator enthält, wodurch eine gewünschte Durchlassbandeigenschaft erhalten wird (vgl. z. B. EP 865 094). Es wurden auch bereits integrierte dielektrische Filter vorgeschlagen, die einen einzigen dielektrischen Block aufweisen, der mehrere parallele oder aber koaxiale Resonatoren enthält, vgl. z. B. EP 757 401 A und EP 809 315 A.
Ein solches integriertes dielektrisches Filter, das als Bandpassfilter verwendet wird, ist für die Verwendung zum Erhalt nur eines Frequenzsignals eines gewünschten Kanalbandes in einem mobilen Kommunikationsgerät geeignet, wie zum Beispiel in einem Autotelefon oder in einem tragbaren Telefon, das ein Hochfrequenzband als Kommunikationsband verwendet. Daher soll das integrierte dielektrische Filter klein, leicht und fest bzw. schlagzäh sein, und es sollte eine Durch- lassbandcharakteristik von etwa 20-30 MHz haben.
Die Fig. 1 bis 3 zeigen verschiedene herkömmliche integrierte dielektrische Filter.
Das in Fig. 1 gezeigte integrierte dielektrische Filter hat ein Kopplungsloch 9, das sich zwi- schen zwei Resonanzlöchern 7,8 befindet, um dadurch die gegenseitige Induktivität und die ge- genseitige Kapazität einzustellen. In diesem Fall hängt das Ausmass der Kopplung von der Grösse, der Länge und der Position des Kopplungslochs 9 ab. Die Hinzufügung des Kopplungslochs 9 führt jedoch dazu, dass die Herstellung des dielektrischen Filters erschwert und die mechanische Fes- tigkeit verschlechtert wird, so dass sich das Problem ergibt, dass dieses bekannte integrierte dielektrische Filter die Anforderungen an die mobilen Kommunikationsgeräte nicht erfüllt.
Das in Fig. 2A gezeigte integrierte dielektrische Filter enthält zwei Resonanzlöcher 7,8, die ei- nen sich ändernden Innendurchmesser haben, wie in Fig. 2B dargestellt ist, um dadurch eine Kopplung der Resonanzlöcher 7,8 durch die Wellenwiderstand-Differenz zu erreichen, die durch die Änderung des Innendurchmessers der Resonanzlöcher 7,8 hervorgerufen wird. Im Vergleich zum dielektrischen Filter gemäss Fig. 1, hat das integrierte dielektrische Filter gemäss Fig. 2A ver- besserte Bandpasseigenschaften, es bleibt jedoch das Problem, dass dadurch, dass der Innen- durchmesser der kleinen Resonanzlöcher nicht konstant ist, der Herstellungsprozess kompliziert wird und kein gleichmässiger Formzustand erzielt werden kann.
Schliesslich hat das in Fig. 3A gezeigte integrierte dielektrische Filter gemäss Stand der Technik, keine Mündungsfläche, verglichen mit den obigen bekannten dielektrischen Filtern, und es hat einen dielektrischen Block 1 mit Seitenflächen, welche mit leitfähigem Material bedeckt sind, um so eine Elektrode zu bilden, und spezifische Teile 17,18 innerhalb der Resonanzlöcher 7,8, deren Elektroden eliminiert sind, wie in Fig. 3B ersichtlich ist, um so eine Kopplung zwischen den Reso- natoren zu erreichen. Beim dielektrischen Filter gemäss Fig. 3A und 3B ergibt sich das Problem, dass es schwierig ist, dass das Elektrodenmaterial, das sich an irgendeiner Position der Innenflä- chen der kleinen Resonanzlöcher 7, 8 befindet, genau entfernt wird.
Da ausserdem in jüngster Zeit die Abstände zwischen Kommunikationskanälen schrittweise ver- kleinert werden, sollte ein dielektrisches Filter hohe Dämpfungseigenschaften aufweisen, und insbesondere dort, wo das dielektrische Filter ganz in der Nähe eines Sendekanals und/oder Empfangskanals arbeitet, sollte es bei einem spezifischen Frequenzband ein höheres Dämpfungs- verhältnis haben.
Wenn zum Beispiel das dielektrische Filter den Sendekanal als Bandpass hat, sollte es ein höheres Dämpfungsverhältnis bei einem niedrigeren Frequenzband als einem Bandpass als
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Referenzband erfordern, um nicht ein Signal des Empfangskanals zu empfangen, der benachbart dem niedrigen Frequenzband ist. Wie oben erläutert, ist es jedoch offensichtlich, dass die bekann- ten integrierten dielektrischen Filter solche höhere Dämpfungsverhältnisse nicht vorsehen können.
Daher besteht ein Ziel der vorliegenden Erfindung darin, ein integriertes dielektrisches Filter vorzusehen, das ein Frequenzsignal bei einem niedrigeren Frequenzband als einem Bandpass als Referenzband mit einem höheren Dämpfungsverhältnis sperren kann, und so die Einstellung des Dämpfungsverhältnisses auch im niedrigeren Frequenzbereich auf einfache Weise durchführen zu können.
Weiters soll ein Signal eines gewünschten Frequenzbandes bei einem niedrigeren Frequenz- band als einem Bandpass als Referenzband mit einem höheren Dämpfungsverhältnis gesperrt werden können, um so eine Einstellung des Dämpfungsverhältnisses auch im niedrigeren Fre- quenzbereich durchführen zu können.
Das erfindungsgemässe dielektrische Filter der eingangs angeführten Art ist, dadurch gekenn- zeichnet, dass auf der ersten Fläche des Blocks mindestens ein zweites, eine Kopplungskapazität zwischen benachbarten Resonatoren verstärkendes und gegebenenfalls eine kapazitive Kreuz- kopplung zwischen nicht benachbarten Resonatoren definierendes Leitermuster parallel zur Anord- nung der Resonanzlöcher und isoliert von den Ein-/Ausgangsanschlüssen angeordnet ist. Mit einer derartigen Ausbildung kann der vorstehenden Zielsetzung gut entsprochen werden, und es wird in vorteilhafter Weise eine hohe Dämpfung von Frequenzen unterhalb des Durchlassbandes ermög- licht. Das dielektrische Filter kann dabei einen Bandpass mit einem niedrigeren Frequenzbereich bilden, da die Kopplungsinduktivität zwischen den Resonatoren durch Bildung des zweiten Leiter- musters erhöht werden kann.
Für eine einfache Festlegung der Kopplungkapazitäten im Zuge einer unkomplizierten Herstel- lung ist es vorteilhaft, wenn das zweite Leitermuster oberhalb und/oder unterhalb der Resonanz- löcher vorgesehen ist. Dabei wird für eine adäquate Wirkung mit Vorteil vorgesehen, dass sich das zweite Leitermuster über eine Länge entsprechend mindestens zwei Resonanzlöchern erstreckt.
Für die Einstellung der Resonanzfrequenz ist es hier weiters günstig, wenn sich das zweite Leiter- muster zu den Endteilen der mindestens zwei Resonanzlöcher erstreckt.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbei- spielen noch weiter erläutert ; eszeigen: Fig. 1 eine schaubildliche Ansicht eines herkömmlichen integrierten dielektrischen Filters ; 2A eine schaubildliche Ansicht eines anderen herkömmlichen integrierten dielektrischen Filters ; 2B einen Schnitt gemäss der Linie A-A' in Fig. 2 ; 3A eine schaubildliche Ansicht eines anderen herkömmlichen integrierten dielektrischen Filters; Fig. 3B einen Schnitt gemäss der Linie B-B' in Fig. 3 ;
Fig. 4 eine schaubildliche Ansicht, die das integrierte dielektrische Filter in einer bevorzugten ersten Ausführungsform der Erfindung zeigen ; Fig. 5 ein Ersatzschaltbild des integrierten dielektrischen Filters von Fig. 4 ; 6 ein Diagramm, das die Kennlinien im Vergleich zwischen dem herkömmlichen integrierten dielektrischen Filter und dem integrierten dielektrischen Filter gemäss der Erfindung zeigt ; 7 eine schaubildliche Ansicht eines integrierten dielektrischen Filters gemäss einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und Fig. 8 ein Ersatzschaltbild des integrierten dielektrischen Filters von Fig. 7.
Im Folgenden werden die Konstruktion und Arbeitsweise eines integrierten dielektrischen Duplexsystem-Filters gemäss bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die Fig. 4 bis 8 der Zeichnungen erläutert.
Die Fig. 4 ist eine schaubildliche Ansicht eines integrierten dielektrischen Filters gemäss einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
Das in Fig. 4 dargestellte integrierte dielektrische Duplexsystem-Filter enthält einen dielektri- schen Block 101 mit einer ersten Fläche 120 und einer ihr gegenüberliegenden zweiten Fläche 121 sowie mit Seitenflächen, die zwischen der ersten und zweiten Fläche 120 bzw. 121 angeordnet sind. Die zweite Fläche 121 und die Seitenflächen sind mit einem leitfähigen Material bedeckt, um eine Erdungselektrode zu bilden. Der dielektrische Block 101 hat auch mehrere Resonanzlöcher 107, 108, die in einem vorbestimmten Abstand voneinander im Inneren des Blocks 101 ausgebildet sind und sich von der ersten Fläche 120 zur zweiten Fläche 121 im Wesentlichen parallel zueinan- der erstrecken. Die Innenflächen der Resonanzlöcher 107,108 sind mit leitendem Material be- schichtet, um eine innere Elektrode zu bilden.
Andererseits ist an der ersten Fläche 120 des dielek- trischen Blocks 101 ein offener Bereich vorgesehen, der nicht mit leitfähigem Material bedeckt ist.
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Ein-/Ausgangsanschlüsse mit Kontaktflächen 110a, 110b sind an Seitenflächen des dielektrischen Blocks 101 gebildet. Diese Ein-/Ausgangsanschlüsse 110a, 110b sind von der Erdungselektrode, d. h. dem leitenden Material auf den Seitenflächen, isoliert, wobei ein Teil der Erdungselektrode entfernt ist, und sie sind so angeordnet, dass sie sich je über zwei benachbarte Seitenflächen erstrecken, vgl. auch die Darstellung in Fig. 4. Die Ein-/Ausgangsanschlüsse 110a, 110b können auch zur ersten Fläche 120 hin erstreckt werden, es ist aber auch möglich, das leitende Material der Seitenflächen zwischen den Ein-/Ausgangsanschlüsse 110a, 110b und der ersten Fläche 120 vorzusehen, so dass die Ein-/Ausgangsanschlüsse 110a, 110b "Inseln" innerhalb des leitenden Materials bilden (vgl. auch Fig. 7).
Auf der ersten Fläche 120, die an sich wie erwähnt nicht mit leitendem Material beschichtet ist, ist ein erstes Leitermuster 117,118 mit Zonen in vorbestimmter Grösse rund um die Resonanzlö- cher 107,108 gebildet, wobei diese Zonen jeweils mit dem leitfähigen Material der Innenflächen der Resonanzlöcher 107,108 verbunden sind. Das erste Leitermuster 117,118 definiert jeweils eine Ladekapazität für die Resonatoren und gleichzeitig eine Kopplungskapazität zwischen den benachbarten Resonatoren.
Weiters enthält der dielektrische Block 101 ein zweites Leitermuster 125 oberhalb der Reso- nanzlöcher 107,108, das heisst zwischen den Resonanzlöchern 107,108 und der oberen Seiten- fläche, wobei sich dieses zweite Leitermuster 125 streifenförmig parallel zur Anordnung der Reso- nanzlöcher 107,108 erstreckt. Das zweite Leitermuster 125 ist so angeordnet, dass es in einem bestimmten Abstand vom Leitermuster 117,118 vorliegt und eine Kopplungskapazität zwischen den benachbarten Resonatoren vorsieht.
In Fig. 5 ist ein Ersatzschaltbild für das dielektrische Filter von Fig. 4 veranschaulicht. Dabei ist mit den Bezugszeichen R1 bzw. R2 der jeweilige Resonator bezeichnet, und C01 bzw. C02 legen die jeweilige Ein-/Ausgangsanschluss-Kopplungskapazität dar, die zwischen dem ersten Leitermuster 117,118 und den Ein-/Ausgangsanschlüssen 110a, 110b gebildet wird. Weiters sind eine Kopp- lungskapazität C12 zwischen den Resonatoren R1 und R2 und eine Kopplungsinduktivität M12 zwi- schen den Resonatoren R1 und R2 dargestellt. Die Kopplungskapazität C12 ist zwischen den Zonen des ersten Leitermusters 117, 118 an der ersten Fläche 120 des dielektrischen Blocks 101 gebil- det. Gemäss dem Ersatzschaltbild wird, wenn dem Eingangsanschluss 110a ein Signal zugeführt wird, in den beiden Resonanzlöchern 107,108 ein elektrisches Feld erzeugt und die Resonatoren R1, R2 treten in Funktion.
Dabei wird die Kopplungskapazität C12 zwischen den Resonatoren R1 und R2 durch das zweite Leitermuster 125 an der ersten Fläche 120 erhöht, hingegen wird die Kopplungsinduktivität M12 gesenkt.
Die Kopplungskapazität C12 zwischen den Resonatoren R1 und R2 wird somit stark erhöht im Vergleich zu dem Fall ohne zweites Leitermuster 125 an der ersten Fläche 120. Die Erhöhung der Kopplungskapazität C12 ist in Entsprechung zur Länge und Breite des zweiten Leitermusters 125 einstellbar. Wenn die Länge und Breite des zweiten Leitermusters 125 vergrössert werden, steigt auch die Kopplungskapazität C12.
Wie in Fig. 5 dargestellt ist, werden die Kopplungskapazität C12 und die Kopplungsinduktivität M12 zwischen den Resonanzlöchern 107 und 108 bzw. Resonatoren R, und R2 durch das zweite Leitermuster 125 definiert. Daher wird durch die Kopplungskapazität C12 und die Kopplungsindukti- vität M12 an einem Resonanzpunkt ein maximaler Impedanzwert gebildet, so dass am Resonanz- punkt eine maximale Dämpfungsstelle erzeugt wird.
Der Resonanzpunkt ist durch Veränderung des Wertes der Kopplungskapazität C12 bzw. der Kopplungsinduktivität M12 variabel. Wie oben erläutert, werden die Werte der Kopplungskapazität C12 und der Kopplungsinduktivität M12 mit der Variation der Länge und Breite des zweiten Leiter- musters 125 verändert. Infolgedessen kann der Dämpfungspunkt eingestellt werden, indem die Länge und Breite des zweiten Leitermusters 125 variiert werden.
Da weiters die Kopplungskapazität C12 im Vergleich zu dem Fall, in dem kein zweites Leiter- muster 125 an der ersten Fläche 120 vorliegt, stark erhöht wird, befindet sich der Dämpfungspunkt in einem niedrigeren Frequenzband als einem Durchlassband als Referenzband des integrierten dielektrischen Filters. Daher findet die Einstellung des Dämpfungspunkts durch das zweite Leiter- muster 125 bei einem niedrigeren Frequenzband als dem Durchlassband statt.
Fig. 6 ist ein Diagramm, das einen Vergleich der Eigenschaften zwischen einem herkömmli- chen integrierten dielektrischen Filter und dem erfindungsgemässen dielektrischen Filter zeigt. In
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dieser Fig. 6 veranschaulicht die durchgehend eingezeichnete Linie die Kennlinie des erfindungs- gemässen dielektrischen Filters mit einem Durchlassband von etwa 20 MHz bei 896,1 MHz. Der Frequenzgewinn in der Kennlinie wird durch die Einstellung der Länge und Breite des zweiten Leitermusters 125 erreicht. Die strichlierte Linie in Fig. 6 zeigt andererseits die Eigenschaften des herkömmlichen integrierten dielektrischen Filters, bei welchem die erste Fläche kein streifenförmi- ges zweites Leitermuster aufweist.
Gemäss Fig. 6 ist die Dämpfung beim erfindungsgemässen dielektrischen Filter und beim her- kömmlichen dielektrischen Filter im Frequenzbereich oberhalb des Durchlassbandes ähnlich. Man kann jedoch erkennen, dass eine Dämpfung von etwa 20 dB oder mehr beim erfindungsgemässen dielektrischen Filter in einem Frequenzbereich unterhalb des Durchlassbandes vorliegt.
In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat der dielektrische Block 101 nur zwei Resonanzlöcher 107,108, er kann jedoch auch drei oder mehr Resonanzlöcher aufweisen. Fig. 7 zeigt ein integriertes dielektrisches Filter gemäss einer anderen Ausführungsform der Erfindung, wobei der dielektrische Block 201 drei Resonanzlöcher 207,208 und 209 aufweist. Weiters sind in vergleichbarer Weise Ein-/Ausgangsanschlüsse 210a, 210b sowie ein erstes Leitermuster mit Zonen 217,218 und 219 um die Mündungen der Resonanzlöcher 207, 208 und 209 an der ersten (vorderen) Fläche des Blocks 201 vorgesehen. Der dielektrische Block 201 weist ebenfalls ein zweites Leitermuster 225 auf, das sich oberhalb der Resonanzlöcher 207, 208 und 209 entlang der Anordnung der Resonanzlöcher 207,208 und 209 streifenförmig erstreckt.
Fig. 8 zeigt ein Ersatz- schaltbild des dielektrischen Filters von Fig. 7. Wie in Fig. 8 dargestellt ist, definiert das zweite Leitermuster 225 die Kopplungskapazitäten C12 und C23 zwischen den benachbarten Resonatoren R1 und R2 bzw. R2 und R3 sowie eine Kreuzkopplungskapazität C13 zwischen den Resonatoren R1 und R3, die nicht nebeneinander liegen.
Wie oben erläutert, kann beim dielektrischen Filter gemäss der Erfindung die Dämpfung in einem Frequenzbereich unterhalb des Durchlassbandes erhöht werden, um die Dämpfung eines Signals eines benachbarten Kanals zu verbessern, wobei hiefür die Länge und Breite des streifen- förmigen zweiten Leitermusters entsprechend eingestellt werden. In der Folge kann mit dem erfin- dungsgemässen dielektrischen Filter der derzeitigen Tendenz zur Verkleinerung der Abstände zwischen benachbarten Kanälen Rechnung getragen werden, wobei bei Anwendung in einem Funkkommunikationsgerät das Signal/Stör-Verhältnis bezüglich benachbarter Kanäle im niedrige- ren Frequenzbereich erhöht werden kann.
PATENTANSPRÜCHE:
1. Dielektrisches Filter mit einem dielektrischen Block, der eine erste Fläche und eine ihr gegenüberliegende, im Wesentlichen mit leitendem Material beschichtete zweite Fläche sowie sich dazwischen erstreckende, im Wesentlichen ebenfalls mit leitendem Material beschichtete Seitenflächen aufweist, mit mehreren Resonanzlöchern, die sich parallel zu- einander von der ersten Fläche durch den Block zur zweiten Fläche erstrecken und innen im Wesentlichen mit leitendem Material bedeckt sind, um einen Resonator zu bilden, mit einem ersten Leitermuster auf der ersten Fläche, welches mit einer vorbestimmten Grösse rund um die Resonanzlöcher auf der ersten Fläche angeordnete und mit deren innerem leitfähigen Material verbundene Zonen aufweist,
um eine Ladekapazität für den jeweiligen
Resonator und eine elektromagnetische Kopplung mit den benachbarten Resonatoren zu bilden, und mit zum Empfangen und Senden von Signalen vorgesehenen Ein-/Ausgangs- anschlüssen, die je einen vom leitenden Material auf den Seitenflächen des Blocks isolier- ten Elektrodenbereich zur Bildung einer elektromagnetischen Kopplung mit den Resonanz- löchern aufweisen, dadurch gekennzeichnet, dass auf der ersten Fläche (120) des Blocks (101,201) mindestens ein zweites, eine Kopplungskapazität zwischen benachbarten Re- sonatoren (R, R2, R3) verstärkendes und gegebenenfalls eine kapazitive Kreuzkopplung (C13) zwischen nicht benachbarten Resonatoren (R1, R3) definierendes Leitermuster (125;
225) parallel zur Anordnung der Resonanzlöcher (107,108;
207,208, 209) und isoliert von den Ein-/Ausgangsanschlüssen (110a, 110b; 210a, 210b) angeordnet ist.