JP2705623B2 - ダイバーシチ送受信方法及び送受信機 - Google Patents
ダイバーシチ送受信方法及び送受信機Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ダイバーシチ送受信機
に関わり、特に、厳しいマルチパスフェージングが問題
となるデジタル無線伝送において、スペクトラム拡散に
よる符号化多重を利用して時間ダイバーシチ効果を得る
ことが出来るダイバーシチ送受信方法及び送受信機に関
する。
に関わり、特に、厳しいマルチパスフェージングが問題
となるデジタル無線伝送において、スペクトラム拡散に
よる符号化多重を利用して時間ダイバーシチ効果を得る
ことが出来るダイバーシチ送受信方法及び送受信機に関
する。
【０００２】
【従来の技術】フェージング回線における無線伝送で
は、通常ダイバーシチ受信が必要となる。フェージング
にはフラットフェージングと選択性フェージングに大別
できる。フラットフェージングとは、マルチパス伝搬は
発生していないが、直接受信波そのものが伝搬途中にて
振幅・位相の変動を受けるものである。他方、選択性フ
ェージングとは、マルチパス伝搬が発生し、その各々の
マルチパスによる到来波が独立の振幅・位相の変動を受
けるものである。この場合、受信信号は、複数のマルチ
パス波の合成波となる為、位相変動の状況によりある周
波数にて逆相合成となることがある。すなわち、受信ス
ペクトラムに周波数選択的なフェード（ノッチ）が発生
する。前記フラットフェージングの場合には、受信レベ
ルの変動が問題となり、受信波形そのものは歪みを受け
ない。しかしマルチパスによる選択性フェージングの場
合は、受信レベル変動に加えて受信波形に歪みが発生す
る。
は、通常ダイバーシチ受信が必要となる。フェージング
にはフラットフェージングと選択性フェージングに大別
できる。フラットフェージングとは、マルチパス伝搬は
発生していないが、直接受信波そのものが伝搬途中にて
振幅・位相の変動を受けるものである。他方、選択性フ
ェージングとは、マルチパス伝搬が発生し、その各々の
マルチパスによる到来波が独立の振幅・位相の変動を受
けるものである。この場合、受信信号は、複数のマルチ
パス波の合成波となる為、位相変動の状況によりある周
波数にて逆相合成となることがある。すなわち、受信ス
ペクトラムに周波数選択的なフェード（ノッチ）が発生
する。前記フラットフェージングの場合には、受信レベ
ルの変動が問題となり、受信波形そのものは歪みを受け
ない。しかしマルチパスによる選択性フェージングの場
合は、受信レベル変動に加えて受信波形に歪みが発生す
る。
【０００３】以上のようなフェージング回線に対して
は、従来からダイバーシチ受信および適応等化技術が用
いられている。これらには種々の方式があるが、ここで
は時間ダイバーシチと適応等化を用いたものを対象とす
る。
は、従来からダイバーシチ受信および適応等化技術が用
いられている。これらには種々の方式があるが、ここで
は時間ダイバーシチと適応等化を用いたものを対象とす
る。
【０００４】従来技術の一例を図７に示す。図７におい
て、７０１は遅延時間がτの遅延素子、７０２は２個の
変調器、７０３は２個の送信機、７０４は合成器、７０
５は１個の送信アンテナ、７０６は１個の受信アンテ
ナ、７０７は分波器、７０８は２個の受信機、７０９は
２個の復調器、７１０は遅延時間がτの遅延素子、７１
１はダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成回路、７
１２は適応等化器である。
て、７０１は遅延時間がτの遅延素子、７０２は２個の
変調器、７０３は２個の送信機、７０４は合成器、７０
５は１個の送信アンテナ、７０６は１個の受信アンテ
ナ、７０７は分波器、７０８は２個の受信機、７０９は
２個の復調器、７１０は遅延時間がτの遅延素子、７１
１はダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成回路、７
１２は適応等化器である。
【０００５】図７において、送信データ系列Ｓは２分岐
され、一方は変調器７０２に入力される。他方には遅延
素子７０１によりτの遅延時間を与えた後、第２の変調
器７０２に入力する。ここで中間周波数帯に変調を行
い、送信機７０３に入力する。２個の送信機７０３は、
それぞれ無線周波数ｆ１，ｆ２に周波数変換および増幅
を行い、合成器７０４に出力する。合成器７０４は、入
力された２ブランチの信号を合成し、該合成信号を送信
アンテナ７０５に供給する。この送信側処理により、遅
延時間差を有する２ブランチの送信信号（ｆ１，ｆ２）
が送信される。
され、一方は変調器７０２に入力される。他方には遅延
素子７０１によりτの遅延時間を与えた後、第２の変調
器７０２に入力する。ここで中間周波数帯に変調を行
い、送信機７０３に入力する。２個の送信機７０３は、
それぞれ無線周波数ｆ１，ｆ２に周波数変換および増幅
を行い、合成器７０４に出力する。合成器７０４は、入
力された２ブランチの信号を合成し、該合成信号を送信
アンテナ７０５に供給する。この送信側処理により、遅
延時間差を有する２ブランチの送信信号（ｆ１，ｆ２）
が送信される。
【０００６】図７の受信側において、受信アンテナ７０
６で受信した信号を分波器７０７でｆ１およびｆ２の周
波数に分波する。該分波出力をそれぞれ２個の受信機７
０８に入力し、増幅および中間周波数への変換を行う。
復調器７０９は該受信信号の復調（同期検波）を行う。
第１のブランチの復調器出力のみを遅延素子７１０によ
りτだけ遅延させる。以上の操作により、送信側で与え
た遅延差は吸収され、第１と第２のブランチ間のタイミ
ングは一致する。これらの第１および第２のブランチ信
号をダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成回路７１
１に入力する。
６で受信した信号を分波器７０７でｆ１およびｆ２の周
波数に分波する。該分波出力をそれぞれ２個の受信機７
０８に入力し、増幅および中間周波数への変換を行う。
復調器７０９は該受信信号の復調（同期検波）を行う。
第１のブランチの復調器出力のみを遅延素子７１０によ
りτだけ遅延させる。以上の操作により、送信側で与え
た遅延差は吸収され、第１と第２のブランチ間のタイミ
ングは一致する。これらの第１および第２のブランチ信
号をダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成回路７１
１に入力する。
【０００７】７１１がダイバーシチ切替回路の場合に
は、入力されたダイバーシチブランチ信号の内、回線品
質の高いブランチを選択する。各ダイバーシチブランチ
の伝送品質を比較する手段としては、フレーム同期外れ
状態やビット誤り率などが従来から用いられている。
は、入力されたダイバーシチブランチ信号の内、回線品
質の高いブランチを選択する。各ダイバーシチブランチ
の伝送品質を比較する手段としては、フレーム同期外れ
状態やビット誤り率などが従来から用いられている。
【０００８】７１１がダイバーシチ合成回路の場合に
は、入力されたダイバーシチブランチ信号が互いに同相
に位相制御し合成する同相合成方式がある。さらにＳＮ
Ｒ（信号対雑音電力比）を考慮して最適な合成を行うも
のとして、最大比合成（Ｍａｘｉｍａｌ Ｒａｔｉｏ
Ｃｏｍｂｉｎｅ；ＭＲＣ）が用いられている。これは位
相を同位相に制御するだけでなく、各ブランチの振幅が
２乗となるよう振幅制御を加えたものである。
は、入力されたダイバーシチブランチ信号が互いに同相
に位相制御し合成する同相合成方式がある。さらにＳＮ
Ｒ（信号対雑音電力比）を考慮して最適な合成を行うも
のとして、最大比合成（Ｍａｘｉｍａｌ Ｒａｔｉｏ
Ｃｏｍｂｉｎｅ；ＭＲＣ）が用いられている。これは位
相を同位相に制御するだけでなく、各ブランチの振幅が
２乗となるよう振幅制御を加えたものである。
【０００９】ダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成
回路の出力は適応等化器７１２に入力される。適応等化
器７１２はマルチパス歪みの除去を行う。
回路の出力は適応等化器７１２に入力される。適応等化
器７１２はマルチパス歪みの除去を行う。
【００１０】図７のダイバーシチ方式は周波数を２波
（ｆ１，ｆ２）使用している為、周波数ダイバーシチで
あると言える。しかし、ｆ１とｆ２のセパレーションが
十分でなく、周波数相関が高い場合には周波数ダイバー
シチ効果が得られない。一方、図７では遅延素子７０１
により第２ブランチをτだけ遅延させている。このτを
フェージング周期より大とすれば、時間ダイバーシチ効
果が得られる。一般に周波数相関を下げるには周波数セ
パレーションを広げる必要があるが、これは周波数有効
利用の観点から望ましくない。従って、図７はあくまで
時間ダイバーシチが主体であり、周波数ダイバーシチは
時間ダイバーシチブランチを分離する為の手段でしかな
い。また図７の従来技術では、２波の無線周波数を扱う
為、送信器７０３が２個、受信機７０８が２個必要とな
る。通常、これらの送信機および受信機は装置規模が大
であり、コストが高い。ダイバーシチブランチ数を２ブ
ランチから増加させ、ＮブランチとするにはＮ個の送信
機とＮ個の受信機が必要となり、装置規模とコストの面
で問題となる。
（ｆ１，ｆ２）使用している為、周波数ダイバーシチで
あると言える。しかし、ｆ１とｆ２のセパレーションが
十分でなく、周波数相関が高い場合には周波数ダイバー
シチ効果が得られない。一方、図７では遅延素子７０１
により第２ブランチをτだけ遅延させている。このτを
フェージング周期より大とすれば、時間ダイバーシチ効
果が得られる。一般に周波数相関を下げるには周波数セ
パレーションを広げる必要があるが、これは周波数有効
利用の観点から望ましくない。従って、図７はあくまで
時間ダイバーシチが主体であり、周波数ダイバーシチは
時間ダイバーシチブランチを分離する為の手段でしかな
い。また図７の従来技術では、２波の無線周波数を扱う
為、送信器７０３が２個、受信機７０８が２個必要とな
る。通常、これらの送信機および受信機は装置規模が大
であり、コストが高い。ダイバーシチブランチ数を２ブ
ランチから増加させ、ＮブランチとするにはＮ個の送信
機とＮ個の受信機が必要となり、装置規模とコストの面
で問題となる。
【００１１】第２の従来技術を図８に示す。これは、特
開昭６３−２８６０２７号公報の「送信パスダイバーシ
チ伝送方式」として１９８８年１１月２２日に公開され
たものである。図８において、８０１は変調器、８０２
は遅延回路、８０３は第１の送信アンテナ、８０４は第
２の送信アンテナ、８０５は１個の受信アンテナ、８０
６は受信機、８０７は検波器、８０８は波形等化器、８
０９は判定器である。該公開公報によると、遅延回路は
変調シンボルの１タイムスロット以上に設定する。また
２個の送信アンテナからの送信波はそれぞれ独立な空間
を伝搬し、１個の受信アンテナ８０５で受信される。従
って、受信波は主波と遅延波が互いに独立なレイリーフ
ェージングを受けたマルチパス波となる。波形等化器８
０８は、主波または遅延波のいずれかを抽出し、他方を
除去することで２ブランチ選択ダイバーシチを行う。ま
たは波形等化器をＲＡＫＥとする点に関し、各成分の遅
延量を観測し、その遅延量を調整して各波を合成し、相
対的に主波成分以外を抑制することが説明されている。
開昭６３−２８６０２７号公報の「送信パスダイバーシ
チ伝送方式」として１９８８年１１月２２日に公開され
たものである。図８において、８０１は変調器、８０２
は遅延回路、８０３は第１の送信アンテナ、８０４は第
２の送信アンテナ、８０５は１個の受信アンテナ、８０
６は受信機、８０７は検波器、８０８は波形等化器、８
０９は判定器である。該公開公報によると、遅延回路は
変調シンボルの１タイムスロット以上に設定する。また
２個の送信アンテナからの送信波はそれぞれ独立な空間
を伝搬し、１個の受信アンテナ８０５で受信される。従
って、受信波は主波と遅延波が互いに独立なレイリーフ
ェージングを受けたマルチパス波となる。波形等化器８
０８は、主波または遅延波のいずれかを抽出し、他方を
除去することで２ブランチ選択ダイバーシチを行う。ま
たは波形等化器をＲＡＫＥとする点に関し、各成分の遅
延量を観測し、その遅延量を調整して各波を合成し、相
対的に主波成分以外を抑制することが説明されている。
【００１２】従って、図８の従来技術のダイバーシチは
伝搬路の空間的無相関を利用しているので、空間ダイバ
ーシチと位置付けられる。通常空間ダイバーシチは受信
アンテナを複数必要とするが、該公開公報記載のもので
は送信側を２個のアンテナとし、受信側を１個とするこ
とで、受信側の装置規模とコストを小とすることを目的
としている。陸上移動通信のようにアンテナサイズが小
さい場合には問題は無いが、この方式を大口径アンテナ
を必要とするマイクロ波通信などに適用する場合には、
アンテナの個数分だけ装置規模とコストが増加するとい
う問題がある。
伝搬路の空間的無相関を利用しているので、空間ダイバ
ーシチと位置付けられる。通常空間ダイバーシチは受信
アンテナを複数必要とするが、該公開公報記載のもので
は送信側を２個のアンテナとし、受信側を１個とするこ
とで、受信側の装置規模とコストを小とすることを目的
としている。陸上移動通信のようにアンテナサイズが小
さい場合には問題は無いが、この方式を大口径アンテナ
を必要とするマイクロ波通信などに適用する場合には、
アンテナの個数分だけ装置規模とコストが増加するとい
う問題がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の技術で
は、ダイバーシチ受信を行うには周波数または空間（パ
ス）のいずれか媒体に依存する必要がある。特に、時間
を媒体とする時間ダイバーシチはダイバーシチブランチ
の分離抽出する手段として周波数ダイバーシチが併用さ
れ、装置規模とコストが増加するという問題がある。ま
た空間（パス）ダイバーシチは基本的に複数のアンテナ
を必要とする。アンテナ口径が大きい場合には、空間
（パス）ダイバーシチは不経済という問題がある。これ
らの周波数および空間（パス）ダイバーシチではブラン
チ数を増加する場合には、さらに装置規模とコストが大
となる。
は、ダイバーシチ受信を行うには周波数または空間（パ
ス）のいずれか媒体に依存する必要がある。特に、時間
を媒体とする時間ダイバーシチはダイバーシチブランチ
の分離抽出する手段として周波数ダイバーシチが併用さ
れ、装置規模とコストが増加するという問題がある。ま
た空間（パス）ダイバーシチは基本的に複数のアンテナ
を必要とする。アンテナ口径が大きい場合には、空間
（パス）ダイバーシチは不経済という問題がある。これ
らの周波数および空間（パス）ダイバーシチではブラン
チ数を増加する場合には、さらに装置規模とコストが大
となる。
【００１４】本発明は、以上の問題点を解決することを
目的とし、周波数帯域を広げる周波数ダイバーシチや、
複数アンテナを用いる空間（パス）ダイバーシチを採用
するのではなく、スペクトラム拡散による符号化多重を
利用した時間ダイバーシチを実現するダイバーシチ送受
信方法及び送受信機を提供する。
目的とし、周波数帯域を広げる周波数ダイバーシチや、
複数アンテナを用いる空間（パス）ダイバーシチを採用
するのではなく、スペクトラム拡散による符号化多重を
利用した時間ダイバーシチを実現するダイバーシチ送受
信方法及び送受信機を提供する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上述の問題を解決するた
め、本発明のダイバーシチ送受信方法として、送信側に
おいて、送信信号を相互に遅延関係にある複数ブランチ
の信号とし、それぞれ変調後に独立のスペクトラム拡散
を行い合成して単一アンテナで送信し、受信側におい
て、単一アンテナで受信した信号を送信側と対応するス
ペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号とし、前記
複数ブランチの信号を復調し相関制御により最大比合成
を行うことを特徴とする。
め、本発明のダイバーシチ送受信方法として、送信側に
おいて、送信信号を相互に遅延関係にある複数ブランチ
の信号とし、それぞれ変調後に独立のスペクトラム拡散
を行い合成して単一アンテナで送信し、受信側におい
て、単一アンテナで受信した信号を送信側と対応するス
ペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号とし、前記
複数ブランチの信号を復調し相関制御により最大比合成
を行うことを特徴とする。
【００１６】また、ダイバーシチ送受信装置として、送
信側において、送信信号を相互に遅延関係にある複数ブ
ランチの信号にする分岐手段と、前記複数ブランチの信
号にそれぞれ独立のスペクトラム拡散を行うスペクトラ
ム拡散手段と、前記スペクトラム拡散手段の出力を合成
して送信する送信手段とを備え、受信側において、受信
手段と、前記受信手段で受信した信号に送信側と対応す
るスペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号とする
スペクトラム逆拡散手段と、前記複数ブランチの信号を
復調し位相を調整した受信信号とする復調・遅延手段
と、前記受信信号のそれぞれに相関値を乗算する複数個
の複素乗算手段と、複数個の前記複素乗算手段の出力を
合成する合成手段と、前記合成手段の出力の振幅を制御
する増幅手段と、前記増幅手段の出力と前記複素乗算手
段の入力とに基づき複数個の前記相関値を出力する相関
手段とを備えたことを特徴とする。
信側において、送信信号を相互に遅延関係にある複数ブ
ランチの信号にする分岐手段と、前記複数ブランチの信
号にそれぞれ独立のスペクトラム拡散を行うスペクトラ
ム拡散手段と、前記スペクトラム拡散手段の出力を合成
して送信する送信手段とを備え、受信側において、受信
手段と、前記受信手段で受信した信号に送信側と対応す
るスペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号とする
スペクトラム逆拡散手段と、前記複数ブランチの信号を
復調し位相を調整した受信信号とする復調・遅延手段
と、前記受信信号のそれぞれに相関値を乗算する複数個
の複素乗算手段と、複数個の前記複素乗算手段の出力を
合成する合成手段と、前記合成手段の出力の振幅を制御
する増幅手段と、前記増幅手段の出力と前記複素乗算手
段の入力とに基づき複数個の前記相関値を出力する相関
手段とを備えたことを特徴とする。
【００１７】他のダイバーシチ送受信装置として、送信
側において、送信信号を相互に遅延関係にある複数ブラ
ンチの信号にする分岐手段と、前記複数ブランチの信号
にそれぞれ独立のスペクトラム拡散を行うスペクトラム
拡散手段と、前記スペクトラム拡散手段の出力を合成し
て送信する送信手段とを備え、受信側において、受信手
段と、前記受信手段で受信した信号に送信側と対応した
スペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号とするス
ペクトラム逆拡散手段と、前記複数ブランチの信号を復
調し合成信号とする復調・合成手段と、前記合成信号を
入力とする相関制御による適応型の整合フィルタ手段
と、前記整合フィルタ手段の出力を入力とする適応等化
器とを備えたことを特徴とする。
側において、送信信号を相互に遅延関係にある複数ブラ
ンチの信号にする分岐手段と、前記複数ブランチの信号
にそれぞれ独立のスペクトラム拡散を行うスペクトラム
拡散手段と、前記スペクトラム拡散手段の出力を合成し
て送信する送信手段とを備え、受信側において、受信手
段と、前記受信手段で受信した信号に送信側と対応した
スペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号とするス
ペクトラム逆拡散手段と、前記複数ブランチの信号を復
調し合成信号とする復調・合成手段と、前記合成信号を
入力とする相関制御による適応型の整合フィルタ手段
と、前記整合フィルタ手段の出力を入力とする適応等化
器とを備えたことを特徴とする。
【００１８】更に、ダイバーシチ受信装置として、受信
手段と、前記受信手段で受信した信号に送信側と対応し
たスペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号とする
スペクトラム逆拡散手段と、前記複数ブランチの信号を
復調し位相を調整した受信信号とする復調・遅延手段
と、前記受信信号のそれぞれに相関値を乗算する複数個
の複素乗算手段と、複数個の前記複素乗算手段の出力を
合成して出力する合成手段と、前記合成手段の出力の振
幅を制御する増幅手段と、前記増幅手段の出力と前記複
素乗算手段の入力とに基づき複数個の前記相関値を出力
する相関手段とを備えたことを特徴とする。
手段と、前記受信手段で受信した信号に送信側と対応し
たスペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号とする
スペクトラム逆拡散手段と、前記複数ブランチの信号を
復調し位相を調整した受信信号とする復調・遅延手段
と、前記受信信号のそれぞれに相関値を乗算する複数個
の複素乗算手段と、複数個の前記複素乗算手段の出力を
合成して出力する合成手段と、前記合成手段の出力の振
幅を制御する増幅手段と、前記増幅手段の出力と前記複
素乗算手段の入力とに基づき複数個の前記相関値を出力
する相関手段とを備えたことを特徴とする。
【００１９】また、他のダイバーシチ受信装置として、
受信手段と、前記受信手段で受信した信号に送信側と対
応したスペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号と
するスペクトラム逆拡散手段と、前記複数ブランチの信
号を復調し合成信号とする復調・合成手段と、前記合成
信号を入力とする適応型の整合フィルタ手段と、前記整
合フィルタ手段の出力を入力とする適応等化器とを備
え、前記整合フィルタ手段は、入力を前記ブランチ間の
信号遅延時間を単位として順次遅延する第１及び第２の
遅延手段と、前記第１遅延手段の各出力と前記適応等化
器の出力とに基づき複数個の相関値を出力し、前記第２
の遅延手段の対応する各出力にそれぞれ複素乗算し、複
素乗算出力を合成して出力する演算手段で構成したこと
を特徴とする。
受信手段と、前記受信手段で受信した信号に送信側と対
応したスペクトラム逆拡散を行い複数ブランチの信号と
するスペクトラム逆拡散手段と、前記複数ブランチの信
号を復調し合成信号とする復調・合成手段と、前記合成
信号を入力とする適応型の整合フィルタ手段と、前記整
合フィルタ手段の出力を入力とする適応等化器とを備
え、前記整合フィルタ手段は、入力を前記ブランチ間の
信号遅延時間を単位として順次遅延する第１及び第２の
遅延手段と、前記第１遅延手段の各出力と前記適応等化
器の出力とに基づき複数個の相関値を出力し、前記第２
の遅延手段の対応する各出力にそれぞれ複素乗算し、複
素乗算出力を合成して出力する演算手段で構成したこと
を特徴とする。
【００２０】
（第１の実施例）次に本発明の第１の実施例について図
面を参照して説明する。図１は本実施例の送受信機の構
成である。図１において、１０１は遅延時間がτの遅延
素子、１０２は２個の変調器、１０３は２個のスペクト
ラム拡散器、１０４は合成器、１０５は１個の送信機、
１０６は１個の送信アンテナ、１０７は１個の受信アン
テナ、１０８は１個の受信機、１０９は２個のスペクト
ラム逆拡散器、１１０は２個の復調器、１１１は遅延時
間がτの遅延素子、１１２は２個の複素乗算器、１１３
は２個の相関器、１１４は合成器、１１５は１個のＡＧ
Ｃ増幅器、１１６は１個の適応等化器である。
面を参照して説明する。図１は本実施例の送受信機の構
成である。図１において、１０１は遅延時間がτの遅延
素子、１０２は２個の変調器、１０３は２個のスペクト
ラム拡散器、１０４は合成器、１０５は１個の送信機、
１０６は１個の送信アンテナ、１０７は１個の受信アン
テナ、１０８は１個の受信機、１０９は２個のスペクト
ラム逆拡散器、１１０は２個の復調器、１１１は遅延時
間がτの遅延素子、１１２は２個の複素乗算器、１１３
は２個の相関器、１１４は合成器、１１５は１個のＡＧ
Ｃ増幅器、１１６は１個の適応等化器である。
【００２１】図１の送信側において、送信データ信号ａ
ｎは２分岐され２個の変調器１０２に入力される。さら
に２個のスペクトラム拡散器１０３によりそれぞれ独立
な拡散符号により拡散される。これを合成器１０４によ
り合成することで符号化多重が行われる。すなわち、符
号化多重の２チャンネル分を２ブランチのダイバーシチ
信号に割り当てる。これを送信機１０５により１波の無
線周波数に変換し、増幅を行った後、送信アンテナ１０
６により送信する。
ｎは２分岐され２個の変調器１０２に入力される。さら
に２個のスペクトラム拡散器１０３によりそれぞれ独立
な拡散符号により拡散される。これを合成器１０４によ
り合成することで符号化多重が行われる。すなわち、符
号化多重の２チャンネル分を２ブランチのダイバーシチ
信号に割り当てる。これを送信機１０５により１波の無
線周波数に変換し、増幅を行った後、送信アンテナ１０
６により送信する。
【００２２】受信側では、受信アンテナ１０７により受
信された信号は受信機１０８により低雑音増幅および周
波数変換を受ける。該受信信号は２分岐され２個のスペ
クトラム逆拡散器１０９に入力される。ここで送信側ブ
ランチと対応した拡散符号により逆拡散され変調波が抽
出される。抽出された変調波の内第２ブランチは送信側
にてτの遅延を与えているので、受信側の第１ブランチ
にτの遅延を与えれば、両ブランチのタイミングは一致
する。従って、遅延素子１１１は第１ブランチにτの遅
延を与える。このブランチ受信信号はそれぞれ複素乗算
器１１２に入力され、ここで複素係数Ｗ１およびＷ２を
それぞれ乗ぜられ合成器１１４にて合成する。合成器１
１４の出力を分岐し、一方は適応等化器１１６に、他方
はＡＧＣ増幅器１１５に入力する。適応等化器１１６は
ダイバーシチ合成後のマルチパス歪みを除去するもので
あり、その出力は判定データ信号Λn となる。
信された信号は受信機１０８により低雑音増幅および周
波数変換を受ける。該受信信号は２分岐され２個のスペ
クトラム逆拡散器１０９に入力される。ここで送信側ブ
ランチと対応した拡散符号により逆拡散され変調波が抽
出される。抽出された変調波の内第２ブランチは送信側
にてτの遅延を与えているので、受信側の第１ブランチ
にτの遅延を与えれば、両ブランチのタイミングは一致
する。従って、遅延素子１１１は第１ブランチにτの遅
延を与える。このブランチ受信信号はそれぞれ複素乗算
器１１２に入力され、ここで複素係数Ｗ１およびＷ２を
それぞれ乗ぜられ合成器１１４にて合成する。合成器１
１４の出力を分岐し、一方は適応等化器１１６に、他方
はＡＧＣ増幅器１１５に入力する。適応等化器１１６は
ダイバーシチ合成後のマルチパス歪みを除去するもので
あり、その出力は判定データ信号Λn となる。
【００２３】前記ＡＧＣ増幅器１１５はダイバーシチ合
成信号を振幅に関して正規化し、その出力を２個の相関
器１１３に帰還する。両ブランチの複素乗算器１１２の
入力はそれぞれ相関器１１３に入力される。相関器１１
３はＡＧＣ増幅器１１５出力と各ダイバーシチブランチ
信号との相関を取る。該相関値は該当するブランチの複
素乗算器に乗じられ、ダイバーシチの最大比合成（ＭＲ
Ｃ）が行われる。
成信号を振幅に関して正規化し、その出力を２個の相関
器１１３に帰還する。両ブランチの複素乗算器１１２の
入力はそれぞれ相関器１１３に入力される。相関器１１
３はＡＧＣ増幅器１１５出力と各ダイバーシチブランチ
信号との相関を取る。該相関値は該当するブランチの複
素乗算器に乗じられ、ダイバーシチの最大比合成（ＭＲ
Ｃ）が行われる。
【００２４】以上の動作を図２を用いて説明する。図２
において、２０１は受信レベルの時間変動、２０２はブ
ランチ１の相関制御前の受信信号ベクトル、２０３はブ
ランチ２の相関制御前の受信信号ベクトル、２０４はブ
ランチ１の相関制御後の受信信号ベクトル、２０５はブ
ランチ２の相関制御後の受信信号ベクトル、２０６はＭ
ＲＣ出力（合成器１１４出力）での受信信号ベクトルで
ある。
において、２０１は受信レベルの時間変動、２０２はブ
ランチ１の相関制御前の受信信号ベクトル、２０３はブ
ランチ２の相関制御前の受信信号ベクトル、２０４はブ
ランチ１の相関制御後の受信信号ベクトル、２０５はブ
ランチ２の相関制御後の受信信号ベクトル、２０６はＭ
ＲＣ出力（合成器１１４出力）での受信信号ベクトルで
ある。
【００２５】図２の２０１に示すように、時刻ｔ＝ｔ０
で受信レベルがフェージングによるフェードを受け、ｔ
＝ｔ０＋τではフェードを受けていないと仮定する。こ
の場合、時刻ｔ＝ｔ０でのブランチ１の送信信号は送信
データ信号ａｎに複素伝達係数ｈ（ｔ０）を乗じたもの
となる。一方、該送信データ信号ａｎは時刻τだけ経過
してからブランチ２を通して送信される。この場合のブ
ランチ２の送信信号はａｎに複素伝達係数ｈ（ｔ０＋
τ）を乗じたものであることは明らかである。
で受信レベルがフェージングによるフェードを受け、ｔ
＝ｔ０＋τではフェードを受けていないと仮定する。こ
の場合、時刻ｔ＝ｔ０でのブランチ１の送信信号は送信
データ信号ａｎに複素伝達係数ｈ（ｔ０）を乗じたもの
となる。一方、該送信データ信号ａｎは時刻τだけ経過
してからブランチ２を通して送信される。この場合のブ
ランチ２の送信信号はａｎに複素伝達係数ｈ（ｔ０＋
τ）を乗じたものであることは明らかである。
【００２６】受信側ではブランチ２の方にτの遅延を加
えてタイミングを一致させている為、両ブランチの複素
乗算器１１２の入力における受信信号Ｓ１およびＳ２は
次式のように示される。 Ｓ１＝ｈ（ｔ０）・ａｎ （１） Ｓ２＝ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ （２） 各ブランチの相関器１１３が出力する相関値をＷ１，Ｗ
２とすると、合成器１１４出力ｙは ｙ＝Ｗ１・Ｓ１＋Ｗ２・Ｓ２ （３） となる。これに上記（１）（２）式を代入すると ｙ＝｛Ｗ１・ｈ（ｔ０）＋Ｗ２・ｈ（ｔ０＋τ）｝・ａｎ （４） となる。これをＡＧＣ増幅器１１５により信号包絡線
（振幅）により正規化すると、ＡＧＣ増幅器１１５の出
力として Ｒ＝１・ａｎ （５） を得る。ここでは、このＲをリファレンス信号と称す
る。相関器１１３ではＳ１、Ｓ２のブランチ信号とリフ
ァレンス信号Ｒとの相関演算を行う。この演算は、ブラ
ンチ信号の複素共約をリファレンスＲに乗算し、その時
間平均化を行う。時間平均処理はアナログ処理であれ
ば、ＲＣローパスフィルタなどの積分回路を用いる。デ
ジタル処理であるならば、逐次修正処理を行う。相関値
Ｗ１およびＷ２は次式のように表現できる。 Ｗ１＝Ｅ［Ｓ１* ・Ｒ］ ＝Ｅ［｛ｈ（ｔ０）ａｎ｝* ・ａｎ］ ＝Ｅ［ｈ* （ｔ０）］・Ｅ［ａｎ* ・ａｎ］ （６） Ｗ２＝Ｅ［Ｓ２* ・Ｒ］ ＝Ｅ［｛ｈ（ｔ０＋τ）ａｎ｝* ・ａｎ］ ＝Ｅ［ｈ* （ｔ０＋τ）］・Ｅ［ａｎ* ・ａｎ］ （７） ここでＥ［ ］は時間平均化処理を示し、期待値とも呼
ばれる。この平均化処理速度（積分時間）をデータ・シ
ンボル周期よりも十分長く設定する。この場合、データ
信号の自己相関係数は
えてタイミングを一致させている為、両ブランチの複素
乗算器１１２の入力における受信信号Ｓ１およびＳ２は
次式のように示される。 Ｓ１＝ｈ（ｔ０）・ａｎ （１） Ｓ２＝ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ （２） 各ブランチの相関器１１３が出力する相関値をＷ１，Ｗ
２とすると、合成器１１４出力ｙは ｙ＝Ｗ１・Ｓ１＋Ｗ２・Ｓ２ （３） となる。これに上記（１）（２）式を代入すると ｙ＝｛Ｗ１・ｈ（ｔ０）＋Ｗ２・ｈ（ｔ０＋τ）｝・ａｎ （４） となる。これをＡＧＣ増幅器１１５により信号包絡線
（振幅）により正規化すると、ＡＧＣ増幅器１１５の出
力として Ｒ＝１・ａｎ （５） を得る。ここでは、このＲをリファレンス信号と称す
る。相関器１１３ではＳ１、Ｓ２のブランチ信号とリフ
ァレンス信号Ｒとの相関演算を行う。この演算は、ブラ
ンチ信号の複素共約をリファレンスＲに乗算し、その時
間平均化を行う。時間平均処理はアナログ処理であれ
ば、ＲＣローパスフィルタなどの積分回路を用いる。デ
ジタル処理であるならば、逐次修正処理を行う。相関値
Ｗ１およびＷ２は次式のように表現できる。 Ｗ１＝Ｅ［Ｓ１* ・Ｒ］ ＝Ｅ［｛ｈ（ｔ０）ａｎ｝* ・ａｎ］ ＝Ｅ［ｈ* （ｔ０）］・Ｅ［ａｎ* ・ａｎ］ （６） Ｗ２＝Ｅ［Ｓ２* ・Ｒ］ ＝Ｅ［｛ｈ（ｔ０＋τ）ａｎ｝* ・ａｎ］ ＝Ｅ［ｈ* （ｔ０＋τ）］・Ｅ［ａｎ* ・ａｎ］ （７） ここでＥ［ ］は時間平均化処理を示し、期待値とも呼
ばれる。この平均化処理速度（積分時間）をデータ・シ
ンボル周期よりも十分長く設定する。この場合、データ
信号の自己相関係数は
【００２７】
【００２８】のようにクロネッカーのデルタで定義でき
る。また相関演算の平均化処理速度（積分時間）はシン
ボル周期よりも長いが、フェージング変動の周期よりも
十分短かく設定する。この場合、フェージング変動には
平均化処理が加わらず、伝達係数に関する期待値は外れ
る。従って（６）（７）式は次式のようになる。 Ｗ１＝ｈ* （ｔ０） （９） Ｗ２＝ｈ* （ｔ０＋τ） （１０） 従って複素乗算器１１２の出力は、それぞれ Ｗ１・Ｓ１＝ｈ* （ｔ０）・ｈ（ｔ０）・ａｎ （１１） Ｗ２・Ｓ２＝ｈ* （ｔ０＋τ）・ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ （１２） となる。ここで注目すべきは、各ダイバーシチブランチ
のデータシンボルａｎに乗じられる伝達係数が電力のデ
ィメンジョンとなり実数となっていることである。これ
を図２のベクトル図で説明すると、２０２の信号ベクト
ルＳ１がＷ１を乗ぜられることにより２０４のように実
軸上に位相制御される。さらに振幅に関してはｈ* （ｔ
０）・ｈ（ｔ０）と２乗の関係で制御されている。同様
に２０３の信号ベクトルは２０４に示すように位相に関
しては実軸上に、振幅は自乗に制御されている。これら
の２０４と２０５をそのまま合成器１１４により合成す
ることで、Ｓ１とＳ２の最大合成（ＭＲＣ）は実現され
る。
る。また相関演算の平均化処理速度（積分時間）はシン
ボル周期よりも長いが、フェージング変動の周期よりも
十分短かく設定する。この場合、フェージング変動には
平均化処理が加わらず、伝達係数に関する期待値は外れ
る。従って（６）（７）式は次式のようになる。 Ｗ１＝ｈ* （ｔ０） （９） Ｗ２＝ｈ* （ｔ０＋τ） （１０） 従って複素乗算器１１２の出力は、それぞれ Ｗ１・Ｓ１＝ｈ* （ｔ０）・ｈ（ｔ０）・ａｎ （１１） Ｗ２・Ｓ２＝ｈ* （ｔ０＋τ）・ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ （１２） となる。ここで注目すべきは、各ダイバーシチブランチ
のデータシンボルａｎに乗じられる伝達係数が電力のデ
ィメンジョンとなり実数となっていることである。これ
を図２のベクトル図で説明すると、２０２の信号ベクト
ルＳ１がＷ１を乗ぜられることにより２０４のように実
軸上に位相制御される。さらに振幅に関してはｈ* （ｔ
０）・ｈ（ｔ０）と２乗の関係で制御されている。同様
に２０３の信号ベクトルは２０４に示すように位相に関
しては実軸上に、振幅は自乗に制御されている。これら
の２０４と２０５をそのまま合成器１１４により合成す
ることで、Ｓ１とＳ２の最大合成（ＭＲＣ）は実現され
る。
【００２９】（４）式に（９）（１０）式を代入して、
ＭＲＣ出力は ｙ＝｛ｈ* （ｔ０）・ｈ（ｔ０）＋ｈ* （ｔ０＋τ）・
ｈ（ｔ０＋τ）｝・ａｎ となる。ここでｈ（ｔ０）とｈ（ｔ０＋τ）はτの遅延
差を有しており、それぞれは独立したレイリーフェージ
ングに従う。図２の２０１に示すようにｔ＝ｔ０におい
てフェードが生じている場合には、その伝達係数ｈ（ｔ
０）の振幅はゼロに近づく。他方ｔ＝ｔ０＋τの時刻で
はフェードが発生していない。この場合、ｈ（ｔ０＋
τ）は受信レベルに対応した振幅を保つ。従ってＳ１と
Ｓ２に無相関なレベル変動が生じ、これをＭＲＣするこ
とで時間ダイバーシチが実現されることになる。
ＭＲＣ出力は ｙ＝｛ｈ* （ｔ０）・ｈ（ｔ０）＋ｈ* （ｔ０＋τ）・
ｈ（ｔ０＋τ）｝・ａｎ となる。ここでｈ（ｔ０）とｈ（ｔ０＋τ）はτの遅延
差を有しており、それぞれは独立したレイリーフェージ
ングに従う。図２の２０１に示すようにｔ＝ｔ０におい
てフェードが生じている場合には、その伝達係数ｈ（ｔ
０）の振幅はゼロに近づく。他方ｔ＝ｔ０＋τの時刻で
はフェードが発生していない。この場合、ｈ（ｔ０＋
τ）は受信レベルに対応した振幅を保つ。従ってＳ１と
Ｓ２に無相関なレベル変動が生じ、これをＭＲＣするこ
とで時間ダイバーシチが実現されることになる。
【００３０】（第２の実施例）以上は２ブランチのダイ
バーシチに適用した実施例であるが、図２においてｔ＝
ｔ０およびｔ＝ｔ０＋τの両時刻において、フェードが
発生した場合には信号断となるのはやむを得ない。従っ
て、通信回線品質を改善するにはダイバーシチ次数を増
加させる必要がある。図３は第２の実施例であり４重ダ
イバーシチの構成方法を示したものである。図３におい
て、３０１は遅延時間がτの遅延素子、３０２は遅延時
間が２τの遅延素子、３０３は遅延時間が３τの遅延素
子、３０４は４個の変調器、３０５は４個のスペクトラ
ム拡散器、３０６は合成器、３０７は１個の送信機、３
０８は１個の送信アンテナ、３０９は１個の受信アンテ
ナ、３１０は１個の受信機、３１１は４個のスペクトラ
ム逆拡散器、３１２は４個の復調器、３１３は遅延時間
が３τの遅延素子、３１４は遅延時間が２τの遅延素
子、３１５は遅延時間がτの遅延素子、３１６は４個の
複素乗算器、３１７は４個の相関器、３１８は合成器、
３１９は適応等化器、３２０はＡＧＣ増幅器である。図
３の動作は図１の動作と同じであり、ダイバーシチブラ
ンチが４になっただけである。その代わりに遅延素子３
０１〜３０３と３１３〜３１５により４ブランチ間のタ
イミングを一致させている。
バーシチに適用した実施例であるが、図２においてｔ＝
ｔ０およびｔ＝ｔ０＋τの両時刻において、フェードが
発生した場合には信号断となるのはやむを得ない。従っ
て、通信回線品質を改善するにはダイバーシチ次数を増
加させる必要がある。図３は第２の実施例であり４重ダ
イバーシチの構成方法を示したものである。図３におい
て、３０１は遅延時間がτの遅延素子、３０２は遅延時
間が２τの遅延素子、３０３は遅延時間が３τの遅延素
子、３０４は４個の変調器、３０５は４個のスペクトラ
ム拡散器、３０６は合成器、３０７は１個の送信機、３
０８は１個の送信アンテナ、３０９は１個の受信アンテ
ナ、３１０は１個の受信機、３１１は４個のスペクトラ
ム逆拡散器、３１２は４個の復調器、３１３は遅延時間
が３τの遅延素子、３１４は遅延時間が２τの遅延素
子、３１５は遅延時間がτの遅延素子、３１６は４個の
複素乗算器、３１７は４個の相関器、３１８は合成器、
３１９は適応等化器、３２０はＡＧＣ増幅器である。図
３の動作は図１の動作と同じであり、ダイバーシチブラ
ンチが４になっただけである。その代わりに遅延素子３
０１〜３０３と３１３〜３１５により４ブランチ間のタ
イミングを一致させている。
【００３１】図４は４重ダイバーシチの効果の説明図で
ある。図４において、４０１は受信レベルの時間変動、
４０２はブランチ１の相関制御前の信号ベクトル、４０
３はブランチ２の相関制御前の信号ベクトル、４０４は
ブランチ３の相関制御前の信号ベクトル、４０５はブラ
ンチ４の相関制御前の信号ベクトル、４０６はブランチ
１の相関制御後の信号ベクトル、４０７はブランチ２の
相関制御後の信号ベクトル、４０８はブランチ３の相関
制御後の信号ベクトル、４０９はブランチ４の相関制御
後の信号ベクトル、４１０はＭＲＣ出力での信号ベクト
ルである。
ある。図４において、４０１は受信レベルの時間変動、
４０２はブランチ１の相関制御前の信号ベクトル、４０
３はブランチ２の相関制御前の信号ベクトル、４０４は
ブランチ３の相関制御前の信号ベクトル、４０５はブラ
ンチ４の相関制御前の信号ベクトル、４０６はブランチ
１の相関制御後の信号ベクトル、４０７はブランチ２の
相関制御後の信号ベクトル、４０８はブランチ３の相関
制御後の信号ベクトル、４０９はブランチ４の相関制御
後の信号ベクトル、４１０はＭＲＣ出力での信号ベクト
ルである。
【００３２】図４において、時刻ｔ＝ｔ０およびｔ０＋
τにおいてフェードが発生していると仮定する。この場
合２重ダイバーシチであれば、瞬断となるが、図４に示
すようにブランチ３、ブランチ４がフェードしていない
為、ＭＲＣ合成後の信号は断とはならない。このように
ダイバーシチブランチ数の増加に伴い瞬断確率を低減で
きる。
τにおいてフェードが発生していると仮定する。この場
合２重ダイバーシチであれば、瞬断となるが、図４に示
すようにブランチ３、ブランチ４がフェードしていない
為、ＭＲＣ合成後の信号は断とはならない。このように
ダイバーシチブランチ数の増加に伴い瞬断確率を低減で
きる。
【００３３】以上の実施例では、複数の無線周波数およ
び複数のアンテナを用いなくても、容易にダイバーシチ
次数を増加できる。特にスペクトラム拡散、変調、およ
び復調手段は無線周波数を直接扱わないので、デジタル
処理のＬＳＩ化が可能である。従って、ダイバーシチ装
置としては従来よりも規模とコスト面で有利となる。
び複数のアンテナを用いなくても、容易にダイバーシチ
次数を増加できる。特にスペクトラム拡散、変調、およ
び復調手段は無線周波数を直接扱わないので、デジタル
処理のＬＳＩ化が可能である。従って、ダイバーシチ装
置としては従来よりも規模とコスト面で有利となる。
【００３４】（第３の実施例）次に第３の実施例につい
て図面を参照して説明する。図５は本発明の第３の実施
例である。図５において、５０１は遅延時間がτの遅延
素子、５０２は２個の変調器、５０３は２個のスペクト
ラム拡散器、５０４は合成器、５０５は１個の送信機、
５０６は１個の送信アンテナ、５０７は１個の受信アン
テナ、５０８は１個の受信機、５０９は２個のスペクト
ラム逆拡散器、５１０は２個の復調器、５１１は合成
器、５１２は整合フィルタ、５１３は適応等化器であ
る。また５１２の整合フィルタ内部において、５１２ａ
は遅延時間がτの遅延素子、５１２ｂは２個の複素乗算
器、５１２ｃは１個の合成器５１２ｄは遅延時間τの遅
延素子、５１２ｅは２個の相関器、５１２ｆは遅延時間
ηの遅延素子である。
て図面を参照して説明する。図５は本発明の第３の実施
例である。図５において、５０１は遅延時間がτの遅延
素子、５０２は２個の変調器、５０３は２個のスペクト
ラム拡散器、５０４は合成器、５０５は１個の送信機、
５０６は１個の送信アンテナ、５０７は１個の受信アン
テナ、５０８は１個の受信機、５０９は２個のスペクト
ラム逆拡散器、５１０は２個の復調器、５１１は合成
器、５１２は整合フィルタ、５１３は適応等化器であ
る。また５１２の整合フィルタ内部において、５１２ａ
は遅延時間がτの遅延素子、５１２ｂは２個の複素乗算
器、５１２ｃは１個の合成器５１２ｄは遅延時間τの遅
延素子、５１２ｅは２個の相関器、５１２ｆは遅延時間
ηの遅延素子である。
【００３５】図５の送信側構成は、図１の送信側と同一
である。受信側においては、受信アンテナ５０７から復
調器５１０までが図１の構成と同一である。この実施例
では各ブランチの復調器５１０出力を合成器５１１で合
成する。この際、第１，第２の実施例のように受信側遅
延調整を行わない。従って、合成器５１１出力には送信
側の遅延していないブランチ１と送信側でτの遅延を与
えたブランチ２の合成波が出力される。すなわち、合成
器５１１出力はブランチ１とブランチ２によるマルチパ
ス波が形成される。整合フィルタ５１２は、該マルチパ
ス波に整合フィルタリング（ＲＡＫＥ）を施す。すなわ
ちここで、主波のブランチ１信号と遅延波のブランチ２
信号が時間軸上にて最大比合成され、時間ダイバーシチ
が実現される。整合フィルタ５１２出力では最終的な符
号間干渉を適応等化器５１３で除去し、判定データとし
て出力させる。
である。受信側においては、受信アンテナ５０７から復
調器５１０までが図１の構成と同一である。この実施例
では各ブランチの復調器５１０出力を合成器５１１で合
成する。この際、第１，第２の実施例のように受信側遅
延調整を行わない。従って、合成器５１１出力には送信
側の遅延していないブランチ１と送信側でτの遅延を与
えたブランチ２の合成波が出力される。すなわち、合成
器５１１出力はブランチ１とブランチ２によるマルチパ
ス波が形成される。整合フィルタ５１２は、該マルチパ
ス波に整合フィルタリング（ＲＡＫＥ）を施す。すなわ
ちここで、主波のブランチ１信号と遅延波のブランチ２
信号が時間軸上にて最大比合成され、時間ダイバーシチ
が実現される。整合フィルタ５１２出力では最終的な符
号間干渉を適応等化器５１３で除去し、判定データとし
て出力させる。
【００３６】上記動作を図６を用いて説明する。図６に
おいて、６０１は受信レベルの時間変動、６０２は合成
器５１１出力におけるインパルス応答、６０３は整合フ
ィルタ５１２のインパルス応答、６０４は整合フィルタ
５１２出力における畳込み応答である。前述したよう
に、合成器５１１ではブランチ１とブランチ２の受信復
調波をそのまま合成している。従って、合成器５１１で
のインパルス応答は Ｈ（ｔ）＝ｈ（ｔ０）・δ（ｔ０）＋ｈ（ｔ０＋τ）・
δ（ｔ０＋τ）（１４） と示すことができる。ここでδはクロネッカーのデルタ
で次式のように定義する。
おいて、６０１は受信レベルの時間変動、６０２は合成
器５１１出力におけるインパルス応答、６０３は整合フ
ィルタ５１２のインパルス応答、６０４は整合フィルタ
５１２出力における畳込み応答である。前述したよう
に、合成器５１１ではブランチ１とブランチ２の受信復
調波をそのまま合成している。従って、合成器５１１で
のインパルス応答は Ｈ（ｔ）＝ｈ（ｔ０）・δ（ｔ０）＋ｈ（ｔ０＋τ）・
δ（ｔ０＋τ）（１４） と示すことができる。ここでδはクロネッカーのデルタ
で次式のように定義する。
【００３７】
【００３８】図６では時刻ｔ０の時フェードが発生し、
これに該当する伝達係数ｈ（ｔ０）の振幅は小となって
いる。他方、時刻ｔ０＋τの伝達係数ｈ（ｔ０＋τ）は
フェードを受けていないと仮定する。この場合、（１
４）式のインパルス応答は６０２のようになっている。
これに送信データ信号系列ａｎを畳み込むと受信信号が
得られる。すなわち整合フィルタ５１２入力におけるｎ
タイムスロットの受信信号ｒｎは
これに該当する伝達係数ｈ（ｔ０）の振幅は小となって
いる。他方、時刻ｔ０＋τの伝達係数ｈ（ｔ０＋τ）は
フェードを受けていないと仮定する。この場合、（１
４）式のインパルス応答は６０２のようになっている。
これに送信データ信号系列ａｎを畳み込むと受信信号が
得られる。すなわち整合フィルタ５１２入力におけるｎ
タイムスロットの受信信号ｒｎは
【００３９】
【００４０】と表現できる。ここでＨｎとはインパルス
応答Ｈをデータシンボル周期でサンプリングしたｎ番目
のサンプル値を示す。しかしながらＨは（１４）式に示
すように時刻ｔ０およびｔ０＋τのみでしか値を持たな
い。従って、τをシンボル周期で分割した場合のスロッ
ト数をＭとすれば、受信信号は ｒｎ＝ｈ（ｔ０）・ａｎ＋ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ- M （１７） と表現できる。上式において、右辺第１項はインパルス
応答の主応答により、ｎ番目シンボルａｎが受信されて
いることを意味し、右辺第２項は進み応答によりａｎよ
りもＭシンボルだけ先行しているシンボルａn-M からの
符号間干渉を意味している。図５の整合フィルタ５１２
内部の遅延素子５１２ａ出力は整合フィルタの第２タッ
プとなっているが、このタップ上には上記（１７）式で
示された受信信号が分布している。従って、遅延素子５
１２ａの入力であるところの整合フィルタ第１タップに
は（１７）式よりもＭシンボル分遅れたｒｎ+ M の受信
信号が分布している。これは次式のように示すことがで
きる。 ｒｎ+ M ＝ｈ（ｔ０）・ａｎ+ M ＋ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ （１８） 整合フィルタでは相関処理の為、入力信号を分岐し遅延
素子５１２ｄにも信号を入力している。ここで５１２ａ
の遅延素子と同様、遅延素子５１２ｄの入力出力におい
て、受信信号ｒｎ+ M およびｒｎをタップ上の信号とし
ている。これらは２個の相関器５１２ｅに入力され、適
応等化器５１３の判定データ信号との相関演算が行われ
る。ここで整合フィルタ５１２および適応等化器５１３
の処理に要する遅延時間ηを５１２ｆの遅延素子に与え
ることにより、相関が正しく行われるようにタイミング
調整を行っている。第２タップによる相関演算は、 Ｗ２＝Ｅ［ｒｎ* ・Λｎ］ ＝Ｅ［｛ｈ（ｔ０）・ａｎ＋ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ- M ｝* ・Λｎ］ ＝ｈ* （ｔ０）Ｅ［ａｎ* ・Λｎ］＋ｈ* （ｔ０＋τ）Ｅ［ａｎ- M * ・Λ ｎ］ （１９） となる。ここで伝達係数ｈに期待値Ｅ［］が外れている
のは第１の実施例で説明したように相関器５１２ｅの平
均化時間をフェージング変動の周期よりも短くしている
為である。さて、適応等化器５１３が正常に動作し、判
定データのビット誤り率が低い場合には、 Λn ≒ａｎ （２０） と近似できる。さらに相関器５１２ｅの平均化時間をデ
ータシンボル周期よりも十分長く設定すれば、前述の
（８）式が成立する。従って、（１９）式は Ｗ２＝ｈ* （ｔ０）Ｅ［ａｎ* ・ａｎ］＝ｈ* （ｔ０） （２１） となる。同様に遅延素子５１２ｄの入力側の第１タップ
での相関演算は、 Ｗ１＝Ｅ［ｒｎ+ M * ・Λｎ］ ＝Ｅ［｛ｈ（ｔ０）・ａｎ+ M ＋ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ｝* ・Λｎ］ ＝ｈ* （ｔ０）Ｅ［ａｎ+ M * ・Λｎ］＋ｈ* （ｔ０＋τ）Ｅ［ａｎ* ・Λ ｎ］ ＝ｈ* （ｔ０＋τ）Ｅ［ａｎ* ・ａｎ］＝ｈ* （ｔ０＋τ） （２２） となる。相関演算により得られたＷ１とＷ２を整理する
と下記の通りである。 Ｗ１＝ｈ* （ｔ０＋τ） （２３） Ｗ２＝ｈ* （ｔ０） （２４） 従って、上記Ｗ１およびＷ２をタップ係数とする整合フ
ィルタ５１２のインパルス応答は、 Ｈ* （−ｔ）＝ｈ* （ｔ０＋τ）・δ（ｔ０）＋ｈ* （ｔ０）・δ（ｔ０＋τ） （２５） と示され、これを図示すると図６の６０３となる。これ
はまさしく、伝送路応答を推定し、その複素共約の時間
反転応答に一致している。以上の動作より、整合フィル
タ出力Ｙは Ｙ＝ｒｎ+ M ・Ｗ１＋ｒｎ・Ｗ２ ＝ｈ* （ｔ０＋τ）ｈ（ｔ０）・ａｎ+ M ＋｛ｈ* （ｔ０）ｈ（ｔ０）＋ｈ* （ｔ０＋τ）ｈ（ｔ０＋τ）｝・ａｎ ＋ｈ* （ｔ０）ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ- M （２６） となる。上記（２６）式の右辺第２項はブランチ１とブ
ランチ２による時間ダイバーシティの最大比合成結果を
示す。一方、右辺第１項はシンボルａｎ+ M からの符号
間干渉であり、その係数ｈ* （ｔ０＋τ）ｈ（ｔ０）は
進み応答に該当する。この係数はτの遅延差での積であ
り、それぞれが独立のレイリーフェージングであるた
め、ベクトル的には位相も振幅もランダムなものとな
る。従って、主応答の最大比合成成分に比べればレベル
がかなり低下したものとなり、進み応答による符号間干
渉も小さなレベルに抑圧される。また右辺第３項はシン
ボルａｎ- M からの符号間干渉であり、その係数ｈ
* （ｔ０）ｈ（ｔ０＋τ）は遅れ応答に該当する。この
成分も前記第１項と同様にランダムな位相と振幅を有し
ており、これによる符号間干渉レベルも低くなる。
応答Ｈをデータシンボル周期でサンプリングしたｎ番目
のサンプル値を示す。しかしながらＨは（１４）式に示
すように時刻ｔ０およびｔ０＋τのみでしか値を持たな
い。従って、τをシンボル周期で分割した場合のスロッ
ト数をＭとすれば、受信信号は ｒｎ＝ｈ（ｔ０）・ａｎ＋ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ- M （１７） と表現できる。上式において、右辺第１項はインパルス
応答の主応答により、ｎ番目シンボルａｎが受信されて
いることを意味し、右辺第２項は進み応答によりａｎよ
りもＭシンボルだけ先行しているシンボルａn-M からの
符号間干渉を意味している。図５の整合フィルタ５１２
内部の遅延素子５１２ａ出力は整合フィルタの第２タッ
プとなっているが、このタップ上には上記（１７）式で
示された受信信号が分布している。従って、遅延素子５
１２ａの入力であるところの整合フィルタ第１タップに
は（１７）式よりもＭシンボル分遅れたｒｎ+ M の受信
信号が分布している。これは次式のように示すことがで
きる。 ｒｎ+ M ＝ｈ（ｔ０）・ａｎ+ M ＋ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ （１８） 整合フィルタでは相関処理の為、入力信号を分岐し遅延
素子５１２ｄにも信号を入力している。ここで５１２ａ
の遅延素子と同様、遅延素子５１２ｄの入力出力におい
て、受信信号ｒｎ+ M およびｒｎをタップ上の信号とし
ている。これらは２個の相関器５１２ｅに入力され、適
応等化器５１３の判定データ信号との相関演算が行われ
る。ここで整合フィルタ５１２および適応等化器５１３
の処理に要する遅延時間ηを５１２ｆの遅延素子に与え
ることにより、相関が正しく行われるようにタイミング
調整を行っている。第２タップによる相関演算は、 Ｗ２＝Ｅ［ｒｎ* ・Λｎ］ ＝Ｅ［｛ｈ（ｔ０）・ａｎ＋ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ- M ｝* ・Λｎ］ ＝ｈ* （ｔ０）Ｅ［ａｎ* ・Λｎ］＋ｈ* （ｔ０＋τ）Ｅ［ａｎ- M * ・Λ ｎ］ （１９） となる。ここで伝達係数ｈに期待値Ｅ［］が外れている
のは第１の実施例で説明したように相関器５１２ｅの平
均化時間をフェージング変動の周期よりも短くしている
為である。さて、適応等化器５１３が正常に動作し、判
定データのビット誤り率が低い場合には、 Λn ≒ａｎ （２０） と近似できる。さらに相関器５１２ｅの平均化時間をデ
ータシンボル周期よりも十分長く設定すれば、前述の
（８）式が成立する。従って、（１９）式は Ｗ２＝ｈ* （ｔ０）Ｅ［ａｎ* ・ａｎ］＝ｈ* （ｔ０） （２１） となる。同様に遅延素子５１２ｄの入力側の第１タップ
での相関演算は、 Ｗ１＝Ｅ［ｒｎ+ M * ・Λｎ］ ＝Ｅ［｛ｈ（ｔ０）・ａｎ+ M ＋ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ｝* ・Λｎ］ ＝ｈ* （ｔ０）Ｅ［ａｎ+ M * ・Λｎ］＋ｈ* （ｔ０＋τ）Ｅ［ａｎ* ・Λ ｎ］ ＝ｈ* （ｔ０＋τ）Ｅ［ａｎ* ・ａｎ］＝ｈ* （ｔ０＋τ） （２２） となる。相関演算により得られたＷ１とＷ２を整理する
と下記の通りである。 Ｗ１＝ｈ* （ｔ０＋τ） （２３） Ｗ２＝ｈ* （ｔ０） （２４） 従って、上記Ｗ１およびＷ２をタップ係数とする整合フ
ィルタ５１２のインパルス応答は、 Ｈ* （−ｔ）＝ｈ* （ｔ０＋τ）・δ（ｔ０）＋ｈ* （ｔ０）・δ（ｔ０＋τ） （２５） と示され、これを図示すると図６の６０３となる。これ
はまさしく、伝送路応答を推定し、その複素共約の時間
反転応答に一致している。以上の動作より、整合フィル
タ出力Ｙは Ｙ＝ｒｎ+ M ・Ｗ１＋ｒｎ・Ｗ２ ＝ｈ* （ｔ０＋τ）ｈ（ｔ０）・ａｎ+ M ＋｛ｈ* （ｔ０）ｈ（ｔ０）＋ｈ* （ｔ０＋τ）ｈ（ｔ０＋τ）｝・ａｎ ＋ｈ* （ｔ０）ｈ（ｔ０＋τ）・ａｎ- M （２６） となる。上記（２６）式の右辺第２項はブランチ１とブ
ランチ２による時間ダイバーシティの最大比合成結果を
示す。一方、右辺第１項はシンボルａｎ+ M からの符号
間干渉であり、その係数ｈ* （ｔ０＋τ）ｈ（ｔ０）は
進み応答に該当する。この係数はτの遅延差での積であ
り、それぞれが独立のレイリーフェージングであるた
め、ベクトル的には位相も振幅もランダムなものとな
る。従って、主応答の最大比合成成分に比べればレベル
がかなり低下したものとなり、進み応答による符号間干
渉も小さなレベルに抑圧される。また右辺第３項はシン
ボルａｎ- M からの符号間干渉であり、その係数ｈ
* （ｔ０）ｈ（ｔ０＋τ）は遅れ応答に該当する。この
成分も前記第１項と同様にランダムな位相と振幅を有し
ており、これによる符号間干渉レベルも低くなる。
【００４１】上記整合フィルタ後の畳込み応答を図６の
６０４に示す。主応答は第１，第２の実施例での時間ダ
イバーシチＭＲＣ出力と一致する。第３の実施例では、
整合フィルタリングにより主応答以外に進み応答と遅れ
応答が作り出される。この余分な応答による符号間干渉
は整合フィルタ後の最終的な歪みとなるが、これらは適
応等化器５１３により除去される。
６０４に示す。主応答は第１，第２の実施例での時間ダ
イバーシチＭＲＣ出力と一致する。第３の実施例では、
整合フィルタリングにより主応答以外に進み応答と遅れ
応答が作り出される。この余分な応答による符号間干渉
は整合フィルタ後の最終的な歪みとなるが、これらは適
応等化器５１３により除去される。
【００４２】第３の実施例においても、ダイバーシチ次
数を増加させるには、スペクトラム拡散による符号化多
重度を上げ、さらに整合フィルタのタップ数を増加する
ことで達成される。周波数ダイバーシチや空間（パス）
ダイバーシチと比べて装置規模とコスト面で有利とな
る。
数を増加させるには、スペクトラム拡散による符号化多
重度を上げ、さらに整合フィルタのタップ数を増加する
ことで達成される。周波数ダイバーシチや空間（パス）
ダイバーシチと比べて装置規模とコスト面で有利とな
る。
【００４３】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、ダイバー
シチブランチにスペクトラム拡散による符号間多重を適
用し、周波数、偏波、空間（パス）などの媒体を用いな
いで時間ダイバーシチの最大比合成を実現している。従
って、送受それぞれ１個のアンテナと１個の無線周波数
により任意の多重度のダイバーシチが構成出来る。特に
スペクトラム拡散処理部や変復調部はＬＳＩ化が可能で
ある為、装置規模とコストを押さえてダイバーシチ次数
を上げ、回線品質を高める効果がある。
シチブランチにスペクトラム拡散による符号間多重を適
用し、周波数、偏波、空間（パス）などの媒体を用いな
いで時間ダイバーシチの最大比合成を実現している。従
って、送受それぞれ１個のアンテナと１個の無線周波数
により任意の多重度のダイバーシチが構成出来る。特に
スペクトラム拡散処理部や変復調部はＬＳＩ化が可能で
ある為、装置規模とコストを押さえてダイバーシチ次数
を上げ、回線品質を高める効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例のブロック図である。
【図２】第１の実施例の動作を説明する図である。
【図３】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】第２の実施例の動作を説明する図である。
【図５】本発明の第３の実施例のブロック図である。
【図６】第３の実施例の動作を説明する図である。
【図７】従来技術を示すブロック図である。
【図８】従来技術の他の例を示すブロック図である。
【符号の説明】 １０１ 遅延時間がτの遅延素子 １０２ 変調器 １０３ スペクトラム拡散器 １０４ 合成器 １０５ １個の送信機 １０６ １個の送信アンテナ １０７ １個の受信アンテナ １０８ １個の受信機 １０９ スペクトラム逆拡散器 １１０ 復調器 １１１ 遅延時間がτの遅延素子 １１２ 複素乗算器 １１３ 相関器 １１４ 合成器 １１５ ＡＧＣ増幅器 １１６ 適応等化器 ５０１ 遅延時間がτの遅延素子 ５０２ 変調器 ５０３ スペクトラム拡散器 ５０４ 合成器 ５０５ 送信機 ５０６ １個の送信アンテナ ５０７ １個の受信アンテナ ５０８ １個の受信機 ５０９ スペクトラム逆拡散器 ５１０ 復調器 ５１１ 合成器 ５１２ 整合フィルタ ５１３ 適応等化器 ５１２ａ 遅延時間がτの遅延素子 ５１２ｂ 複素乗算器 ５１２ｃ 合成器 ５１２ｄ 遅延時間τの遅延素子 ５１２ｅ 相関器 ５１２ｆ 遅延時間ηの遅延素子
Claims (1)
- 【請求項１】受信手段と、前記受信手段で受信した信号
に送信側と対応したスペクトラム逆拡散を行い複数ブラ
ンチの信号とするスペクトラム逆拡散手段と、前記複数
ブランチの信号を復調し合成信号とする復調・合成手段
と、前記合成信号を入力とする適応型の整合フィルタ手
段と、前記整合フィルタ手段の出力を入力とする適応等
化器とを備え、前記整合フィルタ手段は、入力を前記ブ
ランチ間の信号遅延時間を単位として順次遅延する第１
及び第２の遅延手段と、前記第１遅延手段の各出力と前
記適応等化器の出力とに基づき複数個の相関値を出力す
る相関手段と、前記相関手段の出力を前記第２の遅延手
段の対応する各出力にそれぞれ複素乗算し合成して出力
する演算手段で構成したことを特徴とするダイバーシチ
受信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7062821A JP2705623B2 (ja) | 1995-03-22 | 1995-03-22 | ダイバーシチ送受信方法及び送受信機 |
| FR9603583A FR2732173B1 (fr) | 1995-03-22 | 1996-03-22 | Systeme de communications en diversite de temps a spectre disperse |
| US08/620,246 US5757853A (en) | 1995-03-22 | 1996-03-22 | Spread spectrum time diversity communications system |
| US09/018,893 US6075808A (en) | 1995-03-22 | 1998-02-05 | Spread spectrum time diversity communications system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7062821A JP2705623B2 (ja) | 1995-03-22 | 1995-03-22 | ダイバーシチ送受信方法及び送受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08265236A JPH08265236A (ja) | 1996-10-11 |
| JP2705623B2 true JP2705623B2 (ja) | 1998-01-28 |
Family
ID=13211388
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7062821A Expired - Lifetime JP2705623B2 (ja) | 1995-03-22 | 1995-03-22 | ダイバーシチ送受信方法及び送受信機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5757853A (ja) |
| JP (1) | JP2705623B2 (ja) |
| FR (1) | FR2732173B1 (ja) |
Families Citing this family (71)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0767544A3 (en) | 1995-10-04 | 2002-02-27 | Interuniversitair Micro-Elektronica Centrum Vzw | Programmable modem using spread spectrum communication |
| JPH09116475A (ja) * | 1995-10-23 | 1997-05-02 | Nec Corp | 時間ダイバーシチ送受信システム |
| JP3338747B2 (ja) * | 1995-12-28 | 2002-10-28 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| JPH09191301A (ja) * | 1996-01-10 | 1997-07-22 | Canon Inc | スペクトラム拡散通信装置 |
| JP2800891B2 (ja) * | 1996-12-17 | 1998-09-21 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ方式のマルチコード送信装置 |
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| JPH1198066A (ja) * | 1997-09-19 | 1999-04-09 | Hitachi Denshi Ltd | 復調器及び復調方法 |
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| DE69832483T2 (de) | 1998-08-19 | 2006-06-08 | Siemens Ag | Spreizspektrumempfänger zur Verminderung von Nachbarsymbolstörungen |
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| FI982856A (fi) | 1998-12-31 | 2000-07-01 | Nokia Networks Oy | Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin |
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