MXPA01009715A - Buscador de filtro adaptado programable.. - Google Patents

Abstract

Se describe un metodo y aparato novedosos y mejorados para efectuar busquedas. El canal de datos se despropaga utilizando una estructura de filtro adaptado. Las amplitudes en fase y de cuadratura del despropagador (410) son proporcionadas a los acumuladores coherentes (430, 432) para su suma durante una duracion de tiempo programable. Las acumulaciones de amplitud son cuadradas y sumadas (440) para producir una medicion de energia. La medicion de energia se acumula durante un segundo tiempo programable para efectuar una acumulacion no coherente (450). El valor resultante es utilizado para determinar la probabilidad de una senal piloto a esa desviacion. Cada estructura de filtro adaptado comprende un registro de desviacion de valor N para recibir datos, un banco programable de bifurcaciones para efectuar la despropagacion y descubrimiento de Walsh opcional, y una estructura sumadora para sumar los calculos de la bifurcacion del filtro resultantes.

Description

BUSCADOR DE FILTRO ADAPTADO PROGRAMABLE ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN • I . Campo de la Invención La presente invención se relaciona con comunicaciones. De manera más particular, la presente invención se relaciona con un método y un aparato novedoso y mejorado para detectar una señal piloto con un buscador de filtro adaptado programable. 10 • II . Descripción de la Técnica Relacionada Las secuencias de ruido pseudoaleatorio (PN) son comúnmente utilizadas en sistemas de comunicación de espectro extendido de secuencia directa tales como los descritos en el IS-95 sobre el estándar de interconexión aérea y sus derivados tales como el IS-95-A y el ANSÍ J- STD-008 (a los que se hace referencia aqui posteriormente de manera colectiva como el estándar IS-95) promulgadas por la Asociación de la Industria de la Telecomunicación (TÍA) y utilizados principalmente dentro de sistemas de telecomunicaciones celulares. El estándar IS-95 incorpora las técnicas de modulación de señal de acceso múltiple por división de código (CDMA) para conducir múltiples comunicaciones simultáneamente sobre el mismo ancho de banda de FR. Cuando se combina con un control de energia completo, la conducción de múltiples comunicaciones sobre el mismo ancho de banda incrementa el número total de llamadas y otras comunicaciones que pueden ser conducidas en un sistema de comunicación inalámbrico al, entre otras cosas, incrementar la reutilización de la frecuencia en comparación con otras tecnologías de telecomunicación inalámbricas. El uso de las técnicas CDMA en un sistema de comunicación de acceso múltiple se describe en la Patente Estadounidense No. 4,901,307, titulada "SISTEMA DE COMUNICACIÓN DE ESPECTRO EXTENDIDO QUE UTILIZA REPETIDORAS DE SATÉLITE O TERRESTRES", y la Patente Estadounidense No. 5,103,459, titulada "SISTEMA Y MÉTODO PARA GENERAR FORMAS DE ONDA DE SEÑAL EN UN SISTEMA DE TELEFONÍA CELULAR CDMA" , ambas de las cuales se otorgaron al beneficiario de la presente invención y se incorporan aqui como referencia.. La FIGURA 1 proporciona una ilustración ampliamente simplificada de un sistema de telefonía celular configurado de acuerdo con el uso del estándar IS-95. Durante la operación, un conjunto de unidades de abonado lOa-d conduce la comunicación inalámbrica estableciendo una o más interconexiones de FR con una o más estaciones base 12a-d utilizando señales de FR moduladas por CDMA. Cada interconexión de FR entre una estación base 12 y una unidad de abonado 10 está comprendida de una señal de enlace de ida transmitida desde la estación base 12, y una señal de enlace de regreso transmitida desde la unidad del abonado.

• Utilizando esas interconexiones de FR, una comunicación 5 con otro usuario es conducida generalmente por medio de una oficina de conmutación telefónica móvil (MTSO) 14 y una red de telefonía conmutada pública (PSTN) 16. Los enlaces entre las estaciones base 12, MTSO 14 y la PSTN 16 se forman usualmente via conexiones alámbricas, aunque j-*fl 10 el uso de enlaces de FR o microondas adicionales es también conocido. Cada unidad de abonado 10 se comunica con una o más estaciones base 12 utilizando un receptor de rastrillo. Un receptor de RASTRILLO se describe en la Patente Estadounidense No. 5,109,390 titulada "RECEPTOR DE DIVERSIDAD EN UN SISTEMA DE TELEFONÍA CELULAR CDMA", otorgada al beneficiario de la presente invención e incorporada aqui como referencia. Un receptor de rastrillo está tipicamente constituida de uno o más buscadores para localizar pilotos directos y de múltiples trayectorias de las estaciones bases vecinas, y dos o más dedos para recibir y combinar señales de información de aquellas estaciones base. Los buscadores se describen en la solicitud de Patente Estadounidense copendiente, 08/316,177, titulada "PROCESADOR DE BÚSQUEDA DE TRAYECTORIA MÚLTIPLE PARA SISTEMAS DE COMUNICACIÓN DE ACCESO MÚLTIPLE DE ESPECTRO EXTENDIDO", presentada en Septiembre 30, 1994, otorgada al beneficiario de la presente invención e incorporada aqui como referencia. Inherente al diseño de los sistemas de comunicación de espectro extendido de secuencia directa es el requerimiento de que un receptor debe alinear sus secuencias de PN con aquéllas de la estación base. En el IS-95, cada estación base y unidad de abonado utiliza las mismas secuencias PN exactas. Una estación base se distingue en si de otras estaciones base insertando una desviación única en la generación de sus secuencias de PN. En los sistemas IS-95, todas las estaciones base están desviadas en un múltiplo entero de 64 microcircuitos integrados. Una unidad de abonado se comunica con una estación base asignando al menos un dedo a esa estación base. Un dedo asignado debe insertar la desviación apropiada en su secuencia de PN para comunicarse con esa estación base. También es posible diferenciar estaciones base utilizando secuencias de PN únicas por cada una en lugar de las desviaciones de la misma secuencia de PN . En este caso, los dedos ajustarían sus generadores de PN para producir la secuencia de PN apropiada para la estación base a la cual se asignó.

Las unidades de abonado localizan estaciones base utilizando buscadores. La FIGURA 2 describe un tipo común de correlacionador en serie utilizado para buscar en una unidad de abonado. Este buscador se describe en la 5 Patente Estadounidense No. 5,64,591, titulada "MÉTODO Y APARATO PARA EFECTUAR LA ADQUISICIÓN DE BÚSQUEDA EN UN SISTEMA DE COMUNICACIONES CDMA", expedida en Julio 1, 1997, otorgada al beneficiario de la presente invención e incorporada aqui como referencia. 10 En la FIGURA 2, la antena 20 recibe una señal • que comprende transmisiones de señal piloto de una o más estaciones base. La señal es convertida de manera descendente y amplificada en el receptor 21, el cual genera un componente en fase (I) y de cuadratura (Q) de la señal recibida y los entrega al despropagador 22. El generador de secuen'cias de PN I y Q 23 produce las secuencias PN I y Q apropiadas para una desviación *fl candidata de acuerdo a lo dirigido por el controlador de buscador 27. El despropagador 22 recibe las secuencias de PN I y Q y despropaga las señales recibidas I y Q, pasando el resultado a los acumuladores coherentes 24 y 25. Esos acumuladores integran las altitudes de las señales I y Q despropagadas durante un periodo de tiempo especificado por el controlador de buscador 27. Los acumuladores 24 y 25 suman las amplitudes de I y Q durante un periodo de tiempo en la cual la fase de la señal entrante es aproximadamente constante. Los resultados son pasados al bloque de cálculo de energia 26 • donde las acumulaciones coherentes de I y Q son cuadradas 5 y sumadas. El resultado se acumula en el acumulador no coherente 28. El acumulador no coherente 28 suma energías, y de este modo los requerimientos de fase constante del acumulador 40 no se aplican. La energia se acumula durante un periodo de tiempo de acuerdo a lo 10 dirigido por el controlador del buscador 27. El resultado • es comparado en la comparación de umbral 29. Una vez completado el proceso para la invención candidata programada en el generador de secuencia de PN de I y Q 23, el controlador de buscador 27 dirige una nueva 15 desviación candidata a ser analizada. El buscador apenas descrito tiene la ventaja de mayor flexibilidad. Puede efectuarse cualquier número de • integraciones coherentes, C, (dentro de los limites del tiempo de coherencia) sobre una desviación candidata, y 20 puede efectuarse cualquier número de acumulaciones no coherentes, M. Puede ser buscado cualquier número de hipótesis de búsqueda, L. El tiempo de búsqueda total para una ventana de L hipótesis está dado entonces por L*C*M*. La desventaja de esta arquitectura es que cada 25 candidata se calcula en serie. Para reducir el tiempo de búsqueda para M y N dada se requiere que se agreguen componentes físicos de computación por duplicado. La Figura 3 muestra una arquitectura de buscador alternativo, comúnmente llamado buscador de filtro adaptado. Para una discusión de este método, véase Simón, Omura, Scholtz & Levitt, MANUAL DE COMUNICACIONES DE ESPECTRO EXTENDIDO, pp . 815-822, Me Graw-Hill, Inc., New York (1994) . Una señal entrante recibida por la antena 30 y pasada al receptor 31 para conversión descendente y amplificación. Los canales I y Q son entonces entregados a las cadenas de retraso 36 y 38, respectivamente. Cada cadena de retraso contiene N elementos de retraso marcados con DI-l-DIN y DQ1-DQN. La salida de cada elemento de retraso es multiplicada por un valor de PN cargado en las cadenas de valor de bifurcación 35 y 37. Los valores de bifurcación son creados con generadores de PN I y Q cargados o codificados totalmente por los elementos de multiplicación marcados, PNI1-PNIN y PNQ1-PNQN. Nótese que el caso más simple, los valores de bifurcación incluyen únicamente 1 y -1, de modo que los inversores (o negadores) toman el lugar de los multiplicadores reales. Las asociaciones de las salidas del elemento de retraso y los valores de bifurcación se muestran en la FIGURA 3. Los valores de bifurcación están constituidos de una porción de la secuencia de PN que es utilizada para correlacionarse con los datos de entrada. Los resultados de todas las multiplicaciones son enviados a las direcciones 34 y 32, donde se suman. Los resultados 5 son entonces cuadrado? y sumados para crear un cálculo de energia en el bloque 33, el resultado el cual es comparado con la comparación umbral 39, cuando el resultado de la energia es alto, es probable que exista un piloto de estación base y sus generadores de PN estén alineados con la porción de las secuencias de PN • contenidas en los elementos de bifurcación. En un solo pase del tiempo requerido para el ciclo a través de toda la secuencia de PN, cada desviación posible tiene un valor de energia calculado para ésta. 15 Los beneficios de esta arquitectura incluyen cálculos paralelos dß N hipótesis, de modo que se genera un resultado una vez por cada ciclo que los elementos de ? retraso son actualizados. Esta arquitectura es óptima para el caso donde el número de hipótesis a ser buscado, L, es igual a todo el espacio de PN, el número de acumulaciones coherentes deseadas, C, es igual número de bifurcaciones, N, y el número de acumulaciones no coherentes, M, se fija en uno. En este escenario, el tiempo de búsqueda total será L + N (asumiendo que se requieren N ciclos para llenar los elementos de retraso con datos válidos) . Los elementos de retraso pueden ya contener datos válidos, y en cualquier caso N es tipicamente mucho más pequeño que el espacio de PN, de modo que el tiempo de búsqueda se relaciona esencialmente 5 se manera directa con L. Comparar esto con el tiempo para el buscador de correlacionador en serie descrito anteriormente: L*C*M = L*C. El valor máximo para N está dado por el tiempo coherente. La porción del filtro adaptado del buscador efectúa esencialmente la acumulación coherente de las señales despropagadas. Esta es la misma restricción para la C máxima en la arquitectura anterior. Para incrementar el número de acumulaciones no coherentes se requiere agregar almacenamiento de memoria para mantener un cálculo intermedio por cada hipótesis a buscar, o L elementos de memorias adicionales. El tiempo de búsqueda para M>1 está dado entonces por M*PN, donde PN es el todo el espacio de PN . ^ Las desventajas a esta arquitectura incluyen la falta de flexibilidad. Esto es óptimo para los componentes físicos de computación y el tiempo únicamente para las circunstancias limitadas expuestas anteriormente. Los componentes físicos de computación serán subutilizados cuando la C deseada sea mayor que el número de bifurcaciones, N, o cuando la ventana a ser buscada, L, sea menor que todo el espacio de PN y M sea mayor de 1. En el primer caso, existen elementos de retraso y bifurcaciones de PN y los componentes físicos • de computación si o no han sido utilizados. En el segundo 5 caso, toda la secuencia de PN debe hacer un ciclo completo antes de que sea calculado un segundo valor de energia no coherente. Además, se requiere memoria extra para almacenar toda las acumulaciones parciales por cada desviación. 10 Para algunos ejemplos numéricos, asúmase que el • espacio de PN, PN es de 30000. Compararemos un buscador de filtro adaptado de acuerdo a lo descrito con N=100 elementos de retraso. Asúmase primero que la ventana de búsqueda deseada es también de 30000, la C deseada es de 15 100 y la M deseada es de 1. Esas condiciones son óptimas para el buscador de filtro adaptado de modo que sus componentes físicos de computación serán completamente utilizados. El tiempo de búsqueda requerido será • L*M=30,000. El buscador de correlacionador en serie 20 descrito anteriormente también utilizará sus componentes físicos de computación eficientemente, pero su tiempo de búsqueda será L*M*C=3, 000, 000, 100 veces mayor. De este modo, para igualar el funcionamiento acelerado con los correlacionadores en serie, seria necesario implementar 100 de ellos en paralelo. Esto no seria tan eficiente en una área tal como el filtro adaptado. Ahora asúmase que con los mismos componentes • físicos de computación deseamos buscar una ventana más 5 pequeña que toda la secuencia de PN : L=1000. Asúmase además que los integradores coherentes, C, se fijaron en sólo 25. Sea M continua hasta ser 1. Este caso demuestra que el filtro adaptado no utilizará todos sus componentes físicos de computación eficientemente, puesto que 3/4 de éstos no serán utilizados. El tiempo de búsqueda total, # 1000, es aún más bajo que el del correlacionador en serie, 1000*25=25,000, pero éste es sólo 25 veces más rápido. Esto asume que las bifurcaciones pueden ser programadas de tal manera para tomar ventaja del tamaño de ventana reducido - con bifurcaciones fijas éste no es el caso y el tiempo de búsqueda permanecerá en 30,000, el cual es realmente ligeramente menor. Finalmente, cambiar sólo la suposición de que • M=5. Ahora el buscador del filtro adaptado continuará operando con una eficiencia del 25% de los componentes físicos de computación, y a éste le tomará M*PN o 150,000 ciclos la búsqueda (y se requiere memoria adicional para almacenar las acumulaciones parciales de L) . El correlacionador en serie continuará operando a una eficiencia del 100% de los componentes físicos de computación y completará la tarea en L*C*M o 125,000. Claramente, M se incrementa desde 5, nuevamente sólo se incrementarán las ganancias de funcionamiento del correlacionador en serie. Existen claros beneficios en la reducción de los tiempos de búsqueda que van desde la adquisición inicial hasta la transferencia de la estación base hasta la desmodulación de trayectoria múltiple. Existe la necesidad en la técnica de un buscador que contiene la búsqueda rápida con flexibilidad y eficiencia de los componentes físicos de computación.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Se describe un método y un aparato novedosos y mejorados para efectuar búsquedas. De acuerdo con una modalidad de la . invención, el buscador agrega flexibilidad a las caracteristicas de computación en paralelo de un filtro adaptado, permitiendo que se efectúe un número variable de acumulaciones coherentes y un número variable de acumulaciones no coherentes a alta velocidad para una amplia gama de hipótesis de búsqueda en una forma de uso eficiente de los recursos. Esta modalidad ejemplar de la invención permite el uso paralelo de la estructura del filtro adaptado en una forma en tiempo dividido para buscar múltiples ventanas.

Además, el buscador permite el descubrimiento de Walsh independiente en cada ventana de búsqueda. El método de compartir tiempo permite la búsqueda de frecuencia • opcional de cualquier desviación. 5 En la modalidad ejemplar, los datos de los canales I y Q son propagados utilizando una estructura de filtro adaptado. Las amplitudes en fase de cuadratura de la despropagación son proporcionadas a los acumuladores coherentes para sumarse a una duración de tiempo programable. Las acumulaciones de amplitud son cuadradas y sumadas para producir una medición de energia. La medición de energia se acumula durante un segundo tiempo programable para efectuar una acumulación no coherente. El valor resultante es utilizado para determinar la probabilidad de una señal piloto a esa desviación. Cada estructura de filtro adaptada comprende un registro de desviación de valor N para recibir datos, un banco programable de bifurcaciones para efectuar la despropagación y descubrimiento de Walsh opcional, y una estructura sumadora para sumar los cálculos de la bifurcación del filtro resultantes. La estructura de filtro adaptado puede ser opcionalmente utilizada en una forma de tiempo compartido para buscar múltiples ventas de acuerdo a lo dictado por un multiplexor, el cual suministra varios flujos de valores de bifurcación para la despropagación (con descubrimiento de Walsh opcional incluido en los valores de bifurcación) . Además, puede ser agregado un rotador de fase opcional para aplicar • valores de fase multiplexados para efectuar búsquedas de 5 frecuencia. Cada ciclo de estructura del filtro adaptado produce un cálculo intermedio para una desviación particular (con descubrimiento de Walsh opcional y rotación de fase opcional) que incluye N cálculos basados en los datos en el registro de desviación. Pueden ser utilizadas caracteristicas enmascarantes para permitir • que se efectúe un cálculo utilizando menos de N valores. La identificación de ciertas caracteristicas opcionales no implica que se requieran otras caracteristicas. Pueden ser incorporados u omitidos diferentes aspectos de la invención en diferentes modalidades.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las caracteristicas, objetos y ventajas de la • presente invención se volverán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta más adelante cuando se tome en conjunto con los dibujos, en los cuales caracteres de referencia similares identifican lo correspondiente a su través, y donde: La FIGURA 1 es un diagrama de bloques de un 25 sistema de telefonía celular; La FIGURA 2 es un diagrama de bloques de un buscador de correlacionador en serie de la técnica anterior; • La FIGURA 3 es un diagrama de bloques de un 5 buscador de filtro adaptador de la técnica anterior; La FIGURA 4 es un diagrama de bloques configurado de acuerdo con la modalidad ejemplar de esta invención; La FIGURA 5 describe un despropagador QPSK; 10 La FIGURA 6 describe un despropagador BPSK; y • La FIGURA 7 es un diagrama de bloques más detallado configurado de acuerdo con la presente invención; DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS Un diagrama, de bloques configurado de acuerdo con una modalidad de la invención como se muestra en la FIGURA 4. Los datos de I y Q (aqui posteriormente Di y DQ) entran a los registros de desviación 400 y 402, respectivamente. El tamaño del componente del filtro adaptado de esta invención está dado por N, el número de ubicaciones en la memoria en los registros de desviación. Los datos son cargados continuamente y desviados a través de los registros de desviación a una velocidad constante.

En la modalidad ejemplar, los datos son cargados al doble de la velocidad de microcircuito integrado. Esto permite buscar en el limite de cada microcircuito integrado y limitar el medio microcircuito integrado. Los datos en los registros de desviación 400 y 402 son entonces correlacionados con porciones de N-bits de las secuencia de PN de I y Q (aqui posteriormente PNi y PNQ) las cuales son cargadas en el despropagador 410. Para despropagar una señal piloto propagada QPSK, se efectúa una despropagación compleja: (D?+j DQ) • (PN?.+j PNQ) = k 10 (DtPN?+DQPNQ) + j (DQPNI-DIPNQ) . La FIGURA 5 describe una etapa del despropagador de QPSK de N etapas. Uno de los valores de N de Di es multiplicado por la bifurcación correspondiente PNj. en el multiplicador 600 y por el valor de la bifurcación correspondiente PNQ en el multiplicador 604. De manera similar, DQ es multiplicada por los valores de la bifurcación PNi y PNQ en el multiplicador 604 y 606, respectivamente. Las salidas de los multiplicadores 600 y 606 son sumadas en el sumador 608. La salida del multiplicador 604 es sustraída de la salida del multiplicador 602 en el sumador 610. La salida del sumador 608 es el valor de I despropagado. La salida del sumador 610 es el valor de Q despropagado. Puesto que existen N etapas, existirán N de tales resultados complejos .

La presente invención es también útil para despropagar BPSK. En este caso existe únicamente una sola secuencia de PN a correlacionar, lo cual proporciona los valores de bifurcación tanto para I como para Q en el despropagador 410. El circuito mostrado en la FIGURA 5 puede ser utilizado como está con la única secuencia de PN siendo proporcionada a ambos de PNj. y PNQ. La FIGURA 6 muestra el despropasador simplificado que puede ser utilizado si únicamente se desea la despropagación de BPSK. Di y DQ son multiplicados por la secuencia de PN en los multiplicadores 612 y 614 respectivamente. Los resultados son sumados en el sumador 616 para producir el valor de I despropagado. La salida del multiplicador 612 es sustraída del multiplicador 614 en el sumador 618 para producir el valor de Q despropagado. Nuevamente existen N etapas, de modo que habrá N resultados complejos. Aunque la FIGURA 5 y la FIGURA 6 muestran multiplicadores en uso, son conocidas simplificaciones en la técnica. Cuando los valores de bifurcación son binarios, como lo son en la modalidad ejemplar, consistiendo únicamente de los valores 1 y -1, y se elige el formato de datos apropiado para Di y DQ, el paso de despropagación puede efectuarse utilizando compuertas X o R y multiplexores (no se muestran los detalles) .

Refiriéndose nuevamente a la Figura 4, los N valores de I despropagado y Q despropagado producidos en el despropagador 410 son sumados respectivamente en los sumadores 420 y 422. Cada vez que los datos y los registros de desviación 400 y 402 cambian, se calculan nuevas sumas en los sumadores 420 y 422. Cada suma es una acumulación coherente de N microcircuitos integrados de una desviación particular. El proceso se repite para un número programable de sitios sin cambiar los valores de bifurcación en el despropagador 410. Por ejemplo, la modalidad ejemplar al tamaño del filtro adaptado, N, es 64. Supóngase que se desea un tamaño de ventana de búsqueda, L, de 64 y una acumulación coherente, C, de 256. En este caso, los valores de bifurcación apropiados para el inicio de la ventana son cargados en el despropagador 410 y los datos efectúan un ciclo a través del registro de desviación, produciendo resultados de los sumadores 420 y 422 cada ciclo. Cada resultado es cargado en los acumuladores coherentes 430 y 432, respectivamente. Esos acumuladores acomodan múltiples acumulaciones en un solo momento. En la modalidad ejemplar, ellas se basan en la RAM. Durante cada ciclo, se recupera la acumulación parcial apropiada, sumada a la salida de cada sumador 420 ó 422, y la acumulación parcial resultante es almacenada nuevamente en la RAM. En nuestro ejemplo, cuando han pasado 64 ciclos, las primeras 64 sumas de I y Q han sido cargadas en los acumuladores 430 y 432. Cada una de esas sumas • corresponden a una C de 64, puesto que este es el ancho 5 del filtro adaptado. Durante este tiempo, ha sido calculado un nuevo conjunto de valores de bifurcación para el despropagador 410. Esos son calculados de modo que las mismas 64 hipótesis de desviación que fueron probadas en el primer pase puedan ser probadas nuevamente. Si los valores de • bifurcación no cambiaron, seria probada una nueva desviación con cada ciclo hasta que todo el espacio de PN haya sido buscado (al igual que un buscador de filtro adaptado estándar descrito anteriormente) . El procedimiento del filtro adaptado se repite nuevamente durante otros 64 ciclos. En este momento, cada resultado es sumado con la acumulación parcial correspondiente para su desviación de acuerdo a lo almacenado en los # acumuladores 430 y 431. Después de han pasado 64 ciclos, cada acumulación parcial está constituida de dos acumulaciones parciales de 64 microcircuitos integrados, correspondientes a una C de 128. El proceso se repite dos veces más, cambiando las bifurcaciones cada vez hasta que los acumuladores hayan acumulado cuatro valores de 64 microcircuitos integrados para la C deseada de 256. En esta configuración, el buscador puede efectuar la acumulación coherente en cualquier C que se un múltiplo entero de N. El tamaño de la ventana que puede ser • buscada de manera concurrente es determinado por el 5 número de acumulaciones parciales que pueden ser almacenadas en los acumuladores 430 y 432. (El limite superior sobre C es determinado por el número de bits de precisión empleados en técnicas de escalamiento, si las hay. Aquellos expertos en la técnica pueden diseñar fácilmente circuitos que se acumulen a un valor de C deseado) . La carga de los valores de bifurcación de PN se efectúa como sigue: las secuencias de PN serán generadas de manera diferente dependiendo de si el mismo conjunto de hipótesis va ser probado o está comenzando un nuevo conjunto. En la modalidad ejemplar, las secuencias de PN son generadas via el registro de desviación de retroalimentación lineal (LFSR) basado en generadores de PN. La temporización de la generación de la bifurcación se explica mejor con un ejemplo. En la modalidad ejemplar, el filtro adaptado es de N valores de ancho de modo que puede generarse una secuencia de bifurcación de N bits. Por simplicidad se asumirá que los datos cambian a la misma velocidad de microcircuito integrado, en la cual la misma velocidad a la que los generadores de PN deben ser actualizados. Esto contrasta con la modalidad ejemplar en la cual los datos son actualizados a dos veces la velocidad de microcircuito integrado, de modo • que son recolectadas dos muestras de datos con cada 5 estado de PN. Supóngase que deseamos acumular C=192 valores para un tamaño de ventana de 128. Asúmase que nuestro generador de PN ha generado los primeros 64 valores de bifurcación de I y Q apropiados, los cuales son cargados en el despropagador 410. 64 conjuntos de 10 datos efectuarán un ciclo a través de los registros de desviación 400 y 402. Por cada conjunto se calcula una suma de I coherente con un valor de 64 y se almacena en el acumulador no coherente 430 y se calcula una suma de Q coherente con un valor de 64 y se almacena en el 15 acumulador 432. Cada suma coherente corresponde a una de 64 hipótesis de desviación secuencial que están siendo buscadas. Puesto que se desea una C de 192, los 64 ciclos anteriores deben repetirse 3 veces para lograr el 192. Pero deben efectuarse los pasos apropiados para alinear 20 apropiadamente las bifurcaciones de PN en el despropagador 410 hacia los datos entrantes. Deseamos que sean probadas las mismas desviaciones en nuevamente para producir el segundo conjunto de valores coherentes. Los generadores de PN utilizados para crear los datos .25 entrantes se han movido hacia adelante 64 microcircuitos integrados. También necesitamos cargar un nuevo conjunto de valores de PN de 64 microcircuitos integrados hacia adelante para reajustar las mismas desviaciones. Esos • valores son creados por los generadores de PN mientras 5 son generadas las primeras 64 sumas. El proceso se repite para el tercer conjunto para crear acumulaciones coherentes de 194 microcircuitos integrados. Ahora ha sido efectuada la primera mitad de la ventana de búsqueda. Los generadores de PN utilizados para crear los datos entrantes se han movido hacia * adelante 64 microcircuitos integrados nuevamente. Si cargamos una secuencia de PN anticipada similar en el despropagador 410, recolectaríamos datos sobre las primeras 64 desviaciones, lo cual no es necesario en este ejemplo. En su lugar, deseamos introducir una desviación de 64 para probar las siguientes 64 desviaciones. Podemos hacer esto simplemente actualizando los valores de PN •t (puesto que la secuencia de PN en los datos entrantes ha avanzado con relación a los valores actualmente en el despropagador 410) . Cuando son efectuados los primeros 64 cálculos para la segunda mitad de la ventana, debe ser cargado un nuevo conjunto de valores de PN en el despropagador 410 para recolectar más datos sobre las mismas desviaciones, justo como se describió anteriormente.

El proceso se repite hasta que se ha acumulado el valor de 192 microcircuitos integrados de datos. Cuando las acumulaciones coherentes de los • datos de I y Q están completas como se acaba de describir, los valores resultantes son cuadrados y sumados (I?2 + Q?2) como se muestra en el calculador de energia 440. El resultado de cada desviación es cargado en un acumulador no coherente 450. Este acumulador es un acumulador capaz de efectuar acumulaciones múltiples similar a los acumuladores 430 y 432. Para el número • programado de acumulaciones no coherentes, M, se acumulan los valores de las acumulaciones coherentes independientes por cada desviación en la ventana de búsqueda. Cada vez que es almacenada energia en el acumulador no coherente 450, las acumulaciones parciales en los acumuladores no coherentes 430 y 432 son reajustadas para otros cálculos de C. ? Aquellos expertos en la técnica emplearán miles de soluciones para procesar los resultados almacenados en el acumulador no coherente 450. En la modalidad ejemplar, los resultados del acumulador coherente 450 son proporcionados al DSP 460, donde los valores son examinados para determinar cual desviación en la ventana de búsqueda, si la hay, probablemente responda a la ubicación de una señal piloto. El DSP 460, el cual puede ser cualquier DSP microprocesador capaz de efectuar las operaciones deseadas, puede controlar todos los procedimientos de búsqueda del filtro adaptado. Este • puede estar dedicado al buscador, o las funciones de búsqueda pueden efectuar sólo una fracción de las diferentes tareas que efectúa el DSP 400 en la operación de la unidad del abonado. Todo el proceso como se acaba de describir puede repetirse para múltiples ventanas de búsqueda si es necesario. ¿ 10 La FIGURA 5 describe la modalidad ejemplar de la presente invención. Una señal recibida es recolectada por la antena 501. La señal recibida es procesada en un receptor marcado como RX_IQ_DATOS 500. El receptor efectúa todo el procesamiento necesario para proporcionar un flujo de datos de I y Q en forma digital muestreados a 8 veces la velocidad "del microcircuito integrado. Podria utilizarse una variedad de otras velocidades de muestreo, como es sabido en la técnica. Esos ejemplos pueden entonces ser proporcionados a través del mux 504 al submuestreador 506, donde los flujos de muestras de I y Q a la velocidad del microcircuito integrado x8 son reducidos a flujos de microcircuito integrado x2 , la cual es la velocidad elegida entre otras posibilidades para la modalidad ejemplar. Los flujos de datos de I y Q de microcircuito integrado x2 son entonces alimentadas al mux 508. La RAM de muestro 502 y los multiplexores 504 y • 506 constituyen una opción de fuente de datos. Las 5 muestras de I y Q pueden ser almacenadas en la RAM de muestreo 502 a la velocidad del microcircuito integrado x8 o a microcircuito integrado x2. Los flujos a una velocidad de microcircuito integrado x8 pueden posteriormente ser proporcionados a través del mux 504 al submuestreador 506 como se describió anteriormente. De manera alternativa, los flujos de microcircuito integrado x2 pueden evitar el submuestreador 56 a través del mux 508. Claramente, se requiere menos almacenamiento en la RAM para almacenar datos de microcircuito integrado x2 que para almacenar datos de microcircuito integrado x8. Esta opción de fuente de datos no es obligatoria para practicar la presente invención. Esta agrega el beneficio extra de ser capaz de procesar datos mientras el resto del receptor o estación móvil está en un modo de baja energia o desocupada. Pueden ser probadas múltiples ventanas de búsqueda de hipótesis de desviación en el mismo grupo de datos muestreados. En tanto los resultados sean generados antes de que las condiciones externas hayan cambiado para volverlos caducos, este procedimiento puede generar ahorros de energia. La RAM de muestreo 502 puede opcionalmente ser cargada con valores diferentes a aquéllos del receptor 500. También es posible utilizar los datos almacenados de la RAM de muestreo para otras actividades de desmodulación (para los cuales la velocidad de muestreo del microcircuito integrado x8 puede ser apropiada) . Es concebible que la RAM de muestreo 502 sea cargada para el procesamiento adicional posterior mientras se efectúa simultáneamente una búsqueda sobre las muestras que están siendo almacenadas.

La ganancia 510 es un bloque opcional para • proporcionar cualquier amplificación que pueda ser necesaria. El rotador 510 es otra opción a ser agregada en situaciones donde existe una desviación de frecuencia cuya remoción es deseada. Los resultados son proporcionados al registro de desviación de N bits 514. Deberá estar claro " de los párrafos anteriores que cualquier combinación o ninguna de las opciones flB anteriormente mencionadas son requeridas para practicar esta invención. Los flujos de datos de I y Q pueden ser proporcionados directamente al registro de desviación de N bits 514. Además, para efectuar la despropagación QPSK y la búsqueda coherente, está claro que necesita ser empleado el circuito para ambas trayectorias de I y Q (o un equivalente que comparta tiempo) como se muestra en la •25 FIGURA 4. Por simplicidad y claridad las trayectorias de I y Q serán mostradas como una sola trayectoria. Por ejemplo, el registro de desviación de N bits 514 está comprendido de dos elementos de almacenamiento de N bits, • uno para los valores de I y un segundo para los valores 5 de Q. Las muestras de I y Q son entonces proporcionadas al despropagador de QPSK 518. Las muestras son despropagadas con secuencias de PN proporcionadas a través del mux 516. La presente invención conduce en si a 10 la utilización paralela a través de compartir tiempo. Cuatro flujos de PN diferentes con cobertura de Walsh opcional se muestran como entradas al mux 516. En la modalidad ejemplar, los circuitos están operando a una velocidad de reloj interno de ocho veces la velocidad del microcircuito integrado (microcircuito integrado x8) . Como se estableció anteriormente, las muestras de I y Q son proporcionadas a una velocidad del microcircuito flp integrado x2. Esto permite que sean efectuadas búsquedas de desviaciones entre cada microcircuito integrado, asi como en los limites de microcircuito integrado. Por lo tanto, los componentes físicos de computación del filtro adaptado pueden ser utilizados cuatro veces por cada conjunto de datos. Por lo tanto, pueden ser utilizadas cuatro secuencias de PN diferentes para buscar cuatro ventanas diferentes simultáneamente (o una sola secuencia de PN con 4 códigos de Walsh diferentes, o cualquier combinación de los mismos) . Incrementando el reloj del sistema con relación a la velocidad de datos, pueden ser • buscadas más o menos ventanas simultáneamente. Los valores despropagados son mostrados entrando al bloque de enmascaramiento 519. Este es un bloque opcional el cual puede ser utilizado para permitir que se efectúen menos de N cálculos coherentes. Por ejemplo, en la modalidad ejemplar, N se fijó en 64. Si > 10 únicamente se desea C=32, la máscara podria ser fijada en cero fuera de 32 de los 64 resultados. Esto también es conveniente cuando esta invención se despliegue con algoritmos legales. Supóngase que se fija que un algoritmo requiera una C de 152, por ejemplo. La máscara puede ser desactivada con dos iteraciones de cálculos del valor de 64. El valor de 152-128 = 24 microcircuitos integrados restantes de datos puede se sumado ajustando la máscara en consecuencia. Será obvio a aquellos expertos en la técnica que son máscara alternativas para efectuar la misma función, incluyendo la fijación en cero de los datos en el registro de desviación de N bits 514. (La máscara puede ser aplicada opcionalmente más abajo del árbol del sumador a costa de la resolución) . Los N valores de I y los N valores de Q resultantes serán proporcionados al árbol sumador 540, donde será calculada la suma de I total y la suma de Q total. Un árbol sumador tipico se muestra en la FIGURA 5, pero puede ser empleada cualquier estructura sumadora • para efectuar la suma (por ejemplo, un sumador en serie que funcione más rápido que el filtro adaptado) . El mux 522 y el rotador de fase 524 constituyen otra opción que puede mejorar la presente invención. Pueden ser incluidos hasta cuatro valores de fase diferentes, ?o, ?i, ?2, y ?3 a través del mux 522 y el rotador 524. Esto permite la búsqueda de frecuencia de ^^^ cuatro frecuencias sobre una hipótesis de desviación de fase. Por supuesto, pueden buscarse menos o más frecuencias si la elección del reloj del sistema proporciona menos o más ciclos de análisis sintáctico para una sola estructura de filtro adaptado. Por ejemplo, en la modalidad ejemplar los datos son actualizados a una velocidad de microcircuito integrado x2. El reloj del sistema funciona el microcircuito integrado x8, de modo que existen cuatro ciclos a utilizar. Puede ser efectuada cualquier combinación de cuatro búsquedas por cada conjunto de datos. Por ejemplo, puede ser empleada una sola secuencia de PN para toda la despropagación en el despropagador 518. Pueden buscarse entonces 4 frecuencias diferentes. De manera alternativa, puede ser buscada una sola frecuencia y pueden buscarse 4 combinaciones de PN/Walsh diferentes, o pueden buscarse dos combinaciones de N/Walsh diferentes con dos frecuencias diferentes, o 4 combinaciones de PN/Walsh diferentes teniendo cada una F frecuencia diferente, y asi sucesivamente. 5 Como se describe con relación a la FIGURA 4, los resultados del filtro adaptado deben ser acumulados coherentemente. El acumulador coherente de la modalidad ejemplar está constituido de 4 puntos 526-540 en la FIGURA 7. Aquellos expertos en la técnica reconocerán que existen una variedad de medios para producir acumuladores # que puedan ser fácilmente sustituidos para permitir la presente invención. EJ mux 526 y las compuertas 528 y 540 muestran un método para efectuar la temporización. Pueden efectuarse 4 búsquedas por cada ciclo de datos entrantes.

Las acumulaciones de cada uno de esos no necesitan ser alineadas con el tiempo, de modo que se hace la provisión de iniciar cada una de las 4 acumulaciones por las entradas al mux 526: iniciar_co_acum0-iniciar_co_acum3. Cuando cualquiera de esas señales es acertada, el valor del rotador 524 será sumado en el sumador 530 a cero, lo cual reajusta efectivamente esa acumulación. De otro modo, la acumulación parcial será agregada al valor del rotador 524 en el sumador 530 como se tomó del mux 538, descrito de manera breve.

Los puntos 523-538 constituyen el elemento de almacenamiento ejemplar del acumulador. El elemento de almacenamiento necesita ser capaz de ser escrito a y leido de durante cada ciclo. Podria emplearse una RAM de puerto doble, como podria ser una RAM de puerto única a la que se tiene acceso dos veces a la velocidad del ciclo. Las dos RAM de puerto únicas alternativamente leidas y escritas podrían efectuar la tarea también. 0, puede ser desplegada una sola RAM coherente de puerto 534 como se muestra. Puesto que siempre existe un retraso entre el tiempo en el que una acumulación parcial es almacenada y cuando se necesita tener acceso a ésta, puede utilizarse la colocación en la memoria intermedia para permitir a la RAM ser alternativamente leida o escrita en cada ciclo. El ancho de la RAM será dos veces el ancho de la acumulación parcial. Una acumulación parcial se almacena en la memoria intermedia 532 mientras la RAM coherente 534 es leida. Los datos leidos comprenderán dos acumulaciones parciales, la primera de las cuales está almacenada en la memoria intermedia 536, la segunda de las cuales procede a través del mux 538 hacia la compuerta 528 como se describió anteriormente. En ciclos alternados, la acumulación parcial del sumador 530 junto con una almacenada en la memoria intermedia 532 se describe a la RAM 534. Puesto que no están disponibles datos que leer, el mux 538 seleccionará la acumulación parcial de la memoria intermedia 536 para suministrarlos a la compuerta 528. Este procedimiento se conoce como empaquetado doble. 5 La misma señal de inicio proveniente del mux 526 controla la salida de las acumulaciones coherentes finales. Cuando la acumulación no inicie, la compuerta 540 será desactivada, de modo que su salida será cero. Cuando comience una nueva acumulación, lo cual corresponde a la anterior que se completó, el valor del # mux 538 es proporcionada a través de la compuerta 540 al calculador de energia 542 (nótese que la compuerta 528 evita simultáneamente este valor en el sumador 530) . Recuérdese que existen ambas trayectorias de I y Q hasta este punto, de modo que el acumulador de energia 542 recibe un valor de I y Q de los dos acumuladores coherentes, aunque únicamente se muestra uno en la FIGURA con claridad. El valor de I es cuadrado y sumado al valor de Q cuadrado y el resultado es presentado al sumador 548. Nótese que la salida del acumulador de energia 542 es cero para todos los ciclos pero uno por periodo de acumulación coherente. Los puntos 544-558 constituyen un solo acumulador no coherente (I y Q están ahora fusionados) el cual es idéntico a los acumuladores descritos anteriormente. El sumador 548 suministra acumulaciones parciales de valores de energia a una RAM doblemente empaquetada comprendida de la memoria intermedia 550, la RAM no coherente 552, la memoria intermedia 554 y el mux 5 556. El control de temporización es efectuado de manera similar a través del mux 544 y las señales inicial_nc_acum0_iniciar_nc_acum3 en conjunto con las compuertas 546 y 558. Los resultados de las acumulaciones no coherentes, como los pasados a través de la compuerta • 558, son los valores de energia asociados con cada hipótesis de desviación. Como se describió anteriormente, toda la estructura puede ser controlada via un microprocesador o DSP como se muestra en el bloque 564.

Los valores pueden ser utilizados para determinar la ubicación de un piloto, por ejemplo, comparando cada valor con un umbral predeterminado.

* En, la modalidad ejemplar, el detector de picos 560 recibe los valores de energia para las hipótesis. El detector de picos es utilizado para suprimir el valor de la energia umbral anterior que es la mitad de un microcircuito integrado a parte de los picos de energia. El algoritmo para la detección de picos es como sigue. Para E(n), definida como la energia de la enésima desviación, se detecta un pico si lo siguiente es cierto: E(n-l)<E(n) Y E(n)>=E(n+l) (1) Los valores de energia en los limites de la ventana pueden ser guardados y filtrados adicionalmente para remover picos falsos potenciales en los limites. 5 Esto puede hacerse en filtros extremos de refuerzo adicionales, potencialmente en el DPS 564. Los picos restantes después de la filtración de los picos son proporcionados a la fila de espera de clasificación 562. La fila de espera de clasificación 562 es utilizada para generar de cuatro a ocho valores máximos por cada ventana * de búsqueda. Cada valor de energia y su posición de PN asociada (o desviación) es almacenado en la fila de espera. El DPS 564 es notificado a través de la interrupción cuando una ventana de búsqueda está completa y se le dio acceso a los valores almacenados en la fila de espera de clasificación. La presente invención proporciona mayor m^ flexibilidad, mucha de la cual ya ha sido descrita. Recuérdense las variables L, C, M y N (número de hipótesis, acumulaciones coherentes, acumulaciones no coherentes y número de bifurcaciones, respectivamente) de la discusión anterior. Incluyendo la variable adicional para la búsqueda de frecuencia, f. Para incrementar el rendimiento del buscador, la velocidad de reloj puede incrementarse de la dada en la modalidad ejemplar. El rendimiento se escala directamente con la velocidad del reloj . T se define como el número de ciclos que comparten tiempos disponibles para el uso paralelo de la arquitectura debido al escalamiento de la velocidad del 5 reloj . Esta invención permite cualquier combinación de búsqueda dada por el producto, LCMf, igual al número total de ciclos de un correlacionador en serie tendría que efectuar para efectuar tal búsqueda. Esta invención puede efectuar la búsqueda a una velocidad mucho mayor: 10 LCmf/NT. # Existe también la escalabilidad a nivel de la arquitectura de cualquier implementación particular de esta invención. Para aproximadamente la misma cantidad de componentes físicos de computación, puede desplegarse un 15 número de configuraciones dependiendo de que tipo de caracteristicas de búsqueda se deseen. Las siguientes son tres configuraciones ejemplares, cada una de las cuales incluye aproximadamente la misma complejidad (y en este caso 20 asumiendo la misma velocidad de reloj en cada uno: cambiando datos al microcircuito x2 y el reloj del sistema del microcircuito x8) . Una opción es utilizar un solo registro de tamaño N=32 compartido por cuatro filtros adaptados con un tamaño de N= 32 (cada uno de los 25 cuatro filtros adaptados contiene cuatro buscadores paralelos via la multiplexión por tiempo como se muestra en la FIGURA 5) . Esta opción proporciona una C=32 mínima, L=64 mínima, y el número de buscadores paralelos, S=16. Una segunda opción es utilizar un solo registro de tamaño 5 N=64 y dos filtros adaptados de N=64 paralelos. Aqui el minimo de C=64, un minimo de L=128, y S=8. Una tercera opción dimensionada de manera comparable es utilizar un buscador de N=128 como se muestra en la FIGURA 5. Aqui, el minimo de C=128, el minimo de L=256, con S=4. No significa que esos tres ejemplos sean exhaustivos sino * que sirvan para ilustrar unas cuantas de las modalidades potenciales de la presente invención. De este modo, ha sido descrito un método y un aparato para un buscador de filtro adaptado programable.

La descripción se proporcionó para permitir a cualquier experto en la técnica hacer uso de la presente invención. Las diferentes modificaciones a esas modalidades serán fácilmente evidentes a aquellos expertos en la técnica, y * los principios genéricos definidos aqui pueden ser aplicados a otras modalidades sin el uso de la facultad inventiva. De este modo, la presente invención no pretende ser limitada a las modalidades mostradas aqui, sino de acuerdo al más amplio alcance consistente con los principios y caracteristicas novedosas descritas aqui.

Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro t de la presente descripción de la invención. # w

Claims (10)

1. REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo descrito en las siguientes reivindicaciones . 5 1. Un buscador de filtro acoplado programable, caracterizado porque comprende: un registro de desviación para recibir conjuntos de datos entrantes; un generador de PN para generar secuencias de 10 PN; * un filtro adaptado cargable para cargar las secuencias de PN, despropagar los conjuntos de datos entrantes y sumar los resultados intermedios; y un acumulador para recibir las sumas y 15 acumularlas en conjuntos para producir un conjunto de sumas acumuladas.
2. 2. Un buscador de filtro adaptado programable, caracterizado porque comprende: * un registro de desviación para recibir 20 conjuntos de datos en fase (I) entrantes; un registro de desviación para recibir conjuntos de datos de cuadratura (Q) entrantes; y un generador de PN para generar secuencias de PN; 25 un filtro adaptado que tiene: un despropagador para recibir los conjuntos de datos I, los conjuntos de datos Q, y las secuencias de PN para producir conjuntos de valores de I despropagados y producir conjuntos de valores de Q despropagados; 5 un sumador para sumar los conjuntos de valores de I despropagados para producir sumas de I; un sumador para sumar los conjuntos de valores de Q despropagados para producir sumas de Q; un acumulador de I para recibir las sumas de I 10 y acumularlas en conjuntos para producir un conjunto de * sumas de I acumuladas; un acumulador de Q para recibir las sumas de Q y acumularlas en conjunto para producir un conjunto de sumas de Q acumuladas; y 15 un acumulador de energia para recibir conjuntos de sumas de I acumuladas y conjuntos de sumas de Q acumuladas, cuadrar los conjuntos respectivos de sumas de I acumuladas, cuadrar los * respectivos de los conjuntos de sumas de Q acumuladas, 20 y sumar los resultados de los cuadrados de los conjuntos respectivos de las sumas de I y Q para producir conjuntos de valores de energia.
3. 3. El buscador de filtro adaptado programable de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado 25 porque comprende además un acumulador para recibir los conjuntos de valores de energia y producir conjuntos de acumulaciones de los conjuntos de valores de energia.
4. 4. El buscador de filtro adaptado programable ^BF de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado 5 porque: las secuencias de PN de I y Q son producidas por el generador de PN; y el despropagador efectúa la despropagación de QPSK. 10
5. 5. El buscador de filtro adaptado programable * de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque el despropagador efectúa la despropagación de BPSK.
6. 6. El buscador de filtro adaptado programable 15 de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque comprende además un multiplexor para recibir múltiples secuencias de PN y proporcionarlas para compartir tiempo al filtro acoplado cargable para * producir conjuntos rdicionales de sumas basados en 20 múltiples secuencias de PN .
7. 7. El buscador de filtro adaptado programable de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque comprende además: un multiplexor para recibir uno o más valores 25 de fase; y rotadores de I y Q para recibir salidas de filtros adaptados cargables de I y Q y rotar las salidas de acuerdo a las salidas de fase del multiplexor, y m/ proporcionar los resultados a los acumuladores de I y Q. 5
8. 8. Un método para efectuar la búsqueda del filtro adaptado programable, caracterizado porque comprende los pasos de: a) almacenar conjuntos de datos I y Q; b) producir secuencias de PN; 10 c) despropagar los conjuntos de datos de I y Q « con las secuencias de PN para producir valores despropagados de I y Q; d) sumar los resultados de los valores de I despropagados ; 15 e) sumar los resultados de los valores de Q despropagados; f) acumular los valores de I despropagados en modos resultantes; * g) acumular los valores de Q despropagados en 20 modos resultantes; h) cuadrar los valores de I despropagados acumulados; i) cuadrar los valores de Q despropagados acumulados; y 25 j) sumar ambos cuadrados.
9. 9. El método de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque comprende además el paso de acumular la suma de cuadrados.
10. 10. Un buscador de filtro adaptado programable, caracterizado porque comprende: memoria para recibir conjuntos de datos entrantes; un generador de PN para generar secuencias de PN; 10 un filtro adaptado cargable para cargar las secuencias de PN, despropagar el conjunto de datos entrantes y sumar los resultados intermedios. #