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Schutzschaltung für Spannungswandler, insbesondere kapazitive
Spannungswandler
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schutzschaltung für Spannungswandler, insbesondere kapazitive Spannungswandler, bei der zum Schutz gegen Kippschwingungen ein aus Transduktor und Festwiderstand bestehender Belastungswiderstand zur zeitweisen Bedämpfung des Spannungswandlers dient.
Eine solche Schutzschaltung ist bereits insoweit bekannt, als sie nur bei schon entstandenen Unterschwingungen eine Bedämpfung des Spannungswandlers während dieser Unterschwingungen ermöglicht. Demgegenüber soll die Schutzschaltung gemäss der Erfindung derart wirksam gemacht werden, dass der Spannungswandler auf jeden Fall bei seinem Einschalten bedämpft wird, gleichgültig, ob Kippschwingungen hiedurch entstehen würden oder nicht.
Dies wird gemäss der Erfindung dadurch erreicht, dass der Transduktor, der infolge seiner Sättigung zusammen mit dem Festwiderstand beim Einschalten des Spannungwandlers einen das Entstehen von Kippschwingungen verhindernden niedrigen Widerstandswert aufweist, durch eine unter dem Einfluss eines Zeitgliedes erfolgende Änderung seines dem Spannungswandler entnommenen Steuerstromes in den nicht gesättigten Zustand überführt wird, so dass er einen die Genauigkeit des Spannungswandlers während des Betriebes praktisch nicht beeinträchtigenden hohen Widerstandswert annimmt.
In Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel zur Erläuterung der Schutzschaltung gemäss der Erfindung dargestellt. Der kapazitive Spannungswandler besteht in bekannter Weise aus dem kapazitiven Spannungsteiler C/C und dem den Zwischenspannungswandler W mit der Resonanzdrossel Dr enthaltenden Zwischenspannungskreis. An die Sekundärwicklung des Zwischenspannungswandlers W sind ausser der üblichen Bürde B die Primärwicklung des Anpassungstransformators T und die Arbeitswicklungen A. und A des Transduktors Tr mit dem niederohmigen Festwiderstand RD angeschlossen. Der Sekundärwicklung des Anpassungstransformators T wird nach Gleichrichtung ein Steuerstrom für die Steuerwicklung St des Transduktors Tr entnommen.
Der Steuerstrom steht unter dem Einfluss des Zeitgliedes Z, das u. a. die Widerstände RundR, sowie den Kondensator C enthält. Der vom Anpassungstransformator T gelieferte Steuerstrom wirkt infolge des Zeitgliedes Z, dessen Kondensator C über den Widerstand Rlangsam aufgeladen wird, zunächst in einer solchen Grösse, - im vorliegenden Beispiel Null - dass der Transduktor beim Einschalten des kapazitiven Spannungswandlers durch den Strom vom Zwischenwandler W sofort in Sättigung geht.
Der Widerstand des Transduktors Tr ist demzufolge Null, so dass die gesamte Spannung des Spannungswandlers an dem kleinen Festwiderstand Rn abfällt, also der Transduktor Tr zusammen mit dem Festwiderstand RD einen das Entstehen von Kippschwingungen verhindernden niedrigen Widerstandswert aufweist, gleichgültig, ob durch den Einschaltvorgang sonst Kippschwingungen entstehen würden oder nicht. In dem Masse, wie der Steuerstrom im Zuge der Aufladung des Kondensators C seinem maximalen Endwert zustrebt, z.
B. innerhalb von 500 bis 1000 m/sec., wird auch der Transduktor Tr von seinem Sättigungszustand (Widerstandswert Null) in den nicht gesättigten Zustand überführt, so dass er seinen höchsten Widerstandswert erreicht und zusammen mit dem Festwiderstand RD einen die Genauigkeit des Spannungswandlers praktisch nicht beeinträchtigenden hohen Widerstandswert darstellt.
Fällt die Sekundärspannung des Spannungswandlers, z. B. infolge Erdschlusses am Wandler selbst oder infolge seiner Abschaltung oder infolge sekundären Kurzschlusses, auf Null ab, so kann sich der geladene
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Kondensator C dadurch, dass das Zeitglied Z noch mit den Widerständen Rsund R4 sowie dem Gleichrichter Gl ausgerüstet ist, über diese Elemente infolge entsprechender Bemessung derselben so schnell entladen, dass der Steuerstrom beispielsweise in spätestens 200 m/sec den Wert (z. B. Null) beim Wiederkehren der Spannung wieder erreicht hat, bei dem der Transduktor infolge Sättigung seinen kleinsten Widerstandswert (Null) aufweist.
Dieses Verhalten ist wichtig, damit bei Erdschluss am Wandler selbst ein einwandfreies Zusammenarbeiten mit dem Netzschutz erzielt wird, so dass eine schnelle Wiedereinschaltung des Spannungswandlers ohne Auftreten von Kippschwingungen erfolgt.
Bei sekundärseitigem Kurzschluss des Spannungswandlers werden in der Schutzschaltung gemäss der Erfindung dieselben Schaltvorgänge durchgeführt.
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werden, dass derjenige Wert des Steuerstromes, der den Transduktor in seinen Sättigungszustand bringt, also im vorliegenden Beispiel der Wert Null, sofort hervorgerufen wird. Zu diesem Zweck kann z. B. in
Abhängigkeit von dem erhöhten Primärstrom oder Magnetisierungsstrom im Zwischenspannungskreis ein.
Schaltmittel, z. B. Relais, Transistor od. dgl., betätigt werden, das beispielsweise den Steuerstromkreis auftrennt oder seinen Strom ändert.
In der in Fig. 2 dargestellten Schutzschaltung ist dieser Schaltvorgang von dem erhöhten Magnetisie- rungsstrom abhängig gemacht, durch den in der dritten Wicklung des hier zusätzlich verwendeten Diffe- rentialwandlers D eine solche Spannung induziert wird, dass das Relais Sr anspricht und den Steuerstrom- kreis auftrennt, dessen Steuerstrom für die Steuerwicklung St einen solchen Wert aufwies, dass der Trans- duktor Tr sich nicht in Sättigung befand. Damit wird die Sättigung des Transduktors Tr und eine starke
Bedämpfung desSpannungswandlers sofort herbeigeführt. Statt der Auftrennung des Steuerstromkreises kann auch die Einschaltung eines Widerstandes in den Steuerstromkreis zur Herabsetzung des Steuerstromes er- folgen. Ebensogut kann auch durch die induzierte Spannung statt des Relais Sr ein Transistor den Steuer- stromkreis unterbrechen.
Will man auf den Differentialwandler D verzichten, so kann die Auftrennung des Steuerstromkreises durch den erhöhten Primärstrom erfolgen, indem die für das Relais Sr oder einen Transistor erforderliche
Spannung an einem Widerstand im Zwischenspannungskreis (s. gestrichelte Darstellung) abgegriffen wird.
Es ist auch denkbar, die erforderliche Spannung für das Schaltmittel aus andern Kriterien zu gewinnen.
Ein weiterer Weg bei beispielsweiser Verwendung des Differentialwandlers D ist in Fig. 3 gezeigt. Statt den Steuerstromkreis aufzutrennen, wird hier durch den Hilfssteuerkreis SH die Hilfssteuereinrichtung St, welche beim Einschalten des Spannungwandlers die an Hand der Fig. 1 beschriebene Arbeitsweise des
Transduktors Tr im normalen Betrieb nicht beeinträchtigt, bei -faucher Spannung so beeinflusst, dass sie der Steuerwicklung St, die den Transduktor Tr nach der Einschaltung des Wandlers allmählich aus der Sät- tigung herausgebracht hat, derart entgegenwirkt, dass der Sättigungszustand erreicht wird und solange auf- rechterhalten bleibt, wie die \ {3-fauche Spannung vorhanden ist.
Zu diesem Zweck wird im Ausführungs- beispiel gemäss Fig. 3 die in der dritten Wicklung des Differentialwandlers D induzierte Spannung nach Gleichrichtung einer Vergleichsspannung (Vergleichsspannungsquelle oder Zener-Diode) entgegengeschal- tet, wobei sich bei V3-facher Spannung eine Differenzspannung ergibt, welche durch die Hilfssteuerwick- lung StH einen solchen Strom treibt, dass der Transduktor Tr in Sättigung geht.
Um den Transduktor sowohl bei jedem Einschalten des Wandlers als auch bei jedem plötzlichen Span- nungsanstieg in der angegebenen Weise zu steuern und dabei die Schwierigkeit zu überwinden, dass der Transduktor sich auf Grund seiner physikalischen Eigenart jeder Sättigung durch den Steuerstrom widersetzt, ist die Schutzschaltung so weitergebildet, dass der Steuerstrom sich aus zwei Teilströmen zusammensetzt, welche durch Zeitglieder in ihrem Zeitverhalten zueinander so beeinflusst werden, dass beim Einschalten des Wandlers oder beim plötzlichen Ansteigen der Wandlerspannung der eine Teilstrom sofort einen die
Sättigung des Transduktors fördernden Wert annimmt und dann auf einen solchen Wert absinkt, dass er zu- sammen mit dem andern Teilstrom,
der zur Aufrechterhaltung der Sättigung für eine vorgegebene Dauer nach jeder Wandlereinschaltung oder jedem plötzlichen Spannungsanstieg der Sättigung verzögernd ent- gegenwirkt, einen resultierenden Steuerstrom ergibt, der den bisher gesättigten Transduktor hoch induk- tiv macht und damit den Festwiderstand praktisch ausschaltet.
In Fig. 4 ist eine Ausführungsform für eine solche Schaltung dargestellt. Der kapazitive Spannungswandler besteht in bekannter Weise aus dem kapazitiven Spannungsteiler C/C2 und dem den Zwischen- spannungswandler W mit der Resonanzdrossel Dr enthaltenden Zwischenspannungskreis. An die Sekundär- wicklung des Zwischenspannungswandlers W sind ausser der üblichen Bürde B die Primärwicklung des
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Anpassungstransformators T und die Arbeitswicklungen Al und A des Transduktors Tr mit dem niederohmigen Festwiderstand RD angeschlossen.
Der Sekundärwicklung des AnpassungsiransformatoMTwerden nach Gleichrichtung zwei Teilströme entnommen, von denen der eine im Steuerkreis I der Steuerwicklung St, und der andere im Steuerkreis II der Steuerwicklung St, zugeführt wird ; beide Teilströme bilden resultierend den Steuerstrom für den Transduktor Tr, um den magnetischen Zustand der mit den Wick-
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ATeilstrom wirkt in dem Sinne, dass die Sättigung des Eisens betrieben und der Transduktor Tr durchlässig wird, während der die Steuerwicklung St, durchfliessende Teilstrom der Sättigung des Eisens entgegenwirkt und die Tendenz hat, den Transduktor hoch induktiv, also sperrend zu machen.
Hiebei ist die Schwierigkeit zu überwinden, dass der Transduktor sich auf Grund seiner physikalischen Eigenart der Sättigung durch den Steuerstrom widersetzt, indem er entgegengerichtete Ströme in die Steuerwicklungen einkoppelt.
Dazu braucht er, wenn keine Kunstschaltungen angewendet werden, mindestens zwei Halbwellen der sekundären Wandlerspannung.
Um diese Schwierigkeit zu überwinden, werden der Sekundärseite des Wandlers die beiden schon erwähnten Teilströme entnommen und unter dem Einfluss von Zeitgliedern in bestimmter Weise wirksam gemacht.
Der Teilstrom im Steuerkreis I entwickelt sich sofort über die Reihenschaltung des Widerstandes R, und Kondensators C, zu dem der Widerstand R, parallel liegt, zum Sättigungsstrom. Dabei bewirkt die Reihenschaltung, dass sich bei jedem Einschalten des Wandlers und bei jedem plötzlichen Spannungsanstieg an diesem eine Stromspitze ausbildet, welche den Transduktor Tr sofort in die Sättigung treibt ; dann sinkt der Teilstrom im Steuerkreis I auf einen durch die Widerstände R. und R bestimmten Wert ab, bei dem die Sättigung des Transduktors Tr zunächst aufrechterhalten wird. Durch die rasche und starke Sättigung wird erreicht, dass der Transduktor Tr keine Störströme in die Steuerwicklungen koppeln kann.
Ausserdem entwickelt sich im Steuerkreis II, durch den Widerstand R, begrenzt und durch die Drossel DSp verzögert, der zweite Teilstrom, nachdem der Transduktor Tr bereits gesättigt ist, zu einem solchen Wert, dass schliesslich die resultierende Wirkung beider Teilströme eine solche Änderung des Gesamtsteuerstromes ergibt, dass der zunächst in Sättigung getriebene Transduktor hoch induktiv wird. Der mit den
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Beim Abschalten der Wandlerspannung nimmt der Teilstrom im Steuerkreis II rasch ab, während der Teilstrom im Steuerkreis I infolge der hohen aufgeladenen Kapazität CL, wesentlich langsamer abnimmt, so dass die Transduktorkerne in der Sättigungsremanenz zur Ruhe kommen. Dadurch wird der Vorteil erzielt, dass der Transduktor bei erneutem Einschalten des Wandlers bereits nahezu gesättigt ist, der Teilstrom im Steuerkreis I nur wenig gestört wird und daher die Bedämpfung durch den Festwiderstand RD sofort voll wirksam wird. Diese Tatsache kann auch für Netzschutzmessungen bedeutsam sein, die unter Umständen schon in der ersten Halbwelle beginnen.
Ohne die beschriebene Vorbereitung würde ein Transduktor mindestens 1-2 Halbwellen benötigen, um den Sättigungszustand zu erreichen und eine getreue Messspannung sicherzustellen.
Um die Einkopplung der Arbeitswicklungen des Transduktors auf die Steuerwicklung zu verringern, ist man bestrebt, die Windungszahl der Steuerwicklung herabzusetzen. Das erfordert aber eine grössere Steuerleistung. Um eine solche Leistung aufzubringen, ergeben sich grosse Ladestösse für den Glättungskondensator. Diese Ladestösse rufen Spannungsverzerrungen der Sekundärspannung des Wandlers hervor, die um so grösser sind, je mehr Leistung für die Steuerung aufzuwenden ist.
Um dies zu vermeiden, ist die Schutzschaltung so weiter gebildet, dass der Steuerstrom sich aus drei Teilströmen zusammensetzt, von denen zwei einen die Sättigung des Transduktors in der Weise fördernden Wert annehmen, dass der eine Teilstrom beim Einschalten des Wandlers oder beim plötzlichen Ansteigen der Wandlerspannung den Transduktor sofort in die Sättigung treibt, während durch den zweiten unter dem Einfluss von verzögernd wirkenden Zeitgliedern stehenden Teilstrom nach Ausschalten des Wandlers der Transduktor in der Sättigungsremanenz zur Ruhe kommt, nachdem der dritte Teilstrom abgeklungen ist, der den Transduktor während des Normalbetriebes des Wandlers infolge seiner verzögert einsetzenden Gegenwirkung gegen den ersten Teilstrom hoch induktiv macht.
In Fig. 5 ist ein Ausführungsbeispiel für eine solche Schutzschaltung dargestellt. Der kapazitive Spannungswandler besteht in bekannter Weise aus dem kapazitiven Spannungsteiler Cl/C2 und dem den Zwischenspannungswandler W mit der Resonanzdrossel Dr enthaltenden Zwischenspannungskreis.
An die Sekundärwicklung des Zwischenspannungswandlers W sind ausser der üblichen Bürde B die Primärwicklung
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nach Gleichrichtung drei Teilströme entnommen, von denen die Teilströme ii und i, nach Glättung durch die Kondensatoren Cs und C4 die Steuerwicklung St des Transduktors Tr in gleicher Richtung durchflie- ssen, während der Teilstrom i, der Sättigung des Transduktoreisens entgegenwirkt und die Tendenz hat, den Transduktor hoch induktiv, also sperrend zu machen.
Der Teilstrom il entwickelt sich sofort über die Reihenschaltung des Widerstandes R, und des Kondensators Cl, zou dem der Widerstand R2 parallel liegt, zum Sättigungsstrom, indem die Reihenschaltung des Widerstandes li und des Kondensators Cs die Wirkung hat, dass sich bei jedem Einschalten des Wand-
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duktoreisens zunächst aufrechterhalten wird. Der zusätzliche Widerstand V ist somit wirksam ; er ist als spannungsabhängiger Widerstand ausgebildet, um bei Nennspannung einen grösseren Widerstandswert auf- zuweisen als bei verketteter Spannung ; denn der grössere Widerstandswert bei Nennspannung bietet die
Gewähr, dass der Netzschutz noch genau arbeitet.
Um zu erreichen, dass die Leistung, die von dem Kreis I nach der Einschaltung des Wandlers während seines normalen Betriebes entnommen wird, klein ist, so dass infolge der demzufolge dann schwachen La- destromaufnahme des Glättungskondensators Cs keine Spannungsverzerrungen der Sekundärspannung des
Wandlers auftreten, ist der Widerstand R entsprechend hochohmig. Es bildet sich also weiterhin zwar die
Stromspitze für die Steuerung des Transduktors aus, die aber mit dem Aufladen des Kondensators Cs auf einen kleinen Wert abfällt.
Während dieser Vorgänge im Kreis I entwickelt sich, nachdem das Transduktoreisen gesättigt ist, im
Kreis III der dem Teilstrom il entgegenwirkende Teilstrom is'der beim Einschalten des Wandlers in der
Steuerwicklung St so lange unterdrückt ist, bis der Kondensator C6 über das aus ihm, aus der Drossel LI und dem Widerstand R bestehende Zeitglied die Spannung der Zenerdiode Z angenommen hat, zu einem solchen Wert, dass der zunächst durch den Teilstrom il in Sättigung getriebene Transduktor Tr hoch in- duktiv wird. Der mit den Arbeitswicklungen A, und A in Reihe liegende zusätzliche Widerstand V, der bei gesättigtem Transduktor Tr eine starke Belastung darstellt, ist somit bei jetzt gesperrtem Transduktor
Tr praktisch ausgeschaltet.
Der schon genannte Teilstrom i, der die gleiche Richtung wie der Teilstrom i aufweist und sich von der Wandlereinschaltung ab infolge der Drossel L3 allmählich zu seinem Endwert entwickelt, hat die Auf- gabe, beim Ausschalten des Wandlers im Kreis II einen Strom durch die Steuerwicklung St entgegen dem abklingenden Teilstrom ia noch so lange aufrechtzuerhalten, dass das Eisen des Transduktors Tr in der Sät- tigungsremanenz zur Ruhe kommt, so dass der Transduktor Tr bei erneutem Einschalten des Wandlers be- reits nahezu gesättigt ist und daher dieBedämpfung durch den zusätzlichen Widerstand V sofort voll wirk- sam wird.
Das erwünschte rasche Abklingen des der Sättigung entgegenwirkenden Teilstromes ia über die Steu- erwicklung St ist dadurch erzielt, dass der Gleichrichter GL ein Abfliessen der Ladung des Kondensators C6 über die Steuerwicklung St verhindert und die Energie der Drossel L, über den Gleichrichter Gl und den
Innenwiderstand der Drossel LI vernichtet wird.
Ein langsames Ansteigen des Teilstromes is beim Einschalten des Wandlers und ein rasches Abklingen beim Ausschalten des Wandlers lässt sich auch dadurch erzielen, dass gemäss der Schaltung der Fig. 6 bei geeigneter Bemessung des Widerstandes R, des Kondensators C-, der Drossel L4 und des Widerstandes Rr durch die Ventilwirkung des Gleichrichters Gl für den Stromanstieg die hohe induktive Zeitkonstante mass- gebend ist, während nach dem Ausschalten des Wandlers der die Drossel .,den WiderstandR und den
Kondensator C enthaltende Kreis in gedämpfte, möglichst hohe Eigenschwingung gerät und so rasch die
Nullinie durchschreitet.
Der Gleichrichter Gl. bewirkt, dass die Schwingung beim ersten Nulldurchgang abgeschnitten wird.
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