KR100782605B1 - 정합 필터를 사용하여 파일럿 탐색을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 셀룰러 이동통신에서 사용되는 셀룰러 파일럿 신호 검출기 또는 탐색기를 포함한다. 신호 검출기는 셀룰러 기지국에서 송신한 파일럿 신호를 검출하기 위해 정합 필터를 사용한다. 상기 정합 필터는 복수의 탭과 인접한 탭 간에 위치한 복수의 지연회로를 포함하고 있다. 수신된 디지털 신호의 신호 성분은 지연회로에 의해 정합 필터의 탭에 저장된다. 상기 정합 필터는 수신된 신호의 신호 성분과 기대치 또는 탐지된 디지털 패턴을 비교한다. 상기 정합 필터는 만약 수신된 디지털 신호가 기대치 디지털 패턴과 매치되면 상대적으로 큰 신호를 발생한다. 상기 정합 필터는 또한 상관기와 병렬로 사용될 수 있다.

Description

정합 필터를 사용하여 파일럿 탐색을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR A PILOT SEARCH USING A MATCHED FILTER}
본 발명은 디지털 셀룰러 통신 이동국에서 파일럿 신호들의 검출에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 디지털 셀룰러 통신 이동국에서 셀룰러 기지국에서 발생된 파일럿 신호들을 탐지하고 탐색하기 위해 정합 필터를 사용하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
코드분할다중접속(CDMA) 대역확산 통신 시스템에서, 공유 주파수 밴드는 상기 시스템 안의 모든 기지국과 통신하기 위해 사용된다. 그러한 시스템의 예는 "이중 모드 광대역 대역확산 셀룰러 시스템을 위한 이동국-기지국 호환성 규격(Mobile Station-Base Station Compability Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System)"이라는 제하의 TIA/EIA 규격 TIA/EIA-95-B에서 설명되어 있으며 이하 참고가 된다. CDMA 신호의 발생과 수신은 "위성 또는 지상 중계기를 사용하는 대역확산 다중 접속 통신 시스템(SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEMS USING SATELLITES OR TERRESTRIAL REPEATERS)"라는 제하의 미국 특허 제 4,401,307과 "CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 파형을 발생하기 위한 시스템 및 방법(SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM)"라는 제하의 미국 특허 제 5,103,459에 공개되어 있으며 이들 모두는 본 발명의 출원인에게 양도되었으며 이하 참고로 한다.
무선 주파수(RF) 신호들은 각 이동국과 하나 이상의 기지국 간에 교환된다. 이동국은 직접 다른 이동국과 통신하지 않는다. 기지국은, 예를 들어, 지반 기반 전선(ground based wires) 또는 마이크로파 링크와 같은 여러 매치를 사용하는 기지국 제어기(BSC)로 이하 언급되는, 기지국 셀룰러 또는 개인 통신 시스템 제어기와 통신을 한다. 상기 BSC는 호를 공중전화교환망(PSTN)으로 보낼 수 있으며 또는 패킷을 인터넷과 같은 패킷 교환망으로 보낼 수 있다. 또한, 상기 기지국은, 예를 들어, 시스템 안에서 소프트 핸드오프하는 동안에 기지국의 작동을 조정한다.
TIA/EIA-95는 CDMA 통신 시스템의 한 예이다. TIA/EIA-95 CDMA 시스템에서, 이동국으로부터 하나 이상의 기지국으로의 통신은 각 채널이 1.25MHz의 무선 주파수 대역폭을 차지하는 공유 주파수 채널들을 통해 일어난다. 좀 더 자세히, 주어진 주파수 밴드를 차지하는 통신 신호는 고속 PN(high rate pseudonoise)코드를 사용하는 것을 기반으로 하는 대역확산 CDMA 파형 특성을 통해 수신국에서 식별된다. PN코드는 기지국과 이동국에서 송신되는 신호를 변조하기 위해 사용된다. 다른 기지국으로부터의 신호는 다른 PN코드의 식별에 의해 또는 같은 PN코드의 이동 버전(versions)의 식별을 통해 주어진 이동국에서 각각 분리되어 수신된다. 고속 PN 확산은 또한 하나의 송신국이 별개의 전파 경로를 통해 전달하는 신호를 수신국으로 하여금 수신하도록 한다. 다중 신호의 복조는 "다중 신호를 수신할 수 있는 시스템에서 복조 구성요소 할당(DEMODULATIONS ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGNALS)"이라는 제하의 미국 특허 제 5,490,165와 "CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 다이버시티 수신기(DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM)"라는 제하의 미국 특허 제 5,109,390에 공개되어 있으며, 이들 모두는 본 발명의 출원인에게 양도되어 있으며 이하 참고로 한다.
기지국으로부터 이동국으로의 주어진 "순방향(기지국에서 이동국)" TIA/EIA-95 CDMA 채널 안에는 기지국에서 이동국으로 송신되는 정보 채널들, 동기화 채널, 파일럿 채널, 그리고 페이징 채널을 포함한다. 파일럿 채널은 보통 파일럿 신호로 알려진 기준(reference) 신호를 송신한다. 파일럿 신호는 규칙적으로 반복되는 디지털 패턴(pattern)인 "칩(chip)"이며 각 칩은 하나의 이진수를 나타낸다. 실시예에서, 상기 파일럿 신호는 1.2288MHz의 칩 속도로 반복되는 칩 길이가 32,768인 패턴이다. 따라서, 상기 패턴은 매 26.6 밀리세컨드(ms)마다 반복된다.
상기 파일럿은 시간 기준 및 진폭과 위상 트랙킹(tracking)을 제공한다. 파일럿 신호는 이동국으로 하여금 이동국의 통신 능력(capability)의 범위에 있는 기지국의 상대적인 위상을 식별하고 이에 동기화되도록 한다. 기지국과의 동기화는 이동국으로 하여금 이동국의 타이밍을 보다 정밀하게 하고 기지국으로부터 데이터 신호를 수신하게 한다.
그러나, 이동국이 이동할수록, 이와 동기화된 기지국은 더 멀어지게 되거나 차단(blocked) 될 것이며 여러 기지국으로부터의 신호는 계속 수신하기에 매우 약해질 것이다. 게다가, 이동국이 이동할수록, 이전에 차단되어 있던 더 가까이에 있는 기지국은 차단이 해제(unblocked) 된다. 그러면, 더 가까이 있는 기지국으로부터의 더 강한 신호는 더 멀리서 동기화된 기지국으로부터 오는 약한 신호의 수신을 저지한다.
따라서, 이동국은 동기화를 할 때보다 강하고 높은 전력의 파일럿 신호를 가진 기지국을 식별하기 위해 다른(alternative) 기지국으로부터 송신되는 파일럿 신호의 탐색을 주기적으로 수행하여야 한다. 보통, 이러한 탐색을 수월히 하기 위해, 동기화된 기지국은 그 주위에 있는 기지국에 대한 파일럿 채널의 위상 오프셋을 식별하도록 하는 신호를 이동국으로 보낸다. 전형적으로, 파일럿 신호가 오버랩(overlap)되는 것을 피하기 위해, 주위의 기지국은 적어도 64칩 정도로 위상 이동되어 있다. 따라서, 만약 이동국이 상대적으로 128칩의 위상 이동으로 파일럿 신호를 송신하는 기지국과 동기화되어 있으면, 상기 동기화된 기지국은 주위의 기지국으로 하여금 예를 들어 상대적인 64칩, 192칩 그리고 256칩의 위상 이동으로 파일럿 신호를 방송하도록 한다. 상기 이동국은 다른 기지국과 동기화할지를 결정하기 위해 주기적인 방법(periodic basis)으로 현재 동기화된 기지국에 의해 식별된 특정 위상 오프셋들(예컨데 64, 172 및 256)의 주위의 인접하는 기지국 파일럿 신호들을 탐색한다.
도1은 이동국에서 주어진 위상 오프셋에서 파일럿 신호 전력을 조사하거나 또는 위상 오프셋의 모든 시퀀스에서 수신된 파일럿 신호를 탐색하기 위해 사용되는 이전의 신호검출회로 또는 탐색기(searcher)(10)의 블럭 다이어그램이다. 탐색기(10)는 역확산기(despreader)(12), 상관기(correlator)(14), 에너지 저장 및 정렬 모듈(energy storage and sorting module)(16) 그리고 처리 제어기(processing control)(18)를 포함한다.
기지국은 두 가지 성분을 가지는 파일럿 신호를 생성한다: 동상(in phase) 또는 "I"성분; 및 직교(quadrature) 또는 "Q"성분. 이 두 성분을 이용하여, 기지국은 파일럿 신호를 변조 또는 "확산(spread)"한다. CDMA신호를 확산하는데 사용되는 특별한 프로토콜은 종종 직교위상편이변조(QPSK) 확산이라고 언급된다. QPSK확산은 예를 들어 R. Prasad가 지은 "무선 개인 통신을 위한 CDMA(Artech House,1996)"라는 책에 자세히 설명되어 있다. 신호를 수신하고 상기 신호를 아나로그-디지털 변환기(analog to digital converter)로 보낸 후, 역확산기(12)는 정확한 신호 크기가 검출되는 것을 보장하기 위해 신호의 I-와 Q-성분에 근거한 수학적인 알고리즘을 수행한다. PN역확산을 위해 사용되는 수학적인 알고리즘은 수신된 I와 Q의 성분과 기대되는(expected) I와 Q의 성분의 배타적 논리합(XORing)을 포함한다. 전형적인 역확산기에서 사용되는 특별한 성분 뿐만 아니라, 수학적 알고리즘의 상세한 특성은 당업계에서 알려져 있다.
상관기(14)는 역확산기(12)로부터 입력된 역확산 신호를 수신하고 이것을 보통 기대치 신호라고 불리는 기준 신호와 비교한다. 상기 기대치 신호는 상관기에 일정한 위상 오프셋으로 제공되는 PN 파일럿 신호의 32,768칩의 일부분을 포함할 수 있다. 상관기(14)는 입력 역확산 신호와 기준 신호 간의 상관도를 표시하는 에너지 출력을 제공한다. 예를 들어, 모든 비교된 칩의 정확한 매치(match)는 높은 에너지 출력을 산출하고, 50% 또는 그 미만의 매치는 낮은 에너지 출력을 산출하며, 높고 낮은 에너지 범위 사이에서 여러 에너지 출력이 상관도의 정도에 따라 산출된다.
도2는 매우 간소화된 상관기(14)의 도식적인 다이어그램이다. 검출된 신호는 입력단자(114)를 통해 비교기(112)로 입력되고 기대치 신호는 입력단자(116)를 통해 비교기(112)로 입력된다. 본 출원을 위해, 기지국이 송신하는 신호는 1과 -1로 이루어진 디지털 신호로 언급함이 편리하다. 비교기(112)는 곱셈의 기능을 하며 따라서 만약 입력단자(114 와 116)에서의 디지털 신호가 매치되면(1,1 또는 -1,-1) 출력(118)은 1이거나 높으며, 만약 입력단자(114 와 116)에서의 디지털 신호가 매치되지 않으면(1,-1 또는 1,-1) 출력(118)은 -1이거나 낮다.
그러면 출력(118)은 기대치 신호로 사용되는 PN신호 부분의 전체 주기동안 비교기(112)의 출력을 더하는 적분기(integrator,120)로 보내진다. 예를 들어, 만약 기대치 신호가 1024칩의 길이이면, 바람직한 실시예에서 칩은 매 .81마이크로세컨드마다 도착하므로 적분 시간은 (1024)(.81 마이크로세컨드(microsecond)) = 829 마이크로세컨드이다. 이러한 방법으로, 탐지된 신호가 기대치 신호와 매치될 때, 상관기의 출력은 상대적으로 큰 크기를 가질 것이다.
부가적으로, 파일럿 신호와 기대치 신호가 매치되더라도, 상관기 출력의 크기는 더 강한 신호에 대해 더 클 것이다. 이것은 신호가 약해질수록, 즉, 신호가 상대적으로 멀리서 송신되거나 여러 물체에 반사되면, 신호가 저하(degrade)되기 때문이다. 이러한 저하는 송신되는 파일럿 신호 패턴의 각 칩 값을 변화하도록 한다. 따라서 더 약한 신호에 대해, 파일럿 신호가 탐색되고 있는 위상 오프셋에서 송신되더라도, 더 작은 칩 값이 매치될 것이며, 따라서 상관기에 있는 적분기는 강한 신호보다는 더 적은 양수값을 합산할 것이다. 적분기의 출력은 탐색되는 주어진 위상 파일럿 신호의 상대적인 강도 또는 에너지를 나타낸다. 상관기 출력(124)의 크기가 더 클수록, 탐지된 파일럿 신호의 에너지는 더 강하거나 높다.
상관기(14)의 출력은 에너지 저장 및 정렬 모듈(16)로 전달된다. 에너지 저장 및 정렬 모듈(16)은 다수의 기능을 수행한다. 상기 모듈(16)은 어떤 임계값 이상의 상관기로부터의 출력 에너지를 메모리에 저장할 수 있다. 또한 상기 모듈(16)은 저장된 에너지로부터 발생된 파일럿 신호의 상응하는 위상 오프셋을 메모리에 저장할 수 있다. 선택적으로 동기화된 기지국의 주위 기지국에 상응하는 오프셋과 같은 주어진 파일럿 위상 오프셋에 상응하는 소정의 메모리 위치에 그 위상 오프셋의 상관기(14) 에너지 출력을 저장할 수 있다. 전형적인 에너지 저장 및 정렬 모듈에 사용되는 성분과 그 기능은 당업계에서 잘 알려져 있으며 보통 에너지 레벨과 위상 오프셋을 정렬하기 위한 RAM과 다른 에너지 레벨을 정렬하기 위한 로직(logic)을 포함한다.
처리 제어기(18)는 이동국의 제어를 제공하고 어떤 파일럿 신호, 즉 어떤 기지국에 이동국을 동기화하여야 하는지를 결정한다. 처리 제어기(18)는 기지국 결정의 데이터를 위해 에너지 저장 및 제어 모듈(16)에 있는 에너지 정보에 접근할 수 있다. 처리 제어기(18)와 같은 처리 제어기들은 전형적으로 마이크로프로세서, 메모리, 버스들을 포함하며 상기 구조는 당업계에 잘 알려져 있다.
처리 제어기(18)는 이동국에 일반적인 제어를 제공하기 때문에, 처리 제어는 다른 기지국에 이동국을 재동기화(re-synchronized) 할지를 결정하기 위해 에너지 저장 및 정렬 모듈(16)을 검사하는데 짧은 시간만을 할당할 수 있다. 게다가, 현재 동기화된 파일럿 신호 위상 오프셋 이외의 위상 오프셋을 가진 파일럿 신호의 크기와 관련된 연속적인 정보의 수집은 시간이 소요될 수 있다. 따라서, 때때로 이동국이 더 가깝거나 적합한 다른 기지국에 동기화될 수 있더라도 이동국은 주어진 기지국의 파일럿 신호에 동기화를 유지할 수 있다. 이것은 바람직하지 않게 위에서 설명한 신호 충돌(jamming)과 약한 신호의 단점(difficulties)들을 이끌어 낸다.
게다가, 빌딩, 언덕, 또는 다른 장애물과 대기(atmospherric) 상태 때문에, 주위의 기지국은 동기화된 기지국과 정확히 64 칩으로 위상 이동이 되지 않게 나타날 수 있다. 그리고, 동기화된 기지국의 위치에 따라, 동기화된 기지국으로부터 위상 오프셋을 제공받지 못한 다른 기지국이 지역 내에 있을 수 있다. 따라서, 현재 동기화된 기지국으로부터 64 칩의 미리 결정된 배수만큼 위상이 이동한 파일럿 채널뿐만 아니라 파일럿 채널에 대해 32,768위상 오프셋 전체의 시퀀스를 탐색하는 것이 바람직하다. 그러한 전체 시퀀스 탐색과 관련된 상기 탐색, 정렬, 정렬과 처리 제어 조사(checking)는 상당한 처리 제어 자원을 소모할 수 있다.
이동국이 이동할 때, 하나의 기지국으로부터 다른 기지국으로 언제 신호를 핸드오프할지를 결정하기 위한 알려진 방법 및 장치들이 있다. 예를 들어, 정합 필터(matched filter)를 이용하는 그러한 하나의 방법은 Yuen, et al에 양도된 "정합 필터에 기반한 핸드오프의 방법 및 장치들(MATCHED FILTER BASED HANDOFF METHOD AND APPARATUS)"라는 제하의 미국 특허 제 5,864,578에 개시되어 있다. 그러나, Yuen에 의해 개시된 정합 필터(matched filter)는 프로그래밍할 수 있어야 한다. 그러한 프로그래밍할 수 있는 정합 필터(matched filter)는 상대적으로 제작하는데 비싸며 작동하는데 많은 전력과 여분의 회로를 필요로 한다. 이것은 이동국이 제한된 배터리의 전력으로 작동하고 제한된 회로 공간을 가지고 있기 때문에 단점을 가지고 있다.
따라서, 셀룰러 파일럿 탐색 개선이 요구된다. 특히, 그러한 탐색은 전체 PN 파일럿 시퀀스의 넓은 부분을 포함하면서도 상대적으로 빨리 수행될 수 있어야 한다. 탐색기는 동기화된 기지국의 주위에 있는 기지국의 파일럿 오프셋과 같은 높은 우선 순위(high priority) 파일럿 위상 오프셋에 대하여 상대적으로 높은 빈도의 조사(check)를 허용하여야 한다. 게다가, 그러한 탐색은 조사하는데 상대적으로 적은 처리 시간을 필요로 하여야 한다. 또한, 상기 탐색기는 제작하는데 상대적으로 적은 비용이어야 하며 상대적으로 적은 전력을 소모하고 상대적으로 조밀(compact)하여야 한다.
본 발명은 디지털 셀룰러 통신 시스템의 이동국에 있는 신호 검출 회로 또는 탐색기(searcher)를 포함한다. 상기 신호 검출 회로는 수신된 디지털 입력 패턴과 소정의 기대치 디지털 패턴을 비교하기 위한 정합 필터(matched filter)를 포함한다. 상기 정합 필터(matched filter)는 각 탭이 하나의 디지털 신호 성분을 검출하기 위한 복수의 탭들을 포함한다. 또한 상기 정합 필터(matched filter)는 탭에 연결된 적어도 하나의 합산기를 포함한다. 상기 합산기는 복수의 탭에 의해 검출된 디지털 신호 성분이 소정의 디지털 패턴과 매치될 때 상대적으로 큰 신호를 발생한다.
상기 신호 검출 회로는 또한 정합 필터(matched filter)와 병렬로 연결된 상관기를 포함할 수 있다. 상관기는 또한 수신된 디지털 입력 패턴과 소정의 디지털 패턴을 비교한다. 바람직하게, 정합 필터(matched filter)와 상관기는 이동국의 중앙 처리 제어로부터 분리된다.
이롭게, 상기 정합 필터(matched filter)는 상대적으로 짧은 시간 주기에 파일럿 신호 위상 오프셋의 전체 시퀀스를 탐색할 수 있다. 검출 회로의 부분으로 상관기를 포함함으로써, 작은 수의 특별한 파일럿 신호 위상 오프셋에 대한 병렬 탐색은 더 작은 시간 주기에 이루어질 수 있다. 게다가, 만약 정합 필터(matched filter)와 상관기가 수신기의 중앙 처리 제어로부터 분리되어 있으면, 정합 필터(matched filter)와 상관기로부터 탐색 결과를 조회하기 위해 최소한의 처리 자원을 필요로 한다.
본 발명의 다른 관점은 디지털 셀룰러 통신 신호를 검출하기 위한 방법을 포함한다. 상기 방법에 따르면, 상기 디지털 신호는 정합 필터(matched filter)로 입력된다. 상기 정합 필터(matched filter)는 입력 디지털 신호의 디지털 패턴을 소정의 디지털 패턴에 비교한다. 만약 입력 디지털 신호의 디지털 패턴이 소정의 디지털 패턴과 매치되면, 상기 정합 필터(matched filter)는 상대적으로 높은 출력 신호를 발생한다.
도1은 디지털 셀룰러 이동국에 사용되는 이전의 파일럿 신호 탐색기의 블럭 다이어그램이다.
도2는 도1에서 보여지는 파일럿 신호 탐색기와 같이 사용되는 매우 간소화된 상관기의 블럭 다이어그램이다.
도3A는 본 발명에 따라, 제1의 위상 파일럿 신호와 제1의 위상 파일럿 신호의 부분을 검출하는 매칭 검출 기기, 및 상기 매칭 검출 기기의 출력을 도시한 다이어그램이다.
도3B는 본 발명에 따라, 제2의 위상 파일럿 신호와 제2의 위상 파일럿 신호의 부분을 검출하기 전에 도3A에서 보여지는 매칭 검출 기기, 및 상기 매칭 검출 기기의 그에 따른 출력을 도시한 다이어그램이다.
도3C는 본 발명에 따라, 도3B에서 보여지는 제2의 위상 파일럿 신호와 제2의 위상 파일럿 신호의 부분을 검출하는 도3A에서 보여지는 매칭 검출 기기, 및 상기 매칭 검출 기기의 그에 따른 출력을 도시한 다이어그램이다.
도3D는 상대적으로 더 낮은 전력 파일럿 신호와 상대적으로 낮은 전력 파일럿 신호를 검출하는 도3A에서 보여지는 매칭 검출 기기, 및 상기 매칭 검출 기기의 그에 따른 출력을 도시한 다이어그램이다.
도4는 본 발명에 따른 역확산 정합 필터(matched filter)를 포함하는 파일럿 신호 탐색기의 블럭 다이어그램이다.
도5는 본 발명에 따르고 도3에서 보여지는 파일럿 신호 탐색기와 함께 사용될 수 있는 역확산 정합 필터(matched filter)의 도식적인 다이어그램이다.
도6은 도5에서 보여지는 역확산 매치된 필터와 병렬로 연결되어 사용될 수 있는 도3에서 보여지는 기본 탐색기의 블럭 다이어그램이다.
도7은 도5에서 보여지는 기본 탐색기와 함께 사용될 수 있는 역확산 상관기이 도식적인 다이어그램이다.
셀룰러 이동국에 의해 수신되는 다른 위상 파일럿 신호의 강도와 전력을 신속하게 검출하기 위한 방법 및 장치를 포함한다. 위에서 언급한 것과 같이, 각 기지국은 서로 다른 위상 오프셋으로 파일럿 신호를 송신하기 때문에, 서로 다른 위상을 가지는 수신된 위상 신호의 강도를 빨리 검출함으로써, 셀룰러 이동국은 효율적으로 동기화할 가장 적합한 기지국을 결정한다.
도3A, 3B, 3C그리고 3D는 본 발명에 따른 파일럿 신호의 검출을 설명하는 다이어그램이다. 도3A에서, 파일럿 신호(310)는 1과 -1로 표현되는 특별한 디지털 신호 패턴의 칩 값을 가지고 있다. 종래 기술 부분에서 설명한 것과 같이, 모든 기지국에서 송신된 모든 파일럿 신호는 동일한 디지털 신호 패턴을 가지고 있다. 그러나, 위에서 언급한 것과 같이 각 파일럿 신호는 서로서로 이동된 버전일 것이다. 파일럿 신호(310)는 이동국에 의해 연속적인 방법으로 수신된 파일럿 신호이다. 이동국은 파일럿 신호의 디지털 신호 패턴의 일부분을 가지도록 구성된 매칭 검출기(matching detector)(312)를 포함한다. 특히, 설명을 위해 도3A 내지 도3D에서, 매칭 검출기(312)는 6개의 칩 시퀀스(1,1,1,-1,-1,1)를 가지도록 구성되었다. 이하 설명하는 것과 같이, 실제의 매칭 검출기는 바람직하게 더 긴 칩 시퀀스를 가지도록 구성된다. 상기 매칭 검출기는 소프트웨어로 프로그램될 수 있으며 또는 이하 설명하는 것과 같이 하드웨어 회로일 수도 있다.
이동국이 파일럿 신호(310)를 수신할 때, 실제로는 송신된 신호와 잡음이 섞여져 수신된다. 간소화를 위해, 상기 파일럿 신호와 잡음이 섞여져 수신된 신호를 이하 파일럿 신호(310)이라고 언급한다. 파일럿 신호(310)가 이동국에 의해 연속적으로 수신될 때, 파일럿 신호(310)의 디지털 신호 패턴의 부분은 매칭 검출기(312)에 있는 디지털 신호 패턴과 비교된다. 매칭 검출기(312)는 특별한 디지털 파일럿 신호 패턴의 일부분을 가지도록 구성되므로, 파일럿 신호(310)를 연속적으로 수신하는 동안의 어느 지점에서, 비교될 파일럿 신호 패턴의 일부분은 매칭 검출기(312)에 있는 패턴과 매치될 것이다. 이러한 상황은 도3A에서 보여지고 있다. 특히, 파일럿 신호(310)의 부분(314)은 매칭 검출기(312)에 있는 파일럿 신호의 패턴의 부분과 매치된다. 매치가 일어날 때, 매칭 검출기는 매치 신호를 발생할 수 있다.
비록 도3A는 매칭 검출기(312)와 파일럿 신호(310)의 부분(314) 간의 완전한 매치를 보여주고 있지만, 수신된 파일럿 신호에 있는 잡음 때문에, 매치된 탐지기에 있는 파일럿 신호의 모든 부분적인 칩의 완벽한 매치는 일어날 수 없을 것이다. 따라서, 아마도 상기 매칭 검출기는 매치된 칩의 수에 의존하여 다른 크기의 신호를 발생하도록 구성될 수 있다. 아마도 더 많은 수의 칩이 매치되면 더 큰 신호의 크기가 매칭 검출기(312)에 의해 발생될 것이다. 따라서, 도3A에서 보여지는 것과 같이 매칭 검출기에 의해 발생한 신호(316)는 전압일 수 있으며, 더 많은 칩이 매치될수록 더 높은 전압 신호가 발생된다. 따라서, 상대적으로 완벽한 매치가 있으면, 상대적으로 완벽한 매치가 일어난 시간의 어느 지점에서 그림 3A에 있는 그리드(grid)에서와 같이, 매칭 검출기(312)는 상대적으로 높은 전압 스파크(316)를 발생할 것이다. 시간을 지시하는 수평축(350)에서, 상대적인 시간은 t1로 지시되어 있다. 매치를 표시하는 전압 스파크의 크기와 스파크가 일어난 상대적인 시간,t1,은 로컬 메모리에 저장될 수 있다.
종래 기술에서 설명한 것과 같이, 어는 기지국에서 송신된 파일럿 신호의 디지털 칩 패턴은 동일하다. 그러나, 다른 기지국에서 송신된 파일럿 신호의 위상은 이동되어 있다. 도3B는 제1의 파일럿 신호(310)와 같이 동일한 +1과 -1의 디지털 패턴을 가지지만 시간 t2만큼 위상 이동한 제2의 파일럿 신호(320)를 보여주고 있다. 이것은 매칭 검출기(312)에 있는 칩과 매치되는 파일럿 신호(320)의 부분(324)은 파일럿 신호(310)에서 식별된 부분(314)으로부터 t2만큼 이동되었다는 사실을 알 것이다. 따라서, 매칭 검출기(312)와 제2의 파일럿 신호(320) 사이에 상대적인 시간 t1에 매치가 일어나지 않을 것이다. 따라서, 시간에 대한 전압 그리드(325)에서 보여지는 것과 같이 매칭 검출기(312)에 의한 상기 신호(326) 출력은 시간t1에서 상대적으로 작은 크기를 가질 것이다.
그러나 도3C에서 보여지는 것과 같이, 시간t1에서 t2만큼 위상 이동한 오프셋인 상대적인 시간t3에, 매칭 검출기(312)는 파일럿 신호(320)의 매치를 나타낸다. 따라서, 시간과 전압의 그리드(335)에서 보여지는 것과 같이, 매칭 검출기(312)에 의한 신호(336)의 출력은 t3에서 상대적으로 클 것이다. 파일럿 신 호(310)와 함께 매칭을 지시하는 신호(336)의 크기와 매치가 일어난 상대적인 시간,t3,은 로컬 메모리에 저장될 수 있다.
종래 기술 부분에서 설명한 것과 같이, 이동국이 기지국과 동기화될 때, 상기 기지국에 할당된 칩 오프셋 패턴의 절대적인 시간 기준을 그 기지국으로부터 수신한다. 따라서, 이동국은 이러한 절대적인 칩 오프셋을 사용하여 상대적으로 큰 크기의 신호가 탐지된 t1과 t3과 같은 상대적인 시간에 절대적인 칩 오프셋을 할당한다. 예를 들어, 이동국은 64칩 오프셋이 발생한 상대적인 시간 t1과 t1 이후 64칩이 지나서 128칩 오프셋이 발생한 상대적인 시간 t3을 결정할 수 있다.
게다가, 매칭 검출기(312)에 의해 발생한 신호의 크기는 매치된 칩의 수에 따르기 때문에, 매칭 검출기 신호의 상대적인 크기는 검출된 신호의 상대적인 크기를 나타낸다. 더 약하고 더 낮은 전력의 파일럿 신호일수록 더 많은 잡음이 섞여서 수신되기 때문이다. 그리고 잡음이 많을수록 이동국에서 수신한 칩 패턴에는 더 많은 에러가 있다. 따라서, 평균적으로 상대적으로 더 약한 파일럿 신호에 대해, 매칭 탐지기에 있는 파일럿 신호의 부분과 상대적으로 더 적은 칩이 매치된다.
제1의 파일럿 신호(310)보다 약한 제3의 파일럿 신호(330)를 보여주는 도3D에서 이러한 상황이 보여진다. 박스(334)는 매칭 검출기(312)에 있는 파일럿 신호(330)의 디지털 칩 패턴의 부분을 보여주고 있다. 파일럿 신호(330)의 이 부분은 시간 t1에서 매칭 검출기(312)에 있는 칩과 매치되어야 한다. 그러나, 보여지는 것과 같이 잡음에 의한 에러 때문에, 매칭 검출기(312)에 있는 모든 칩보다 더 적은 칩이 파일럿 신호(330)의 부분(334)과 일치된다. 특히, 부분(314)에 있는 제3과 제4의 칩은 신호와 같이 도착한 잡음에 의해 1에서 -1로 그리고 -1에서 1로 각각 변환되었다. 따라서, 시간에 대한 전압 그리드(345)에서 보여지는 것과 같이 매칭 탐지기(312)에 의해 발생한 신호(346)의 크기는 더 강한 파일럿 신호(310)에 의해 발생한 신호(316)의 크기보다 더 낮다. 이것은 이동국이 파일럿 신호(330)를 수신하는 동안 파일럿 신호(310)보다 더 약해졌으며 따라서 아마도 동기화하기에 덜 적합하게 되었다는 것을 나타낸다.
위에서 언급한 파일럿 신호의 위상과 크기의 정보를 모아서, 이동국은 현재 동기화한 기지국 이외의 기지국이 동기화하기에 보다 더 적절한지를 결정한다. 예를 들어, 이동국은 현재 64 오프셋 칩의 파일럿 신호를 송신하는 기지국에 동기화되어 있을 수 있다. 그리고, 매칭 검출기(312)는 64 오프셋 칩을 검출하는 파일럿 신호 보다 더 큰 크기를 가지는 즉, 매치에 의해 더 높은 매칭 출력 신호를 발생하는 128 오프셋 칩의 파일럿 신호를 검출한다. 따라서, 이동국이 128 오프셋 칩의 파일럿 신호를 송신하는 기지국에 재동기화를 하면 보다 효과적으로 즉, 보다 깨끗한 송신을 발생하고 또는 수신된 송신의 드롭(drop)이 더 적을 것이다.
상기 설명한 방법과 장치들은 이롭게는 상대적으로 짧은 시간 주기에 상대적으로 강한 파일럿 신호에 대해 파일럿 신호 위상의 전체 시퀀스를 체크할 수 있다. 특히, 종래 기술에서 언급한 것과 같이, 각 파일럿 신호 칩의 패턴은 그것을 반복하기 전에 32,768칩으로 확대된다. 따라서, 파일럿 신호의 32,768의 가능한 위상이 있다. 가능한 각 파일럿 신호의 위상에 대해, 매칭 탐지기에 있는 파일럿 신호 패턴의 부분은 전체 파일럿 신호를 연속적으로 매칭 탐지기(312)로 통과하도록 하는 시간에 한번은 필연적으로 발생할 것이다. 따라서, 파일럿 신호의 가능한 32,768위상의 각각에서 매치를 체크하기 위해, 수신된 신호는 전체 파일럿 신호가 매칭 검출기를 통과하는데 걸리는 시간 동안 매칭 검출기를 연속해서 통과하여야 한다. 그리고, 파일럿 신호는 1.2288MHz의 주파수로 송신되기 때문에, 26.6ms가 걸린다. 따라서, 본 발명의 상기 방법과 장치를 사용하면, 하나의 정합 필터를 사용하여 파일럿 신호 위상 오프셋의 전체 시퀀스를 26.6ms에 체크할 수 있다. 선택적인 실시예에서, 다른 위상 오프셋을 탐색하는 두 개 이상의 각 정합 필터가 병렬로 작동한다. 이러한 방법으로, 위상 오프셋의 전체 시퀀스는 26.6ms의 일부분의 시간에 조사될 수 있다. (예를 들어, 두 개의 정합 필터를 사용하면 13.3ms, 세 개의 정합 필터를 사용하면 8.87ms의 시간이 소요된다.) 또한, 본 발명에서는 도2에서 보여지고 종래 기술에서 설명된 상관기와 병렬로 있는 매칭 검출기를 사용한다. 종래 기술에서 설명한 것과 같이, 상관기는 제1의 가상 오프셋을 탐색할 수 있으며 만약 중요한 에너지가 탐색되지 않으면 간단히 기준 신호의 위상을 변화함으로써 제1의 위상 오프셋으로부터 수백 또는 수천 개의 칩이 있는 다른 위상 오프셋을 탐색한다. 게다가, 상관기에서 최대 에너지 정보가 전체 26.6ms의 탐색에 의해 얻어지는 동안, 주어진 위상 오프셋에서 중요하지 않은 또는 기대되지 않은 에너지가 탐색되면, 26.6ms의 부분(portion) 후에 상기 탐색은 정지(abandon)될 수 있으며 새로운 탐색이 다른 위상 오프셋에서 시작될 수 있다.
따라서, 매칭 검출기(312)와 같은 매칭 검출기와 병렬로 연결된 상관기를 사용함으로써, 이동국이 현재 동기화하고 있는 파일럿 신호의 위상 오프셋 주위의 기지국 위상 오프셋을 조사할 수 있다. 동시에, 상기 매칭 검출기는 이롭게는 파일럿 신호 위상 오프셋의 전체 시퀀스 중 작은 서브넷(subnet)만을 조사하기 때문에 상관기가 놓칠 수도 있는 다른 강한 파일럿 신호를 조사하기 위해 위상 오프셋의 전체 시퀀스를 돌아볼(sweep) 수 있다. 이것은 이롭게는 현재 동기화한 기지국 주위의 기지국 위상 오프셋 중 높은 우선 순위 위상 오프셋을 빠른 속도로, 예를 들어 두개, 세 개 또는 그 이상의 주위 위상 오프셋이 26.6ms에 조사될 수 있는 속도로, 여전히 탐지하면서, 파일럿 신호 위상 오프셋의 전체 시퀀스 중 상대적으로 짧은 시간 동안의 파일럿 강도에 관한 정보를 이동국에 제공한다.
위에서 설명한 것과 같이, 상관기는 특별한 오프셋의 파일럿을 탐색하기 위한 효율적인 수단을 제공한다. 게다가, 전형적으로 많은 수의 칩을 더하는 상관기는 파일럿 신호가 실제로 탐색되었는지에 대해 정합 필터보다 신뢰할 수 있는 평가를 제공한다. 위에서 설명한 것과 같이, 비록 정합 필터가 비용(costing) 상관기만큼 신뢰할 수 있는 평가를 제공하지 못하지만, 정합 필터는 알려지지 않은 오프셋의 상대적으로 강한 파일럿 신호를 검출하는 매우 효율적이고 빠른 수단을 제공한다. 따라서, 정합 필터는 전화기의 전원이 켜지자마자 제1의 파일럿 신호의 위치와 같은 여러 상황에서 유용하다. 또한, 기지국이 송신하는 주위 리스트가 이동국이 수신할 수 있는 파일럿의 통보에 실패할 때, 정합 필터는 이동국으로 하여금 빠르게 상기 파일럿을 찾도록 한다. 그러한 파일럿을 찾기 위해 상관기만을 사용하면, 주위 리스트는 이 파일럿을 탐색하기 위한 오프셋을 상관기에게 가르쳐주지 않으므로 상당히 많은 시간이 걸린다.
본 발명의 특별한 실시예가 이하 설명되어 있다. 본 발명은 이상 설명한 특별한 실시예에 한정되지 않는다는 것이 이해될 것이다. 본 발명의 많은 다른 실시예가 본 발명의 정신과 범위를 넘지 않고 실시될 수 있다.
도4는 본 발명에 따른 정합 필터의 신호 검출 회로 또는 탐색기(210)의 실시예를 보여주는 블럭 다이어그램이다. 탐색기(210)는 역확산 정합 필터(212), 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)로 주어지는 출력을 포함한다. 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)은 처리 제어기(218)에 연결되어 있다. 탐색기(210)는 또한 역확산 정합 필터(212)와 병렬로 있는 기본 탐색기(216)를 포함한다. 기본 탐색기(216)는 위에서 설명한 이전의 탐색기(10)와 유사할 수 있다. 기본 탐색기(216)는 또한 처리 제어기(218)에 연결되어 있다.
역확산 정합 필터(212)는 이동국이 수신한 파일럿 신호를 검출하고 역확산하기 위해 사용된다. 도5는 역확산 정합 필터(212)의 실시예를 보여주는 도식적인 다이어그램이다. 종래 기술 부분에서 설명한 것과 같이, PN 파일럿 신호는 동상(I)과 직교(Q) 성분을 모두 포함한다. 이러한 두 신호 성분을 수용하기 위해, 역확산 정합 필터(212)는 I-입력(220)과 Q-입력(222)을 포함한다. 역확산 정합 필터(212)는 또한 하나의 비트 또는 칩과 같은 하나의 파일럿 신호의 패턴 성분 값을 읽고 유지하기 위해 복수의 I-탭(224A, 224B, 224C, 224D)을 포함한다. I-탭(224A-224D)은 I기본 라인(228)을 따라 연속적으로 배분되어 있다. Q-기본 라인(230)은 이곳에 연속해서 배분된 복수의 Q-탭(225A, 225B, 225C, 225D)을 포함한다. 탭 224A-224D와 225A-225D 중 인접한 각 쌍 사이에는 소정의 시간 동안 각 탭의 칩 값을 저장하기 위한 지연회로(226)가 있다. 지연회로(226)는 소정의 시간동안 입력으로부터 출력으로 신호의 송신을 지연하는 어떤 기기가 될 수 있으며, 바람직하게는 간단한 래치이다.
바람직하게, I-출력(233)에 인접하여 I-기본 라인(228)의 끝에는 I-적분기(234)가 있으며, Q-출력(235)에 인접하여 Q-기본 라인(230)의 끝에는 Q적분기(236)가 있다. 상기 I-적분기(234)와 Q-적분기(236)는 탭(224A-224D와 225A-225D)에 저장되어 있는 칩 값을 합하기 위해 사용된다. 복수의 탭 라인(240A-240H)은 I 탭(224A-224D)과 Q탭(225A-225D)을 I적분기(234)와 Q적분기(236)에 연결한다. 상기 I-출력(233)과 Q-출력(235)은 최종 적분기(239)에 전해진다. 최종 적분기(239)는 실시예에서 I-출력(233)과 Q-출력(235)의 제곱을 더하고 정합 필터 전압 출력, 정합 필터 출력(242)을 생산한다. 정합 필터 출력(242)은 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)로 전달된다. 역확산 정합 필터(212)는 매치가 검출될 때, 상대적으로 큰 에너지 신호를 출력함으로써 소정의 디지털 패턴과 일치하는 파일럿 신호를 검출한다. 게다가, 종래 기술에서 설명한 것과 같이 기지국에서 처음으로 확산된(spread) 파일럿 신호를 역확산한다. 이 역확산은 기지국으로부터 신호의 송신 중 파일럿 신호에 발생할 수 있는 위상의 상대적인 이동을 보상하기 위해 실행된다. 바람직하게, 역확산 정합 필터(212)는 QPSK역확산 구조를 실행한다. 그러나, 본 발명의 범위에서 역확산 정합 필터는 임의의 종류의 역확산 구조를 실행할 수 있다.
이러한 기능을 수행하기 위해, 수신된 디지털 파일럿 신호의 I-성분은 I-입력(220)으로 보내지고 수신된 파일럿 신호의 Q-성분은 Q-입력(222)으로 보내진다. 파일럿 신호의 Q와 I성분을 입력(220)과 입력(222)으로 보내는 속도, 즉, 정합 필터의 샘플링 속도는 샘플 마다 파일럿 신호 중 하나의 칩을 탭224A와225A에 놓게 한다. 샘플링 속도는 바람직하게는 파일럿 신호의 주파수이며 본 실시예에서는 1.2288MHz이다. I-기본 라인(228)과 Q-기본 라인(230)에 있는 제1의 지연회로(226)는 파일럿 신호를 지연하며, 바람직하게는 제1의 탭(224A와 225A)에서 파일럿 칩 기간, 약 .81밀리세컨드 동안 상기 칩 값을 유지한다. 상기 지연회로(226)는 칩 값을 각각 탭(224A와 225A)에서 탭(224B와 225B)으로 보낸다.
본 발명의 바람직한 실시예에서 .81은 파일럿 칩 기간이기 때문에, 이 지연시간은 제1의 칩 값을 탭(224A와 225A)으로부터 탭(224B와 225B)으로 송신하는 동시에 파일럿 신호 제2 칩 값을 탭(224A와 225A)에 놓도록 한다. 이러한 처리는 정합 필터의 탭(224A-224D)과 탭(225A-225D)이 각각 칩 값을 가질 때까지 계속된다.
샘플이 들어올 때마다, 즉, 바람직하게는 매 .81마이크로세컨드마다, n번째 탭에 있는 칩 값은 아래의 차트(1)에 따라 탭 라인 (240A-240H)을 통해 I-와 Q-적분기(234와 236)로 보내진다.
Figure 112002016523025-pct00001
I와 Q성분의 칩 값을 I와 Q적분기로 차트(1)에 따라 보냄으로써, 역확산 정합 필터(212)는 QPSK 파일럿 신호 입력을 역확산하고 소정의 신호와 일치할 때 최대의 출력을 제공한다. 역확산 정합 필터가 탐색하는 칩 값의 소정의 시퀀스는 도5에서 보여주는 것과 같이 탭 라인 (240A-240H)을 I-와 Q-적분기와 상호연결(interconnection) 또는 맵핑(mapping)함으로써 정합 필터에 배열한다. 이하 설명하는 방법에서, 차트(1)는 입력 파일럿 신호를 QPSK 역확산하고 소정의 신호와 매치될 때 최대의 출력을 제공하기 위해 각각 탭 라인(240A-240H)을 어떻게 상호 연결할지를 결정하는 키(key)로 사용된다.
QPSK역확산 구조에서 1, -1, -1, 1의 I-칩 시퀀스와 -1, -1, 1, 1의 Q-칩 시퀀스를 가지는 소정의 파일럿 시퀀스를 검출하기 위해, 도5에서 보여지는 상기 탭 라인 상호연결 또는 맵핑이(mapping) 실행될 것이다. 이러한 맵핑은 차트(1)에 따라 완성된다. I-기대치n(expectedn)과 Q-기대치n으로 라벨된 차트(1)의 제1과 제2의 열은 소정의 파일럿 시퀀스 하나의 I-와 Q- 칩 값 셋(a single set of simultaneous I- and Q- chip values), 즉, 상기 쌍(I-기대치n과 Q-기대치n)에 대해 네 개의 가능한 값으로 만들 수 있는 네 개의 I-와 Q-값 조합의 각각을 보여준다. 특히, 제1행의 (1, 1), 제2행의 (1, -1), 제3행의 (-1, 1), 제4행의 (-1, -1). 차트(1)의 제3과 제4 열은 파일럿 신호를 QPSK 역확산하고 소정의 파일럿 신호가 수신될 때 역확산 정합 필터(212)의 최대 출력을 제공하기 위해 I-탭(In)과 Q-탭(Qn)의 실제 값이 어떻게 I-적분기(234, I-outn) 또는 Q-적분기(236, Q-outn)로 보내지는 지를 보여준다.
예를 들어, 상기 차트(1)의 제1행은 만약 I-탭의 기대치 칩 값이 1이고 동시에 Q-탭의 기대치 칩 값이 1이면 즉, (I-기대치n, Q-기대치n)의 조합(1,1)에 대해, I-탭과 Q-탭을 어떻게 I-적분기(234)와 Q-적분기(236)에 연결하는지를 보여주고 있다. 제1열의 I-outn 행에 있는 상기 "In"은 (I-기대치n, Q-기대치 n)=(1,1)에 대해 I탭에 있는 실제 값은 I-적분기(234)로 직접 보내진다는 것을 나타낸다. 차트(1)의 Q-outn행에 있는 "Qn"는 (I-기대치n, Q-기대치n)=(1,1)에 대해 Q탭의 실제 값은 Q-적분기(236)로 직접 보내진다는 것을 나타낸다.
1, -1, -1, 1의 I-칩 시퀀스와 -1, -1, 1, 1의 Q-칩 시퀀스를 가지는 소정의 파일럿 시퀀스에 대해, (I-기대치n, Q-기대치n)=(1,1)에 대한 최대의 출력을 생산하기 위해 적분기(234와 236)를 연결하는 I-탭과 Q-탭은 탭224D와 225D가 될 것이다. 이것은 기대치 파일럿 시퀀스에서, (1,1)의 (I-기대치n, Q-기대치n)은 소정의 파일럿 시퀀스에서 발생하는 제4의 조합이고 I-탭(224D)과 Q-탭(225D)은 각각 I-입력(220)과 Q-입력(222)으로부터 I-기본 라인(228)과 Q-기본 라인(230)을 따르는 제4의 탭 쌍이기 때문이다.
따라서, 도5에서 보여지는 것과 같이, I-탭 값(1)은 탭 라인 (240D)을 통해 I-적분기(234)로 보내지고 Q-탭의 값(1)은 직접 탭라인(240H)을 통해 Q-적분기(236)로 보내진다. 이것은 최대의 출력값을 발생하기 위해 각각 최대의 값1과 1을 I-와 Q-적분기(234, 236)에 제공한다.
차트(1)의 제2열은 (I-기대치n, Q-기대치n)=(1,-1)에 대해 적분기(234와 236)로 어떻게 상호 연결되는지를 보여준다. 최대의 정합 필터 출력 신호를 발생하기 위해, 입력 파일럿 신호를 QPSK역확산하기 위해 (I-기대치n, Q-기대치n)=(1,-1)에 대해 제2열의 I-outn행에 있는 "-Qn"은 Q탭의 실제 값은 변환되어 I-적분기(234)로 보내진다는 것을 나타낸다. 제2열의 Q-outn행에 있는 "In"은 I탭의 실제 값이 Q-적분기(236)로 보내진다는 것을 나타낸다. 1, -1, -1, 1의 I-칩 시퀀스와 -1, -1, 1, 1의 Q-칩 시퀀스를 가지는 소정의 파일럿 시퀀스의 예에서, (1,-1)의 (I-기대치n, Q-기대치n)는 제1의 조합으로써 발생한다. 따라서, (I-기대치n, Q-기대치n)=(1,-1)에 대해 최대의 출력을 생산하기 위해 적분기(234와 236)와 상호 연결된 I탭과 Q탭은 입력(220과 222)에 입력된 후에 기본 라인(228과 230)에 있는 제1의 탭 쌍인 I-탭(224D)과 Q-탭(225D)일 것이다.
따라서, 도5에서 보여지는 것과 같이, I-탭(224A)에 있는 I-탭 값 1은 탭 라인(240A)을 통해 Q-적분기(236)로 보내지고, Q-탭(225A)에 있는 Q-탭의 값 -1은 탭 라인(240E)을 거쳐 인버터(241E)를 통해 I-적분기(236)로 보내진다. 따라서, 입력 칩 값이 기대치 칩 값과 매치될 때, 탭(224A와 225A)에 대한 합을 최대로 하기 위해 적분기(234와 236)로 보내진다.
차트(1)의 제3과 제4열은 차트(1)의 제1과 제2열에서 상기 설명한 방법으로 실행된다. 제3의 열에서, (I-기대치n, Q-기대치n)=(-1,1)에 대해, 탭(224C와 225C) 의 경우에 I-탭의 값, -1,은 탭 라인(240C)을 거쳐 인버터(240C)를 통해 Q-적분기(236)로 보내지고, Q-탭의 값, 1,은 탭 라인(240G)을 통해 I-적분기(234)로 직접 보내진다. I값, -1,은 변환되고 Q값, 1,은 직접 보내지므로 적분기(234와 236)는 탭(224C와 225C)에서 기대치 (-1,1)에 매치가 있을 때, 탭(224C와 225C)에 대한 최대의 합을 더한다. 마지막으로, 탭(224B와 225B)에서와 같이 (I-기대치n, Q-기대치n)=(-1,-1)이면, I-탭의 값-1은 탭 라인(240B)을 거쳐 인버터(241B)를 통해 I-적분기(234)로 보내지고 Q-탭의 값 -1은 탭 라인(240F)을 거쳐 인버터(241F)를 통해 Q-적분기(236)로 보내진다. 다시, 이러한 맵핑은 이러한 탭에서 기대치(1,1)와 매치가 있을 때, 탭(224D와 225D)에 대해 적분기(234와 236)에서 최대의 합이 발생한다.
각 적분기(234와 236)는 탭 라인(240A-240H)으로부터 입력을 더한다. 상기 I-출력(233)과 Q-출력(235)은 최종의 적분기(239)로 보내진다. 최종의 적분기(239)는 바람직하게 I-출력(233)과 Q-출력(235) 값을 제곱하여 그 결과를 더한다. 이러한 방법으로, 최종의 적분기(239)는 효율적으로 전압 신호로부터 에너지 측정을 발생한다. 이 에너지 측정은 복수의 비트 디지털 신호일 수 있으며, 정합 필터의 탭에 있는 디지털 신호가 정합 필터의 소정의 시퀀스에 매치되는 동안의 시간에는 상대적으로 클 것이다.
단지 (224A-224D)와 (225A-225D)의 8개의 탭만이 역확산 정합 필터(212)에 보여지고 있다. 32,768칩의 디지털 신호의 길이에 대해, 정합 필터의 각 기본 라인에서 32,768탭까지 사용될 수 있다. 그러나, 그렇게 많은 수의 탭을 가진 정합 필터를 만드는 것은 매우 어렵고 상대적으로 비싸기 때문에, 불필요하다. 현 파일럿 신호 패턴을 탐지하기 위해, 칩 패턴의 일부분만이 필요하다. 그러나, 잘못된 매치의 가능성을 최소화하기 위해, 역확산 정합 필터(212)는 각 기본 라인(228, 230)에는 바람직하게는 적어도 16탭을 가지야 한다. 보다 바람직하게, 역확산 정합 필터(212)는 거의 1024개의 탭을 포함하여야 한다(I-기본 라인(228)에 512개와 Q-기본 라인(230)에 512개).
1.2288MHz의 속도로 샘플링하고 샘플을 이동시키고 연속적인 탭에 저장함으로써, 역확산 정합 필터(212)는 수신된 신호 샘플의 히스토리(history)를 만들어 간다. 게다가, 종래 기술에서 설명한 것과 같이, 다른 기지국에서 송신한 상기 파일럿 신호들은 서로 동일하지만 위상의 오프셋이 이동되었다. 따라서, 역확산 정합 필터(212)의 샘플링 속도는 파일럿 신호를 방송하는 주파수와 동일하기 때문에, 그리고 역확산 정합 필터의 각 기본 라인(228, 230)에는 512의 탭이 있다고 가정을 하면, 각 하나의 칩 샘플을 획득할 때 역확산 정합 필터(212)는 효율적으로 주어진 위상 오프셋에서 파일럿 신호의 512 전체 칩의 매치를 조사한다. 역확산 정합 필터(212)는 탭의 큰 우세가 -1보다 1을 각 적분기(234와 236)로 보낼 때 매치를 탐지한다.
위에서 설명한 것과 같이, 역확산 정합 필터(212)에서, 탭의 실제 값이 기대치와 매치될 때만 1값은 상기 탭으로부터 적분기(234와 236)로 보내진다. 그렇지 않으면, 적분기(234와 236)의 출력 크기를 줄이고 최종 적분기(239)로부터의 역확산 정합 필터(212)의 출력 크기를 줄이는 -1을 적분기(234와 236)로 보낸다. 따라서, 역확산 정합 필터(212)의 탭에서 기대치 칩 값과 매치되는 수신된 칩 값의 수가 많을수록 역확산 정합 필터(212)의 출력 크기는 더 크다. 도3A-도3D와 관련하여 위에서 설명한 것과 같이, 파일럿 신호가 강할수록, 소정의 파일럿 시퀀스와 매치되는 파일럿 신호의 수신된 칩 값이 더 많을 것이다. 따라서, 역확산 정합 필터(212)의 출력 크기는 수신된 파일럿 신호의 상대적인 강도의 표시(indication)를 제공한다.
따라서, 역확산 정합 필터(212)의 출력(235)에서 발생한 상대적으로 높은 전압 크기는 주어진 위상 오프셋에서 상대적으로 강한 파일럿 신호의 존재(presence)를 표시한다. 역확산 정합 필터(212)는 출력 에너지 레벨을 출력(242)을 통해 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)에 전송한다.
에너지 저장 및 정렬 모듈(214)은 다른 에너지 레벨을 가지는 신호의 정렬을 제공하는 메모리 능력과 로직을 포함한다. 만약 상대적으로 큰 크기의 신호가 정합 필터 기본 출력(242)에서 탐지가 되면, 상기 신호의 크기와 위상 오프셋은 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)에 의해 저장된다. 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)은 역확산 정합 필터(212)로부터 탐색 정보를 저장하기 위해 구성될 수 있는 여러 방법이 있다. 예를 들어, 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)은 소정의 값보다 큰 크기의 신호만에 대한 정보를 저장하도록 구성될 수 있다. 선택적으로, 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)은 주어진 크기와 연결된 메모리 위치에서 주어진 크기의 신호에 대한 정보를 저장할 수 있다. 이러한 기능을 수행하는 메모리와 로직 성분의 실행과 구조는 당업계에 잘 알려져 있다.
도 4에서 보여지는 것과 같이, 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)의 출력은 처리 제어기(218)로 보내진다. 처리 제어기(218)는 표준 마이크로프로세서, 메모리 구성요소, 데이터와 주소의 버스를 포함한다. 처리 제어기(218)는 이동국의 기능을 제어한다. 게다가, 처리 제어기는 각각 버스 라인(217)과 버스 라인(215)을 통해 역확산 정합 필터(212)와 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)의 기능을 검사하고 제어할 수 있다. 예를 들어, 처리 제어기는 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)에 저장하거나 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)로부터 저장된 값을 지우는 임계 에너지 값을 설정할 수 있다. 이러한 기능을 수행하는 마이크로프로세서와 다른 성분의 구조와 실행 및 이하 설명하는 기능은 당업계에서 잘 알려져 있다.
종래 기술에서 설명한 것과 같이, 일단 이동국이 상대적으로 강한 파일럿 신호를 획득하는 위치에 있으면, 파일럿 신호는 이동국의 시간 기준을 파일럿 신호를 보내는 기지국에 동기화한다. 이러한 방법으로, 이동국이 수신하고 있는 상대적으로 강한 파일럿 신호의 절대적인 위상 오프셋이 이동국에 제공된다. 기본 탐색기(216)가 현재 동기화된 기지국의 파일럿을 검출하는 시간과, 역확산 정합 필터(212)가 각 상대적으로 강한 파일럿 신호를 검출하는 시간을 비교함으로써 처리 제어기(218)는 역확산 정합 필터(212)에 의해 검출된 각 파일럿 신호의 절대적인 위상 오프셋을 결정할 수 있다.
검출된 파일럿 신호의 위상 오프셋과 에너지에 관한 정보는 처리 제어기(218)에 의해 여러가지로 사용될 수 있다. 예를 들어, 처리 제어기(218)는 기본 탐색기(216)로 하여금 위에서 언급한 하나 이상의 절대적인 위상 오프셋에서 탐색을 시작하고 지시할 수 있다. 게다가, 종래 기술에서 언급한 것과 같이 처리 제어기(218)는 이동국이 어떤 기지국과 동기화할 것인지에 관한 결정을 한다. 또한, 종래 기술에서 언급한 것과 같이, 처리 제어기(218)는 이동국에 가장 가깝지 않은 기지국에 동기화할 수 있다. 따라서, 에너지 저장 및 정렬(214)은 어떤 임계값 이상의 크기를 가지는 신호가 검출될 때, 처리 제어기(218)에 경고를 한다. 이것은 처리 제어기(218)로 하여금 현재 동기화한 기지국 이외의 기지국과 동기화할 것인지를 결정할 수 있도록 한다. 이것은 역확산 정합 필터(212)에 검출된 파일럿 신호가 일정한 임계값 이상의 에너지 레벨을 가지고 있다는 것이 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)로부터 결정되면 발생된다. 선택적으로, 임계값 이상의 에너지가 결정이 될 때마다 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)이 측정(measurements)을 처리 제어기(218)에 제공하기보다, 처리 제어기(218)는 이동국이 현재 동기화하는 위상 오프셋 이외의 위상 오프셋의 상대적으로 큰 파일럿 신호의 크기를 조사하기 위해 주기적으로 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)을 조사(poll)한다.
위에서 설명한 것과 같이 역확산 정합 필터(212)가 수신한 각 샘플은 탐색기(210)로 하여금 주어진 위상 오프셋에서의 파일럿 신호의 존재를 효율적으로 조사하도록 한다. 바람직한 실시예에서, 탐색기(210)는 바람직하게 매 .81밀리세컨드마다 샘플을 획득한다. 따라서, 32,768 위상 오프셋의 시퀀스에서 파일럿 신호의 존재를 검사하기 위해 상대적으로 짧은 시간에 전체 파일럿 신호의 위상 오프셋 시퀀스를 탐색할 수 있는 역확산 정합 필터(212)와 합병함으로써 약 26.67밀리세컨드만이 요구된다.
게다가, 역확산 정합 필터(212)는 프로그램될 필요가 없다. 위에서 언급한 것과 같이, 파일럿 신호의 디지털 패턴은 모든 기지국에 대해 동일하다. 기지국 간에 변화하는 것은 패턴의 위상이며 패턴 자체는 아니다. 따라서, 이러한 패턴의 한 부분은 역확산 정합 필터(212)에 영구히 배치될 수 있다. 이것은 이롭게는 역확산 정합 필터(212)로 하여금 상대적으로 낮은 가격으로 만들어질 수 있도록 한다. 또한, 역확산 정합 필터(212)는 프로그램될 필요가 없기 때문에 이롭게는 상대적으로 적은 전력을 소비한다.
도4에서 보여지는 것과 같이, 역확산 정합 필터(212)와 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)은 바람직하게 기본 탐색기(216)와 병렬로 사용될 수 있다. 도6은 기본 탐색기(216)의 구성성분을 보여주는 블럭 다이어그램이다. 기본 탐색기(216)는 배경 기술에서 설명한 탐색기(10)와 유사하며 역확산 상관기(despreading correlator,250)와 에너지 저장 및 정렬 모듈(energy storage and sorting module,252)을 포함한다. 역확산 상관기(250)의 도식적으로 설명된 바람직한 실시예는 도7에서 보여지고 있다. 상관기(14)가 하나의 기대치 신호와의 상관관계를 나타내는 것과 같이 역확산 상관기(250)는 I-와 Q-입력 신호와 기대치간의 상관관계를 나타내거나 또는 I-와 Q-입력 신호를 탐색한다. 상관기(250)는 또한 송신 중 파일럿 신호(310)에 발생할 수 있는 상대적인 위상 이동을 수정하기 위해 QPSK 구조를 사용하여 파일럿 신호 입력을 역확산한다.
역확산 상관기(250)는 각각 Q-다중화기(multiplexer)(Q-MUX,264)와 I-다중화기(I-MUX,266)에 연결된 I-입력(262)과 Q-입력(260)을 포함한다. Q-MUX(264)의 출력은 제어 라인(268)의 상태에 의해 결정되며 I-MUX(266)의 출력은 제어 라인(270)의 상태에 의해 결정된다. 제어 라인(268,270)의 상태는 I-기대치n 입력(272)과 Q-기대치n 입력(274)의 배타적 논리곱(XOR) 게이트(276)에 의해 결정된다. I-기대치n와 Q-기대치n은 역확산 상관기(250)가 탐색하는 파일럿 신호, 즉 기대치 파일럿 신호의 I-와 Q-성분이다. 제어 라인(270)은 XOR게이트(276)에서 나온 출력을 변환하는 변환 버퍼(278)를 포함한다. Q-MUX(264)의 출력은 XOR게이트(278)의 하나의 입력으로 제공된다. XOR게이트로의 다른 입력은 기본 탐색기(216)가 탐색하고 있는 파일럿 신호의 I-성분인 I-기대치n이다. I-MUX(266)의 출력은 XOR게이트(280)의 입력으로 제공된다. XOR게이트(280)의 다른 입력은 기본 탐색기(216)가 탐색하고 있는 파일럿 신호의 Q성분인 Q-기대치n이다.
XOR게이트(278)의 출력은 Q-적분기(282)로 보내지고 XOR게이트(280)의 출력은 I-적분기(284)로 보내진다. Q-적분기(282)와 I-적분기(284)는 소정의 시간 동안 각각의 입력에서 상기 신호를 합한다. Q-적분기(282)와 I-적분기(284)의 출력은 Q-적분기와 I-적분기에서 출력된 상기 두 값을 제곱하는 최종의 적분기(286)로 보내지고 최종 출력(288)에서 에너지 출력을 생산하기 위해 상기 제곱된 값을 더한다. 이 값이 에너지 저장 및 정렬 모듈(252)로 보내질 수 있다.
역확산 상관기(250)는 QPSK 역확산과 상기 차트(1)에 따라 입력 신호에서 상관관계를 수행한다. 역확산 상관기(250)는 기대치 디지털 신호 입력(I-기대치n, Q-기대치n)에 대해 차트(1)에서 필요로 하는 (In, Qn)을 출력한다. 예를 들어, (I-기대치n, Q-기대치n)=(1,-1)에 대해, 차트(1)의 제2열에 따라 상기 I-적분기(282)로 보내지는 신호인 I-outn는 -Qn이어야 하고, Q-적분기로 보내지는 신호인 Q-outn은 In이어야 한다. 따라서, 수신된 Iin과 Qin이 기대치 신호(1,-1)이면 -Qn=1이고 이 값은 I-적분기(282)로 보내지고 In=1이고 이 값은 Q-적분기(284)로 보내진다.
역확산 상관기는 이러한 기능을 다음과 같이 수행한다. (I-기대치n, Q-기대치n)=(1,-1)에 대해, XOR게이트(276)의 출력은 1이다. 따라서, Q-MUX(264)는 Qin의 값,-1,을 XOR게이트(278)로 제공한다. 만약 샘플된 파일럿 신호가 이 기대치 신호, 즉 (Iin, Qin)=(1,-1)와 매치하면 I-기대치n=1이고 XOR 게이트(278)는 Q-적분기(282)에 의해 합을 최대로 하기 위해 1을 출력한다. I-채널에서, 만약XOR의 출력이 1이면 변환기(278)에 의해 I-MUX로의 제어 입력은 -1의 값을 가질 것이다. I-MUX 출력(292)에는 Iin이 놓일 것이다. Iin=1과 Q-기대치n=-1에 대해, XOR게이트(280)의 출력은 1이 될 것이며 I적분기(284)에 의해 최대로 합해질 것이다. 차트(1)에 있는 (I-기대치n, Q-기대치n)의 다른 가능한 조합의 매칭은 적분기(282와 284)에 1이 합해지는 유사한 결과를 가져온다. 이러한 방법으로, Q-적분기(282)와 I-적분기(284)에 의해 발생한 상기 신호는 입력 신호(Iin, Qin)의 패턴이 기대치 신호(I-기대치n, Q-기대치n)의 패턴과 일치할 때 상대적으로 클 것이다.
위에서 언급한 것과 같이, Q-적분기(282)와 I-적분기(284)의 출력은 최종의 적분기(286)로 보내지고 바람직하게는 제곱되어 합해진다. 따라서, 만약 역확산 상관기(250)로의 입력이 기대치 신호와 매치되면 최종 적분기(286)의 에너지 출력은 상대적으로 높을 것이다. 높은 에너지 출력을 발생하기 때문에, 입력 신호는 기대치 신호와 매치되고 기대치 신호의 위상은 기본 탐색기가 검출하려하는 신호의 위상일 것이다.
게다가, 주어진 위상에서 매치가 있는지를 결정하기 위해 데이터가 모아지는 시간은 적분기(282와 284)의 적분 시간이다. 따라서, 주어진 위상 오프셋 파일럿 신호를 탐색하기 위해, 같은 위상 오프셋의 기대치 신호는 역확산 상관기(250)로 보내진다. 또한, 적분기(282, 284)의 적분 시간은 주어진 위상 오프셋에 대해 데이터가 모아지는 시간의 양과 같도록 조절된다. 이러한 방법으로, 주어진 위상 오프셋에 대한 매치만이 최종 출력(288)에서의 최종 출력 에너지에 더해진다. 역확산 정합 필터(212)와 같이, 역확산 상관기(250)는 바람직하게 1.2288MHz의 파일럿 신호 주파수로 입력 샘플을 취한다. 이것은 기대치 신호가 역확산 상관기(250)로 보내지는 주파수와 동일한 주파수이다.
기대치 신호의 매치가 있을 때만 +1이 적분기(282, 284)로 보내지기 때문에 만약 수신된 신호가 기대치 신호와 정확히 매치되지 않으면 -1이 적분기(282, 284)로 보내질 것이다. 이것은 이러한 적분기 출력의 크기를 줄이며 따라서 최종 적분기(286)로부터 역확산 상관기(250)의 출력은 줄어들 것이다. 도3A-3D와 관련하여 위에서 설명한 것과 같이 수신된 파일럿 신호가 강할수록 더 많은 실제 칩 값이 이상적이고 소정의 파일럿 시퀀스 칩 값과 매치될 것이다. 따라서, 수신된 파일럿 신호가 강할수록 적분기(282, 284)에 의해 더해지고 더 작은 -1이 더해져서 역확산 상관기(250)의 출력 크기는 더 높아질 것이다. 이러한 방법으로 역확산 상관기의 출력 크기는 수신된 파일럿 신호의 상대적인 강도에 대한 지시를 제공한다.
각 매치는 출력(288)에서 전체 에너지 값에 상대적으로 적은 양만을 더한다. 따라서, 상관기(250)는 기대치 신호와 비교하여 상대적으로 강한 파일럿 신호가 검출되었는지 또는 단지 랜덤한 매칭이 일어났는지를 합리적으로 결정하기 충분히 높은 에너지를 발생하기 위해 충분한 샘플을 취하여야 한다. 따라서, 상대적으로 강한 매치가 탐지되었는지를 합리적으로 결정하도록 하기 위해 주어진 위상 기대치 신호는 충분한 시간 동안 역확산 상관기(250)에 제공되어야 한다. 비록 주어진 오프셋에서 파일럿 신호가 존재하는지를 결정하기 전에 연속적인 샘플의 소정의 수가 취해져야 하지만 만약 전술한 소정의 수의 연속적인 샘플이 수집되기 전에 명백히 상관관계가 적으면 조기에 샘플을 수집하는 것을 종료할 수 있다. 만약 예를 들어 상대적으로 높은 에너지가 발생되면 샘플들은 계속해서 취해진다. 그러나 만약 원하는 샘플의 중요한 부분이 수집된 후에, 상대적으로 낮은 에너지가 발생되면, 적분기(282,284와 286)에서 수집된 정보는 버려질 수 있으며 기대치 신호의 위상은 이동할 수 있으며 그리고 적분기는 시간 0에서 다시 시작될 수 있다.
역확산기 및 상관기 모듈(250)의 최종 출력(288)은 바람직하게 에너지 저장 및 정렬 모듈(252)로 보내진다. 이 모듈은 본질적으로 도4에서 보여지는 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)과 동일할 수 있으며 본질적으로 동일한 방법으로 작동할 수 있다. 또한 역확산 정합 필터(212)와 역확산 상관기(250)는 동일한 에너지 저장 및 정렬 모듈에 제공될 수 있다.
에너지 저장 및 정렬 모듈(252)의 출력은 처리 제어기(218)에 연결되어 있다. 처리 제어기(218)는 이동국이 동기화 되었는지와 가장 적절한 기지국으로부터 데이터 신호를 수신하고 있는지를 결정하기 위해 에너지 저장 및 정렬 모듈(252)에 저장된 정보를 사용할 수 있다. 에너지 저장 및 정렬 모듈(214)과 함께 처리 제어기(218)는 주기적인 방법으로 에너지 저장 및 정렬 모듈을 조사(poll)할 수 있고 또는 에너지 저장 및 정렬 모듈(252)은 소정의 임계값보다 더 높은 에너지를 처리 제어기(218)에 경고할 수 있다.
위에서 설명한 것과 같이, 역확산 상관기(250)가 탐색하고 있는 기지국 위상 신호가 기대치 신호의 위상에 의해 결정이 된다. 따라서, 제1의 위상 오프셋으로 탐색을 하고 만약 중요치 않은 에너지가 탐색이 되면 기준 신호의 위상을 변화하는 간단한 방법으로써 다른 위상 오프셋을 탐색하기 위해 제1의 위상 오프셋으로부터 수백 또는 수천 칩을 이동한다. 게다가, 26.6ms 전체 탐색 동안 최고의 에너지 정보가 얻어지고, 만약 중요치 않거나 기대하지 않은 에너지가 26.6ms동안 후에도 주어진 위상 오프셋에서 검출되지 않으면 상기 탐색은 그만두고 다른 위상 오프셋으로 초기화될 수 있다.
따라서, 역확산 정합 필터(212)와 병렬로 상관기(250)를 사용함으로써, 상관기(252)는 이동국이 현재 동기화하고 있는 파일럿 신호의 위상 오프셋 주위의 기지국 위상 오프셋을 조사할 수 있다. 동시에, 역확산 정합 필터(212)는 이롭게는 상관기가 파일럿 신호 위상 오프셋 전체의 시퀀스 중 작은 서브셋(subset)만을 조사하기 때문에 상관기(252)가 놓칠 수도 있는 다른 강한 파일럿 신호를 조사하기 위해 위상 오프셋의 전체 시퀀스를 빨리 돌아본다(sweep). 이것은 이롭게는 현재 동기화한 기지국 주위의 기지국 위상 오프셋 중 높은 우선 순위 위상 오프셋을 빠른 속도로, 예를 들어 두 개, 세 개 또는 그 이상의 주위 위상 오프셋이 26.6ms에 조사될 수 있는 속도로, 여전히 탐지하면서, 파일럿 신호 위상 오프셋의 전체 시퀀스 중 상대적으로 짧은 시간 동안의 파일럿 강도에 관한 정보를 이동국에 제공한다.
역확산 및 상관 모듈(252)과 병렬로 역확산 정합 필터(212)를 사용함은 상기 이로움을 제공하지만, 또한 역확산 정합 필터(212)만의 사용을 생각할 수 있다. 게다가, 하나 이상의 정합 필터를 상관기와 병렬로 또는 상관기 없이 사용하는 것은 본 발명의 범위이다. 만약 하나 이상의 정합 필터가 사용되면, 전체 파일럿 신호 위상 오프셋을 탐색하는데 요구되는 시간의 양은 감소될 것이다. 예를 들어, 만약 두 개의 정합 필터가 사용되면, 각 정합 필터는 32,768 위상 오프셋의 전체 시퀀스 중 절반인 즉,16,384칩을 탐색하도록 구성될 수 있다. 이러한 방법으로, 전체 파일럿 신호 위상 오프셋 시퀀스 공간은 절반의 시간에 탐색될 수 있다. 또한, 두 개 이상의 정합 필터가 유사한 방법으로 사용되는 것이 생각될 수 있다.
역확산 정합 필터(212), 상관기(250), 에너지 저장 및 정렬 모듈(252,214) 모두는 처리 제어기(218)에 독립적으로 작동할 수 있다. 따라서, 저장된 그들의 에너지와 위상 오프셋은 최소한의 처리 제어 자원만을 사용하여 높은 에너지 파일럿 신호가 검출될 수 있다. 이것은 이롭게는 다른 이동국 기능에 대해서는 처리 제어 시간에 구속되지(free)되지 않는다.
본 발명은 상기 설명한 특별한 실시예에 제한되지 않는다는 것이 이해될 것 이다. 본 발명의 많은 다른 실시예가 본 발명의 범위와 정신을 벗어나지 않은 채 구성될 수 있다.

Claims (13)

  1. 주기적인 디지털 신호의 존재를 검출하기 위한 방법으로서,
    상기 주기적인 디지털 신호의 지속기간(duration)보다 작은 지속기간을 가지는 상기 주기적인 디지털 신호의 일부분을 매칭 필터링하는 단계;
    상기 매칭 필터링 단계에 따라 상기 주기적인 디지털 신호의 위상 오프셋을 결정하는 단계;
    상관기에 의해 상기 주기적인 디지털 신호를 상관하는 단계;
    정합 필터에 의해 상기 주기적인 디지털 신호와 제 1의 기대되는 디지털 신호 사이의 제 1 매칭을 탐색하는 단계;
    상기 제 1 매칭이 발생하는 상대적인 시간을 제공하는 단계;
    상기 제공된 상대 시간 및 절대 시간에 따라 상기 주기적인 디지털 신호의 오프셋을 결정하는 단계; 및
    상기 오프셋 정보를 상기 상관기에 제공하는 단계를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 정합 필터에 의해 상기 주기적인 디지털 신호와 상기 제 1의 기대되는 디지털 신호 사이의 상기 제 1 매칭을 탐색하는 단계는 상기 주기적인 디지털 신호를 포함하는 전체 시퀀스에서 매칭을 탐색하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    매칭 품질의 메트릭을 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 상관기에 의해 상기 주기적인 디지털 신호와 제 2의 기대되는 디지털 신호 사이의 제 2 매칭을 탐색하는 단계; 및
    상기 제 2 매칭이 발생하는 경우의 표시를 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 상관기에 의해 상기 주기적인 디지털 신호와 상기 제 2의 기대되는 디지털 신호 사이의 상기 제 2 매칭을 탐색하는 단계는,
    이동 유니트가 현재 동기화되어 있는 기지국에 의해 전송된 신호의 위상 오프셋과 동일한 위상 오프셋을 가지는 상기 주기적인 디지털 신호와 상기 제 2의 기대되는 디지털 신호 사이의 제 2 매칭을 탐색하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 상관기에 의해 상기 주기적인 디지털 신호와 상기 제 2의 기대되는 디지털 신호 사이의 상기 제 2 매칭을 탐색하는 단계는,
    상기 정합 필터에 의해 제공되는 상기 주기적인 디지털 신호와 상기 제 2의 기대되는 디지털 신호 사이의 제 2 매칭을 탐색하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 주기적인 디지털 신호의 존재를 검출하기 위한 장치로서,
    상기 주기적인 디지털 신호의 제 1 성분의 기대치 값 및 제 2 성분의 기대치 값을 수신하도록 구성된 제 1 제어 로직;
    상기 제 1 제어 로직에 통신적으로 접속되고, 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분 및 상기 제 2 성분을 수신하도록 구성되는 제 1 멀티플렉서;
    상기 제 1 제어 로직에 통신적으로 접속되고, 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분 및 상기 제 2 성분을 수신하도록 구성되는 제 2 멀티플렉서;
    상기 제 1 멀티플렉서에 의해 제공된 상기 주기적인 디지털 신호의 하나의 성분 및 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분의 기대치 값을 수신하도록 구성된 제 2 제어 로직;
    상기 제 2 멀티플렉서에 의해 제공된 상기 주기적인 디지털 신호의 하나의 성분 및 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 2 성분의 기대치 값을 수신하도록 구성된 제 3 제어 로직;
    상기 멀티플렉서와 통신적으로 접속된 제 1 적분기; 및
    상기 제 2 멀티플렉서와 통신적으로 접속된 제 2 적분기를 포함하는 장치.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분 및 상기 제 2 성분은 상기 주기적인 디지털 신호의 동위상 성분 및 직교 위상 성분을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 주기적인 디지털 신호의 존재를 검출하기 위한 장치로서,
    상기 주기적인 디지털 신호의 지속기간보다 작은 지속기간을 가지는 상기 주기적인 디지털 신호의 일부분을 수신하도록 구성된 정합 필터;
    상기 정합 필터에 통신적으로 접속되어, 상기 정합 필터의 출력에 따라 상기 주기적인 디지털 신호의 위상 오프셋을 결정하기 위한 수단; 및
    상기 정합 필터와 병렬 접속된 상관기를 포함하며, 상기 상관기는,
    상기 주기적인 디지털 신호의 제 1 성분의 기대치 값과 제 2 성분의 기대치 값을 수신하도록 구성된 제 1 제어 로직,
    상기 제 1 제어 로직에 통신적으로 접속되어 상기 주기적인 디지털 신호의 제 1 성분 및 제 2 성분을 수신하도록 구성된 제 1 멀티플렉서,
    상기 제 1 제어 로직에 통신적으로 접속되어 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분 및 상기 제 2 성분을 수신하도록 구성된 제 2 멀티플렉서,
    상기 제 1 멀티플렉서에 의해 제공된 상기 주기적인 디지털 신호의 하나의 성분 및 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분의 기대치 값을 수신하도록 구성된 제 2 제어 로직,
    상기 제 2 멀티플렉서에 의해 제공된 상기 주기적인 디지털 신호의 하나의 성분 및 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 2 성분의 기대치 값을 수신하도록 구성된 제 3 제어 로직,
    상기 제 1 멀티플렉서에 통신적으로 접속된 제 1 적분기, 및
    상기 제 2 멀티플렉서에 통신적으로 접속된 제 2 적분기를 포함하는 장치.
  10. 주기적인 디지털 신호의 존재를 검출하기 위한 방법으로서,
    상기 주기적인 디지털 신호의 제 1 성분의 기대치 값 및 제 2 성분의 기대치 값에 따라 제어값을 발생하는 단계;
    상기 주기적인 디지털 신호의 각각의 성분을 상기 제어값에 따라 상기 기대치 값들 중 하나와 결합하여 제 1 결합 신호 및 제 2 결합 신호를 제공하는 단계; 및
    일정 시간 간격에 걸쳐 상기 제 1 결합 신호 및 상기 제 2 결합 신호를 합산하는 단계를 포함하며,
    상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분의 기대치 값 및 상기 제 2 성분의 기대치 값에 따라 상기 제어값을 발생하는 단계는 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분의 기대치 값 및 상기 제 2 성분의 기대치 값에 배타적 논리합(exclusive-OR) 함수를 수행하는 단계를 포함하는 방법.
  11. 주기적인 디지털 신호의 존재를 검출하기 위한 방법으로서,
    상기 주기적인 디지털 신호의 제 1 성분의 기대치 값 및 제 2 성분의 기대치 값에 따라 제어값을 발생하는 단계;
    상기 주기적인 디지털 신호의 각각의 성분을 상기 제어값에 따라 상기 기대치 값들 중 하나와 결합하여 제 1 결합 신호 및 제 2 결합 신호를 제공하는 단계; 및
    일정한 시간 간격에 걸쳐 상기 제 1 결합 신호 및 상기 제 2 결합 신호를 합산하는 단계를 포함하며,
    상기 주기적인 디지털 신호의 각각의 성분을 상기 제어값에 따른 상기 기대치 값들 중 하나와 결합하여 제 1 결합 신호 및 제 2 결합 신호를 제공하는 단계는 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분의 기대치 값 및 상기 제 1 성분에 배타적 논리합 함수를 수행하고, 상기 제 1 제어값이 발생될 때 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 2 성분의 기대치 값 및 상기 제 2 성분에 배타적 논리합 함수를 수행하는 단계; 및
    상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 2 성분의 기대치 값 및 상기 제 1 성분에 배타적 논리합 함수를 수행하고, 상기 제 1 제어값이 발생될 때 상기 주기적인 디지털 신호의 상기 제 1 성분의 기대치 값 및 상기 제 2 성분에 배타적 논리합 함수를 수행하는 단계를 포함하는 방법.
  12. 삭제
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